CN113507133A - 一种基于能量方程的单相lcl型并网逆变器有源阻尼策略 - Google Patents

一种基于能量方程的单相lcl型并网逆变器有源阻尼策略 Download PDF

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Abstract

本发明涉及电力系统技术领域，公开了一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略，其电路结构为单相并网逆变器，所选用滤波器为LCL型滤波器，该并网逆变器基于能量方程运用机侧电流形成机侧电流回路控制器，引入滤波电容电压形成有源阻尼控制器，运用扩张状态观测器得到滤波电容电压观测值，以省去电容电压传感器，结合李雅普诺夫稳定理论保证整个控制系统稳定性，以实现单相LCL型并网逆变器的高性能工作。与现有技术相比，本发明不仅保持了全局稳定性，而且大大提高了谐振阻尼，而且具有良好的正弦电网电流质量、合理的总谐波失真和快速的动态响应。

Description

一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略
技术领域
本发明涉及电力系统技术领域，具体涉及一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略。
背景技术
随着新能源发电、高压直流输电的快速发展，并网设备的数量和容量不断增加，电力电子装置控制灵活的优势日益展现。目前已经有很多关于并网逆变器的研究，这些逆变器用于将从可再生能源中获得的能量输出到电网。
并网逆变器的控制方法是另一个热门的研究课题。研究了各种控制方法对逆变器输出电流的控制，并对其稳态和暂态响应性能进行了研究。并网逆变器的控制主要采用电网电压前馈比例积分控制器、滞环电流控制器、无差拍控制器、比例谐振控制器和滑模控制器。此外，基于人工智能的方法，如模糊控制和神经模糊控制方法也被应用于这些应用。在过去的文献中，这些方法的优点和缺点主要是从瞬态响应和稳态误差的角度提出的。
在初步研究中，采用L滤波器来降低逆变器输出电流中的开关谐波。而三阶LCL滤波器因其具有电感元件尺寸小、功耗小、衰减好、逆变器输出电流纹波小等优点而成为近年来的研究热点。然而，LCL类型的滤波器由于额外的两个复共轭极点而存在闭环系统不稳定的风险，并且需要谐振阻尼。因此，设计一个合适的基于LCL滤波器的并网逆变器的控制策略比基于L滤波器的逆变器的控制策略更加复杂。为了实现阻尼问题，人们提出了主动阻尼和被动阻尼两种方法基于，无源阻尼需要并联或串联电阻来消除谐振，这会产生损耗，所以现在对有源阻尼的研究成为了热门，单相LCL型并网逆变器采用机侧电流控制时，阻尼较差，闭环性能不理想。
发明内容
发明目的：为了解决现有技术中存在的问题，本发明提供一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略，基于能量方程，实现单相LCL型并网逆变器的控制，运用扩张状态观测器，在节省传感器的前提下得到电容电压观测值，通过电容电压观测值反馈来抑制LCL滤波器谐振的现象。
技术方案：本发明提供了一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略，所述逆变器为单相LCL型并网逆变器，所述控制方法包括如下步骤：
步骤1：根据单相LCL型并网逆变器的滤波电感电流和滤波电容电压，构建单相LCL型并网逆变器的平均状态空间模型；
步骤2：根据单相LCL型并网逆变器的平均状态空间模型，建立扩张状态观测器，得到电容电压的观测值
Figure BDA0003103881150000027
；
步骤3：根据步骤1构建的平均状态空间模型，利用李雅普诺夫函数稳定性定理设计基于能量方程的并网逆变器机侧电流回路控制器；
步骤4：根据步骤3设计的基于能量方程的并网逆变器机侧电流回路控制器及步骤2观测得到的电压值
Figure BDA0003103881150000028
，构建基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼控制器；
步骤5：获取基于能量方程的单相LCL型并网逆变器的全桥功率开关控制信号。
进一步地，所述步骤1的平均状态空间模型为：
Figure BDA0003103881150000021
Figure BDA0003103881150000022
Figure BDA0003103881150000023
其中，L1为逆变器的机侧滤波电感、L2为逆变器的网侧滤波电感、C为逆变器的滤波电容、r1和r2为滤波电感L1和L2的内阻；i1为逆变器的机侧滤波电感电流、i2为逆变器的网侧滤波电感电流、vC为逆变器的滤波电容电压；Vs为逆变器的直流输入电压；vg＝Vgsin(ωt)是栅极电压，u是控制律
进一步地，所述步骤2中扩张观测器设计为：
Figure BDA0003103881150000024
其中，
Figure BDA0003103881150000025
代表机侧电感电流i1状态变量x1的观测值，
Figure BDA0003103881150000026
代表电容电压vC状态变量x2的观测值，
Figure BDA0003103881150000031
代表网侧电感电流i2状态变量x3的观测值，
Figure BDA0003103881150000032
为网侧电流项
Figure BDA0003103881150000033
被扩张的新状态变量x4的观测值，
Figure BDA0003103881150000034
ui表示uVs，
Figure BDA0003103881150000035
和
Figure BDA0003103881150000036
分别为
Figure BDA0003103881150000037
和
Figure BDA0003103881150000038
对时间的导数；摄动参数ε设计为：
Figure BDA0003103881150000039
其中，μ、λ1、λ2为正实数，e是自然对数底数，tmax为最大变化时刻；根据扩张观测器，当
Figure BDA00031038811500000310
时，扩张状态观测器得到的电容电压的观测值趋近于电容电压值。
进一步地，所述步骤3中基于能量方程的并网逆变器机侧电流回路控制器基于能量方程的并网逆变器机侧电流回路控制器总控制输入表达式为：
Figure BDA00031038811500000311
其中，u是控制率，Uo和Δu分别表示u的稳态值和摄动值，
Figure BDA00031038811500000312
为给定机侧电流、
Figure BDA00031038811500000313
为给定网侧电流、
Figure BDA00031038811500000314
为给定电容电压，Ki1是关于机侧电流回路控制器增益，
Figure BDA00031038811500000315
是机侧电流i1和给定机侧电流
Figure BDA00031038811500000316
的误差。
进一步地，所述步骤4中基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼控制器总控制输入表达式为：
Figure BDA00031038811500000317
其中，Kv是关于电容电压的控制器增益，
Figure BDA00031038811500000318
是观测得到的电压值
Figure BDA00031038811500000319
和给定电容电压
Figure BDA00031038811500000320
的误差。
进一步地，，所述步骤5获取基于能量方程的单相LCL型并网逆变器的全桥功率开关控制信号为：利用基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼控制器获取控制律u，将控制律u作为单极性正弦脉宽调制策略的输入，获取并网逆变器的全桥功率开关控制信号。
有益效果：
1、本发明所选用滤波器为LCL型滤波器，LCL滤波器衰减快，体积小，可用较小的电感值达到好的滤波效果。结合物理知识，运用能量守恒定律列出能量方程，实现跨学科的结合，实现了由物理理论指导实践，又从实践中得到控制理论的过程。
2、本发明基于能量方程结合李雅普诺夫稳定理论保证整个控制系统稳定性，以实现机侧电流反馈的单相LCL型并网逆变器的高性能工作。
3、本发明运用扩张状态观测器，得到电容电压的观测值，节省了传感器，降低了成本，降低了因传感器出现故障，导致恶化控制效果的概率。
4、本发明采用机侧电流和滤波电容电压控制相结合，设计基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略，该策略不仅保持了全局稳定性，而且大大提高了谐振阻尼。
5、本发明具有良好的正弦电网电流质量、合理的总谐波失真和快速的动态响应。
附图说明
图1为本发明一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略的主电路结构图；
图2为本发明一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略的能量分布示意图；
图3为本发明一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略控制电路图；
图4为本发明一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器根据所建立的扩张状态观测器，得到电容电压的观测值与实际电容电压比较图；
图5为本发明一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器机侧电流回路控制器下，电流给定变化时网侧电流和电网电压比较图；
图6为本发明一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼控制器下，电流给定变化时网侧电流和电网电压比较图；
图7为本发明一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器机侧电流回路控制器下，网侧电流THD分析图；
图8为本发明一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼控制器下，网侧电流THD分析图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
参照图1，本实施例提供的一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略的主电路结构图，本发明基于单相LCL型并网逆变器的结构为：
一组全桥式直流/交流并网逆变器，连接至公共电网，其中全桥式直流/交流并网逆变器是由全桥式功率开关、机侧滤波电感L1和网侧滤波电感L2及滤波电容C所组成，使得输入端的直流总线电压Vs经由功率开关的高频切换以输出交流电源。i1和i2别为机侧滤波电感电流和网侧滤波电感电流、vC并网逆变器的滤波电容电压、vg为并网电压。
参照图2，本实施例提供的一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略的能量分布示意图，本发明基于能量方程的能量分布为：
直流电源Vs提供以Ein表示的输入能量，部分Ein被r1和r2(Er1和Er2)以及单相LCL并网逆变器的开关器件Esw耗散，剩余的部分能量转移到电网中；电感和电容器不会耗散能量，因此，存储在单相并网LCL逆变器中的所有能量都分布在L1、C和L2中，Ein的一部分由存储在这些组件(ΔEL1、ΔEL2和ΔEC)中的能量双向交换，直到总能量消耗收敛到单相LCL并网逆变器的平衡点。
参照图3，本实施例提供的一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略控制系统包括对滤波电感电流i2的实现满足并入电网电流的控制，本发明提供的一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略，包括如下步骤：
步骤1：所述的平均状态空间模型为：
Figure BDA0003103881150000051
Figure BDA0003103881150000052
Figure BDA0003103881150000053
其中，L1为逆变器的机侧滤波电感、L2为逆变器的网侧滤波电感、C为逆变器的滤波电容、r1和r2为滤波电感L1和L2的内阻；i1为逆变器的机侧滤波电感电流、i2为逆变器的网侧滤波电感电流、vC为逆变器的滤波电容电压；Vs为逆变器的直流输入电压；vg＝Vg sin(ωt)是栅极电压，u是控制律。
步骤2，所述扩张观测器设计为：
Figure BDA0003103881150000061
其中，
Figure BDA0003103881150000062
代表机侧电感电流i1状态变量x1的观测值，
Figure BDA0003103881150000063
代表电容电压vC状态变量x2的观测值，
Figure BDA0003103881150000064
代表网侧电感电流i2状态变量x3的观测值，
Figure BDA0003103881150000065
为网侧电流项
Figure BDA0003103881150000066
被扩张的新状态变量x4的观测值，
Figure BDA0003103881150000067
ui表示uVs，
Figure BDA0003103881150000068
和
Figure BDA0003103881150000069
分别为
Figure BDA00031038811500000610
和
Figure BDA00031038811500000611
对时间的导数；摄动参数ε设计为：
Figure BDA00031038811500000612
其中，μ、λ1、λ2为正实数，e是自然对数底数，tmax为最大变化时刻；根据扩张观测器，当
Figure BDA00031038811500000613
时，扩张状态观测器得到的电容电压的观测值趋近于电容电压值。
步骤3：利用李雅普诺夫函数稳定性定理设计基于能量方程的并网逆变器机侧电流回路控制器：
步骤3.1：设计基于能量方程的并网逆变器机侧电流回路控制器：
单相LCL型并网逆变器存储在电感和电容器中的能量写成如下：
E＝ΔEL1+ΔEL2+ΔEC (6)
其中，E为储在单相并网逆变器中的所有能量，ΔEL1、ΔEL2和ΔEC为存储在L1、C和L2中的能量；电感和电容器不会耗散能量，因此，存储在单相并网LCL逆变器中的所有能量都分布在L1、C和L2中，Ein的一部分由存储在这些组件(ΔEL1、ΔEL2和ΔEC)中的能量双向交换，直到总能量消耗收敛到单相LCL并网逆变器的平衡点。
步骤3.2：利用李雅普诺夫函数稳定性定理证明系统的稳定性，选取能量方程表示李雅普诺夫函数V(x)＝E，则有：
Figure BDA0003103881150000071
从而得到：
Figure BDA0003103881150000072
步骤3.3：由于r1和r2是正常数，因此不管ei1和ei2的符号如何，若
Figure BDA00031038811500000712
总是负的
Figure BDA00031038811500000711
则被扰动的控制输入被选择如下：
Δu＝Ki1Vsei1,Ki1＜0 (9)
其中，Ki1是关于机侧电流的控制器增益；
步骤3.4：因此，基于能量方程的并网逆变器机侧电流回路控制器总控制输入表达式为：
Figure BDA0003103881150000073
其中，给定电容电压
Figure BDA0003103881150000074
和给定机侧电流
Figure BDA0003103881150000075
可以用给定网侧电流
Figure BDA0003103881150000076
表示：
Figure BDA0003103881150000077
Figure BDA0003103881150000078
其中，给定网侧电流
Figure BDA0003103881150000079
可以通过使用电网电压vg＝Vg sin(ωt)和注入电网以实现单位功率因数的基准电流，可由
Figure BDA00031038811500000710
获得。
步骤4：根据步骤3设计的基于能量方程的并网逆变器机侧电流回路控制器及步骤2观测得到的电压值，构建基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼控制器：
基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼控制器总控制输入表达式为：
Figure BDA0003103881150000081
其中，Kv是关于电容电压的控制器增益，则有：
Figure BDA0003103881150000082
其中A表示如下的雅可比矩阵：
Figure BDA0003103881150000083
系统的特征方程可以得到如下：
Figure BDA0003103881150000084
从劳斯三阶系统稳定性判据，可以得到以下条件：
Figure BDA0003103881150000085
由于，电容电压的控制器增益Kv设置为正值，且Ki1＜0，所以上述条件总是满足的，因此闭环系统总是稳定的，实现了系统全局稳定。基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼控制器实现了谐振阻尼。
步骤5：获取单相LCL型并网逆变器的全桥功率开关控制信号：
利用基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼控制器获取控制律u，将控制律u作为单极性正弦脉宽调制策略的输入，，获取并网逆变器的全桥功率开关控制信号。
对本发明实施例提供的方法的效果在单相LCL型并网逆变器系统中进行测试分析：
图4为在单相LCL型并网逆变器系统中建立扩张状态观测器，在本发明所提出一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略下，系统滤波电容电压及扩张状态观测器所观测得到的滤波电容电压波形对比，对比仿真实验结果可得：本发明所应用的扩张状态观测器，可以实现电容电压观测值在1ms跟踪系统实际电容电压，扩张状态观测器性能较好。
图5为单相LCL型并网逆变器网侧电流给定由10A提升至20A时，本发明基于能量方程的单相LCL型并网逆变器机侧电流回路控制器下，系统电网电压及网侧滤波电感电流波形对比，对比仿真实验结果可得：机侧电流回路机侧电流回路控制器控制方法在稳态时可以实现，网侧电流平滑并入电网，但是动态情况下，网侧电流产生震荡，0.05s内稳定；本发明所提出的单相LCL型并网逆变器机侧电流回路控制器在给定变化时，虽然网侧电流能够无相位差接入电网，但过渡过程较久，需要增加系统阻尼来减少过渡时间。
图6为单相LCL型并网逆变器网侧电流给定由10A提升至20A时，本发明所提出基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略下，系统电网电压及网侧滤波电感电流波形对比，对比仿真实验结果可得：本发明所提出的控制方法在稳态时可以实现，网侧电流平滑并入电网，且动态情况下，网侧电流无震荡，立刻稳定。本发明在给定变化时，网侧电流的影响减小，且电流过度过程急剧减小，相比机侧电流回路控制器控制方法鲁棒性明显提高，改变网侧滤波电感电流给定的时候也能保证网侧滤波电感具有高质量的并网电流。
图7、图8分别为本发明基于能量方程的单相LCL型并网逆变器机侧电流回路控制器下和本发明所提出基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略下，网侧滤波电感电流波形谐波傅里叶分析，由图7和图8可看到：机侧电流回路控制器下，波形稳定时总谐波崎变率为2.18％，基波幅值为19.89V，基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略下，总谐波崎变率为0.54％，基波幅值为19.93V；对比仿真实验谐波傅里叶分析图结果可得：本发明所提出的控制方法，稳态精度高，输出电压总谐波畸变率较小。
上述实施方式只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略，其特征在于，所述逆变器为单相LCL型并网逆变器，所述控制方法包括如下步骤：
步骤1：根据单相LCL型并网逆变器的滤波电感电流和滤波电容电压，构建单相LCL型并网逆变器的平均状态空间模型；
步骤2：根据单相LCL型并网逆变器的平均状态空间模型，建立扩张状态观测器，得到电容电压的观测值
Figure FDA0003103881140000011
步骤3：根据步骤1构建的平均状态空间模型，利用李雅普诺夫函数稳定性定理设计基于能量方程的并网逆变器机侧电流回路控制器；
步骤4：根据步骤3设计的基于能量方程的并网逆变器机侧电流回路控制器及步骤2观测得到的电压值
Figure FDA0003103881140000012
构建基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼控制器；
步骤5：获取基于能量方程的单相LCL型并网逆变器的全桥功率开关控制信号。
2.根据权利要求1所述基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略，其特征在于，所述步骤1的平均状态空间模型为：
Figure FDA0003103881140000013
Figure FDA0003103881140000014
Figure FDA0003103881140000015
其中，L1为逆变器的机侧滤波电感、L2为逆变器的网侧滤波电感、C为逆变器的滤波电容、r1和r2为滤波电感L1和L2的内阻；i1为逆变器的机侧滤波电感电流、i2为逆变器的网侧滤波电感电流、vC为逆变器的滤波电容电压；Vs为逆变器的直流输入电压；vg＝Vgsin(ωt)是栅极电压，u是控制律。
3.根据权利要求2所述的基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略，其特征在于，所述步骤2中扩张观测器设计为：
Figure FDA0003103881140000021
其中，
Figure FDA0003103881140000022
代表机侧电感电流i1状态变量x1的观测值，
Figure FDA0003103881140000023
代表电容电压vC状态变量x2的观测值，
Figure FDA0003103881140000024
代表网侧电感电流i2状态变量x3的观测值，
Figure FDA0003103881140000025
为网侧电流项
Figure FDA0003103881140000026
被扩张的新状态变量x4的观测值，
Figure FDA0003103881140000027
ui表示uVs，
Figure FDA0003103881140000028
Figure FDA0003103881140000029
和
Figure FDA00031038811400000210
分别为
Figure FDA00031038811400000211
和
Figure FDA00031038811400000212
对时间的导数；摄动参数ε设计为：
Figure FDA00031038811400000213
其中，μ、λ1、λ2为正实数，e是自然对数底数，tmax为最大变化时刻；根据扩张观测器，当
Figure FDA00031038811400000214
时，扩张状态观测器得到的电容电压的观测值趋近于电容电压值。
4.根据权利要求2所述的基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略，其特征在于，所述步骤3中基于能量方程的并网逆变器机侧电流回路控制器基于能量方程的并网逆变器机侧电流回路控制器总控制输入表达式为：
Figure FDA00031038811400000215
其中，u是控制率，Uo和Δu分别表示u的稳态值和摄动值，
Figure FDA00031038811400000216
为给定机侧电流、
Figure FDA0003103881140000031
为给定网侧电流、
Figure FDA0003103881140000032
为给定电容电压，Ki1是关于机侧电流回路控制器增益，
Figure FDA0003103881140000033
是机侧电流i1和给定机侧电流
Figure FDA0003103881140000034
的误差。
5.根据权利要求4所述的基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼策略，其特征在于，所述步骤4中基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼控制器总控制输入表达式为：
Figure FDA0003103881140000035
其中，Kv是关于电容电压的控制器增益，
Figure FDA0003103881140000036
是观测得到的电压值
Figure FDA0003103881140000037
和给定电容电压
Figure FDA0003103881140000038
的误差。
6.根据权利要求1所述获取基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼控制器总控制，其特征在于，所述步骤5获取基于能量方程的单相LCL型并网逆变器的全桥功率开关控制信号为：利用基于能量方程的单相LCL型并网逆变器有源阻尼控制器获取控制律u，将控制律u作为单极性正弦脉宽调制策略的输入，获取并网逆变器的全桥功率开关控制信号。
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