CN114641950A - 通信装置及通信系统 - Google Patents

Abstract

通信系统被配置为使用脉宽调制信号作为与通信线连接的多个节点之间的传输码。主节点包括：发送晶体管，其与所述通信线连接；检测器，其被配置为检测所述发送晶体管的导通期间的电流变化；以及通信电路，其被配置为基于所述电流变化的发生定时来决定所述发送晶体管的截止定时(即，设置在从节点中的第二发送晶体管的导通定时)。例如，所述通信电路可以被配置为以使所述发送晶体管和所述第二发送晶体管的同时导通期间TB满足TB＝(2n‑1)/2f的方式决定所述发送晶体管的截止定时(其中，f是EMI噪声的频率)。

Description

通信装置及通信系统

技术领域

本说明书中描述的本发明涉及一种通信装置和通信系统。

背景技术

当今，在车载通信领域中，实际运用一种使用脉宽调制信号作为与通信线连接的多个节点之间(主从间)的传输码的通信系统(例如CXPI[时钟扩展外围接口]通信系统等)。

与前述相关的传统技术的一些示例可见于下述专利文献1至3。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2018-7237号公报

专利文献2：日本特开2015-43512号公报

专利文献3：日本特开2014-236233号公报

发明内容

技术问题

然而，上述传统的通信系统(以及其中所采用的通信装置)在减少通信过程中产生的EMI(电磁干扰)噪声、减小通信系统的空间和成本以及提高通信的稳定性等方面留有进一步研究的余地。

鉴于本发明人所遇到的上述问题，本说明书中所公开的发明的目的在于，提供一种通信装置及通信系统，其能够实现兼顾EMI噪声的减小和通信系统的空间的节省及成本的降低，或者能够实现兼顾EMI噪声的减小和通信稳定性的提高。

技术方案

根据本说明书中公开的一方面，一种通信装置，其用作被配置为使用脉宽调制信号作为与通信线连接的多个节点之间的传输码的通信系统中的主节点，所述通信装置包括：发送晶体管，其被配置为与所述通信线连接；检测器，其被配置为检测所述发送晶体管的导通期间的电流变化；以及通信电路，其被配置为基于所述电流变化的发生定时来决定所述发送晶体管的截止定时(第一配置)。

在上述第一配置的通信装置中，所述电流变化的发生定时可以对应于设置在从节点中的第二发送晶体管的导通定时(第二配置)。

在上述第二配置的通信装置中，所述通信电路可以被配置为以使所述发送晶体管和所述第二发送晶体管的同时导通期间TB满足TB＝(2n-1)/2f的方式决定所述发送晶体管的截止定时，其中，f是EMI噪声的频率(第三配置)。

在上述第一至第三配置中的任一配置的通信装置中，所述检测器可以设置在经由所述发送晶体管的电流路径上(第四配置)。

在上述第一至第四配置中的任一配置的通信装置中，所述检测器可以包括：电流-电压转换元件，其被配置为将电流信号转换为电压信号；以及比较器，其被配置为将所述电压信号与预定的阈值进行比较(第五配置)。

上述第一至第五配置中的任一配置的还可以包括：接收器，其与所述通信线连接；以及波形整形器，其被配置为控制所述发送晶体管的驱动信号(第六配置)。

根据本说明书中所公开的另一方面，一种通信系统，其包括主节点、从节点，以及通信线，并且使用脉宽调制信号作为与所述通信线连接的所述主节点与所述从节点之间的传输码。其中，所述主节点是上述第一至第六配置中的任一配置的通信装置(第七配置。)

在上述第七配置的通信系统中，所述主节点中的终端电阻的电阻值可以低于所述从节点中的终端电阻(第八配置)。

上述第八配置的通信系统可以被配置为遵循CXPI协议(第九配置)

根据本说明书中公开的另一方面，一种车辆，包括上述第七至第九配置中的任一配置的通信系统(第十配置)。

根据本说明书中公开的另一方面，一种通信装置，其用作被配置为使用脉宽调制信号作为与通信线连接的多个节点之间的传输码的通信系统中的从节点。所述通信装置包括：发送晶体管，其与所述通信线连接；检测器，其被配置为监测只有所述主节点将所述脉宽调制信号保持在显性电平(dominant level)时的脉宽；以及波形整形器，其被配置为根据所述检测器的输出来控制所述发送晶体管的驱动信号(第十一配置)。

在上述第十一配置的通信装置中，所述检测器可以被配置为将所述脉宽与预定的阈值进行比较(第十二配置)。

在上述第十二配置的通信装置中，所述波形整形器可以被配置为：在所述发送晶体管的导通过渡时，如果在所述导通过渡之前检测到的所述脉宽大于所述阈值，则所述波形整形器以限制流过所述通信线的总线电流的方式控制所述驱动信号；如果所述脉宽小于所述阈值，则所述波形整形器以不限制所述总线电流的方式控制所述驱动信号(第十三配置)。

在上述第十三配置的通信装置中，所述波形整形器可以被配置为：在所述发送晶体管的导通过渡时，当限制所述总线电流时，所述波形整形器以第一压摆率(slew rate)使所述驱动信号转变为对应于导通期间的逻辑电平；并且当不限制所述总线电流时，所述波形整形器以高于所述第一压摆率的第二压摆率使所述驱动信号转变为对应于所述导通期间的逻辑电平(第十四配置)。

在上述第十一至第十四配置中的任一配置的通信装置中，所述波形整形器可以包括：第一波形整形器，其被配置为以所述第一压摆率使所述驱动信号转变为对应于所述导通期间的逻辑电平；第二波形整形器，其被配置为以所述第二压摆率使所述驱动信号转变为对应于所述导通期间的逻辑电平；以及选择器，其被配置为根据所述检测器的输出使所述第一波形整形器和所述第二波形整形器中的一个有效(第十五配置)。

在上述第十一至第十四配置中的任一配置的通信装置中，所述波形整形器可以包括电流源，该电流源被配置为生成用于使所述驱动信号转变为对应于所述导通期间的逻辑电平的导通电流，并且所述波形整形器被配置为根据所述检测器的输出来控制所述导通电流的大小(第十六配置)。

上述第十一至第十六配置中的任一配置的通信装置还可以包括：接收器及终端电阻，所述接收器及终端电阻与所述通信线连接；以及通信电路，其与所述检测器、所述波形整形器以及所述接收器连接(第十七配置)。

根据本说明书中公开的又一方面，一种通信系统，包括主节点、从节点，以及通信线，所述通信系统使用脉宽调制信号作为与所述通信线连接的所述主节点与所述从节点之间的传输码。其中，所述从节点是上述第十一至第十七配置中的任一配置的通信装置(第十八配置)。

在上述第十八配置的通信系统中，所述主节点中的终端电阻的电阻值可以低于所述从节点中的终端电阻的电阻值(第十九配置)。

上述第十八或第十九配置的通信系统可以遵循CXPI协议(第二十配置)。

根据本说明书中所公开的另一方面，一种车辆，包括上述第十八至第二十配置中的任一配置的通信系统。

发明的效果

根据在本说明书中描述的发明，可以提供一种通信装置及通信系统，其能够实现实现兼顾EMI噪声的减小和通信系统的空间的节省及成本的降低，或者能够实现兼顾EMI噪声的减小和通信稳定性的提高。

附图说明

图1是示出通信系统的整体配置的图。

图2是示出发射测试系统的一例的图。

图3是示出总线电流的第一路径(主开，从关)的图。

图4是示出总线电流的第二路径(主开，从开)的图。

图5是示出总线电流的第三路径(主关，从开)的图。

图6是示出在从节点的发送期间总线电流如何发生突然变化的图。

图7是示出一般的EIM对策的一例的图。

图8是示出第一新实施方式的通信系统的图。

图9是示出主节点和从节点的一配置例的图。

图10是示出检测器的一配置例的图。

图11是示出主节点的截止定时控制动作的图。

图12是示出同时导通期间与峰值噪声电平的关系的图。

图13是示出主节点的一变形例的图。

图14是示出变形例中的检测器的一配置例的图。

图15是示出限制总线电流时总线电压出现毛刺的情况的图。

图16是示出第二新实施方式的通信系统的图。

图17是示出从节点的第一发送动作(WL>TH)的图。

图18是示出从节点的第二发送动作(WL<TH)的图。

图19是示出波形整形器的一变形例的图。

图20是示出车辆的外观的图。

具体实施例

<通信系统(整体配置)>

图1是示出通信系统的整体配置的图。该配置例的通信系统100被设计为安装在车辆中作为用于构建车载LAN(局域网)的手段。通信系统100包括主节点110、从节点120A和120B、以及通信线130。通信系统100遵循CXPI协议，并且使用脉宽调制信号PWM作为与通信线130连接的多个节点连接之间的传输码。

主节点110例如是用于综合控制雨刮器、座舱灯等的BCM(车身控制模块)(或内置于并入其中的ECU[电子控制单元])。主节点110包括CXPI收发器111、微处理器112、以及振荡器113。

从节点120A例如是雨刮器(或并入其中的ECU)，并且包括CXPI收发器121A和微处理器122。

从节点120B例如是座舱灯(或并入其中的ECU)，并且包括无微处理器的CXPI收发器121B。无微处理器的CXPI收发器121B例如包括CXPI物理层、定序器、以及接口(比如，驱动器)。

通信线130是所谓的线束(wire harness)，其布设在车辆的各个部分。除了上述雨刮器、座舱灯以外，与通信线130连接的从节点还可以是诸如空调、后视镜等各种车载设备。

下面对CXPI协议的特征进行简要描述。第一、微处理器112和122可以各自使用UART(通用异步接收器/发送器)接口进行通信。第二、在CXPI收发器111与CXPI收发器121A或121B之间，使用在通信时钟CLK上叠加数据的脉宽调制信号PWM进行双向通信。第三、在从节点120A和120B中，通信时钟CLK可以从脉宽调制信号PWM中提取，由此消除为其单独地提供振荡器的需要。第四、在通信系统100中，可以与主节点110中的振荡器113生成的通信时钟CLK同步地在多个节点之间进行双向通信。

接下来，将对使用脉宽调制信号PWM的双向通信进行简要描述。叠加在脉宽调制信号PWM中的数据的逻辑值是根据脉宽调制信号PWM保持在低电平(显性电平)的期间(即，脉宽WL)的长度来决定的。

具体地，如果脉宽WL比预定的逻辑判定值短，则判定数据的逻辑值为“1”；相比之下，如果脉宽WL比逻辑判定值长，则判定数据的逻辑值为“0”。

例如，当主节点110发送数据“1”时，CXPI收发器111将脉宽调制信号PWM的低电平期间(即，脉宽WL)设定得比逻辑判定值短；相比之下，当主节点110发送数据“0”时，CXPI收发器111将脉宽调制信号PWM的低电平期间(即，脉宽WL)设置得比逻辑判定值长。

这里，在从节点120A或120B的数据发送期间(即，主节点110的数据接收期间)，主节点110保持不断地发送数据“1”的状态，即，保持将用于同步的通信时钟CLK不断地发送至从节点120A和120B状态。

同时，根据要从从节点120A或120B发送的数据，CXPI收发器121A或121B决定是否延长脉宽调制信号PWM的低电平期间(即，脉宽WL)。

具体地，当从节点120A或120B发送数据“0”时，脉宽调制信号PWM的低电平期间被延长，从而脉宽WL变得比逻辑判定值长；相比之下，当从节点120A或120B发送数据“1”时，脉宽调制信号PWM的低电平期间不被延长，从而脉宽WL保持比逻辑判定值短。

遵循CXPI协议，通信系统100被配置为使脉宽调制信号PWM的低电平(显性电平)比高电平(隐性电平)占优势。相应地，如果从从节点120A和120B中的每一个发送的数据之间发生冲突，则进行裁决以使得发送低电平(显性电平)的节点更久地占优势。

顺便提及，在上述通信系统100中，当在主节点110与从节点120A或120B之间发送和接收当脉宽调制信号PWM时，从通信线130发出EMI噪声。因此，由于EMI噪声的频带，附近的IC或系统可能异常工作或停止动作。为了防止这种情况，通信系统100需要通过各种发射测试。

<发射测试系统>

图2是示出发射测试系统的一配置例的图。该配置例的发射测试系统10包括EUT(equipment under test，被测设备)11、电流探头12、线束13、负载14、LISN(lineimpedance stabilization network，线路阻抗稳定网络)15、以及电源16。发射测试系统10通过遵循CISPR25标准的测试方法(电流探针法)评估EUT 11的传导发射特性。

具体地，根据该配置例的发射测试系统10，利用电流探头12测量流过EUT 11的线束13的总线电流(即，噪声电流)，并且评估测量值评估以查看是否符合规定的限值。

<总线电流路径>

图3至图5是分别示出通过上述方法测量的总线电流IBUS的第一路径(主开、从关)、第二路径(主开、从开)、第三路径(主关、从开)的图。

首先，将对图中所示的通信系统200进行描述。如同前述的通信系统100(图1)，该配置例的通信系统200遵循CXPI协议，并且包括主节点210、从节点220、以及通信线230。

主节点210(或并入其中的ECU)包括发送晶体管N1(在图示的示例中，NMOSFET[N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管])、终端电阻R1和Rx、电容器C1、电感器L1、以及齐纳二极管ZD1a和ZD1b。

终端电阻Rl和Rx各自的第一端均与电源端连接。终端电阻R1和Rx各自的第二端、以及电感器L1和电容器C1各自的第一端均与发送晶体管N1的漏极连接。发送晶体管N1的源极和电容器C1的第二端均与接地端连接。发送晶体管N1的栅极与驱动信号G1的施加端连接。电感器L1的第二端和齐纳二极管ZD1a的阳极均与通信线230连接。齐纳二极管ZD1a的阴极与齐纳二极管ZD1b的阴极连接。齐纳二极管ZD1b的阳极与接地端连接。

另一方面，从节点220(或并入其中的ECU)包括发送晶体管N2(例如，NMOSFET)、终端电阻R2、电容器C2、电感器L2、以及齐纳二极管ZD2a和ZD2b。

终端电阻R2的第一端与电源端连接。终端电阻R2的第二端、以及电感器L2和电容器C2各自的第一端均与发送晶体管N2的漏极连接。发送晶体管N2的源极和电容器C2的第二端均与接地端连接。发送晶体管N2的栅极与驱动信号G2的施加端连接。电感器L2的第二端和齐纳二极管ZD2a的阳极均与通信线230连接。齐纳二极管ZD2a的阴极与齐纳二极管ZD2b的阴极连接。齐纳二极管ZD2b的阳极与接地端连接。

上述元件中，发送晶体管N1和终端电阻R1(或终端电阻Rx)构成CXPI收发器211的开漏输出级。发送晶体管N2和终端电阻R2构成CXPI收发器221的开漏输出级。

发送晶体管N1在驱动信号G1处于高电平时导通，并且在驱动信号G1处于低电平时截止。发送晶体管N2在驱动信号G2处于高电平时导通，并且在驱动信号G2处于低电平时截止。

这里，终端电阻R1和R2的电阻值例如为30kΩ。另一方面，仅设置在主节点210中的终端电阻Rx的电阻值为1kΩ。因此，在该配置例的通信系统200中，主节点210中的终端电阻(即，终端电阻R1和Rx的合成电阻)的电阻值低于从节点220中的终端电阻R2的电阻值。

在上述构件中，齐纳二极管ZD1a和ZD2a各自作为输出反接保护元件发挥功能。另一方面，齐纳二极管ZD1b和ZD2b作为浪涌电压吸收元件发挥功能。

在上述构件中，发送晶体管Nl和N2可以是npn型双极晶体管或N沟道IGBT(绝缘栅双极晶体管)，而不是如上所述的NMOSFET。

首先，参照图3，考虑主节点210中的发送晶体管N1导通，并且从节点220中的发送晶体管N2截止的情况。

在这种情况下，总线电流IBUS在从从节点220到主节点210的方向上流过通信线230(参见图中的虚线箭头i1)。该总线电流IBUS经由具有高电阻值(例如，30kΩ)的终端电阻R1流动，因此具有电流值微小。同时，流过低电阻值(例如，1kΩ)的终端电阻Rx的大电流经由主节点210中的发送晶体管N1流向接地端，因此不流过通信线230(参见图中的虚线箭头i1a)。

接下来，参照图4，考虑主节点210中的发送晶体管N1和从节点220中的发送晶体管N2均导通的情况。

在这种情况下，总线电流IBUS在从主节点210到从节点220的方向上流过通信线230(参见图中的虚线箭头i2)。该总线电流IBUS的电流值几乎等于通过从经由低电阻值的终端电阻Rx流动的电流(虚线箭头i2a)减去经由发送晶体管N1流向接地端的电流(虚线箭头i2b)计算得出的电流值(i2≈i2a-i2b，例如，i2≈i2a/2)。

接下来，参照图5，考虑主节点210中的发送晶体管N1截止并且从节点220中的发送晶体管N2导通的情况。

在这种情况下，总线电流IBUS在从主节点210到从节点220的方向上流过通信线230(参见图中的虚线箭头i3)。该总线电流IBUS对应于经由低电阻值(例如，1kΩ)的终端电阻Rx流动的大电流的几乎全量。因此，总线电流IBUS具有比发送晶体管N1和N2均导通(图4，即i3＞i2)时更大的电流值。

如上所述，在通信系统200中，主节点210和从节点220具有不同的终端电阻值(主：1kΩ，从：30kΩ)。因此，当从节点220发送数据“0”时，亦即，在从发送晶体管N1导通并且发送晶体管N2截止的状态起发送晶体管N2导通的时间点，以及在从发送晶体管N1和N2均导通的状态起发送晶体管N1截止的时间点，总线电流IBUS增大。

<EMI噪声>

图6是示出在从节点220的发送期间总线电流IBUS如何发生突然变化(进而，EMI噪声)的时间图。图6从上到下描绘出驱动信号G1和G2、出现在通信线230上的总线电压VBUS(即，脉宽调制信号PWM)、以及总线电流IBUS。

在从节点220的数据传输期间，主节点210保持不断地发送数据“1”的状态，即，保持以脉宽调制信号PWM的脉宽WL(低电平期间的长度)保持低于逻辑判定值的导通占空比Don(＝Ton/T，其中T是开关周期，Ton是导通期间)脉冲驱动驱动信号G1的状态。就图6所示而言，驱动信号G1在时间点t11与t12之间、以及时间点t13与t15之间处于高电平，并且在时间点t15与t17之间处于低电平。

这里，在从节点220发送数据“1”的周期中(即，在时间点t11与t13之间)，驱动信号G2保持在低电平并且发送晶体管N2保持截止。结果，脉宽调制信号PWM的低电平期间未被延长，脉宽WL保持比逻辑判定值短。

顺便提及，在时间点t11与t12之间，主节点210中的发送晶体管N1导通并且从节点220中的发送晶体管N2截止。相应地，在从从节点220到主节点210的方向上，微小的总线电流IBUS(≈0)流过通信线230(也参见前已述及的图3)。

相比之下，在从节点220发送数据“0”的周期中(即，时间点t13与t17之间)，驱动信号G2升至高电平并且发送晶体管N2导通。具体地，就图6所示而言，在时间点t13驱动信号G1升至高电平之后，在时间点t14驱动信号G2升至高电平。然后，在时间点t15驱动信号G1降至低电平之后，在时间点t16驱动信号G2降至低电平。因此，脉宽调制信号PWM的低电平期间被延长，脉宽WL变得比逻辑判定值长。

顺便提及，在时间点t13与t14之间，主节点210中的发送晶体管N1导通并且从节点220中的发送晶体管N2截止。相应地，在从从节点220到主节点210的方向上，微小的总线电流IBUS(≈0)流过通信线230(也参见前已述及的图3)。这种行为类似于先前的时间点t11与t12之间的行为。

相比之下，在时间点t14与t15之间，发送晶体管N1和N2两者都导通。相应地，在从主节点210到从节点220的方向上，总线电流IBUS流过通信线230(也参见前已述及的图4)。顺便提及，即使在时间点t14发送晶体管N2导通，总线电压VBUS也不会发生电势变化。因此，总线电流IBUS以陡峭的电流斜率增大，这会导致较大的EMI噪声。

在时间点t15与t16之间，发送晶体管N1截止并且发送晶体管N2截止。相应地，在从主节点210到从节点220的方向上，更大的总线电流IBUS流过通信线230(也参见前已述及的图5)。顺便提及，即使在时间点t15发送晶体管N1截止，总线电压VBUS也不会发生电势变化。因此，总线电流IBUS以陡峭的电流斜率增大，这会导致较大的EMI噪声。

当在时间点t16发送晶体管N2截止时，总线电压VBUS缓慢上升，因此总线电流IBUS也缓慢减小。因此，此时，EMI噪声不会造成重大问题。

如上所述，在从节点220的数据发送期间的总线电流IBUS的突然变化引起较大的EMI噪声(参见图6中的虚线框)。

<EMI对策>

图7是示出一般的EMI对策的一例的图。

如同前述通信系统100(图1)和通信系统200(图3至图5)，该配置例的通信系统400遵循CXPI协议，并且包括主节点410、从节点420A至420C、以及通信线430。

需要说明的是，在一般的EMI对策中(例如参见专利文献1)，如图7所示的通信系统400中所见，EMI对策电路并非被追加到主节点410，而是被追加到从节点420A至420C中的每一个。

然而，从整个通信系统400的角度而言，与主节点410相比，所包括的从节点420A至420C的数量更多，因而会导致通信系统400的规模和成本的增加。

以下提出的是对上述不便提供解决方案的新实施方式。

<通信系统(第一实施方式)>

图8是示出第一新实施方式的通信系统的图。如同前述通信系统100(图1)、通信系统200(图3至图5)、以及通信系统400(图7)，该配置例的通信系统500遵循CXPI协议，并且包括主节点510、从节点520A至520C、以及通信线530。

该实施方式的通信系统500的特别之处在于，不同于前述通信系统400(图7)，在主节点510中追加了EMI对策电路，而在从节点520A至520C中却没有追加EMI对策电路。

从整个通信系统500的角度而言，这实现了通信系统500的空间的节省和成本的降低。

下面对主节点510和从节点520A至520C的配置及动作进行详细描述。

图9是示出主节点510和从节点520(可以理解为上述从节点520A至520C中的任一个)的一配置例的图。

主节点510包括通信电路511、接收器512、波形整形器513、发送晶体管514(例如，NMOSFET)、终端电阻515、以及检测器516。

通信电路511与接收器512和波形整形器513两者都连接，并且控制遵循CXPI协议的通信。具体地，通信电路511接受接收器512的输出，由此接收从从节点520发送的数据。通信电路511还向波形整形器513输出在通信时钟上叠加了数据的信号，由此向从节点520发送数据。

通信电路511还具有基于从检测器516输入的电流检测信号IDET来决定发送晶体管514的截止定时的功能(对此将在后面详细描述)。

接收器512连接在通信电路511与通信线530之间。接收器512检测出现在通信线530上的总线电压VBUS(即，脉宽调制信号PWM)的脉宽WL，并且将检测结果输出至通信电路511。作为接收器512，例如可以适当地使用将总线电压VBUS与预定的逻辑判定值进行比较的比较器。

波形整形器513连接在通信电路511与发送晶体管514之间。波形整形器513对从通信电路511输入的信号进行波形整形，由此生成驱动信号G1。

发送晶体管514的漏极与通信线530连接。发送晶体管514的源极经由检测器516连接到接地端。发送晶体管514的栅极与驱动信号G1的施加端(即，波形整形器513的输出端)连接。发送晶体管514在驱动信号G1处于高电平时导通，并且在驱动信号G1处于低电平时截止。

终端电阻515连接在电源端与通信线530之间，并且与发送晶体管514一起构成主节点510的开漏输出级。

检测器516连接在经由发送晶体管514的电流路径中(在图9中，发送晶体管514的源极与接地端之间)。检测器516检测发送晶体管514的导通期间Ton的电流变化(即，流过发送晶体管514的灌电流Ix的减小)，并将检测结果作为电流检测信号IDET输出至通信电路514。

另一方面，从节点520包括通信电路521、接收器522、波形整形器523、发送晶体管524、以及终端电阻525。

通信电路521与接收器522和波形整形器523两者都连接，并且控制遵循CXPI协议的通信。具体地，通信电路521接受接收器522的输出，由此接收从主节点510发送的数据。通信电路521还向波形整形器523输出在从接收器522的输出提取的通信时钟上叠加了数据的信号，由此将该数据发送至主节点510。

接收器522连接在通信电路521与通信线530之间。接收器522检测出现在通信线530上的总线电压VBUS(即，脉宽调制信号PWM)的脉宽WL，并将检测结果输出至通信电路521。作为接收器522，例如可以适当地使用将总线电压VBUS与预定的逻辑判定值进行比较的比较器。

波形整形器523连接在通信电路521与发送晶体管524之间。波形整形器523对从通信电路521输入的信号进行波形整形，由此生成驱动信号G2。

发送晶体管524的漏极与通信线530连接。发送晶体管524的源极与接地端连接。发送晶体管524的栅极与驱动信号G2的施加端(即，波形整形器523的输出端)连接。发送晶体管524在驱动信号G2处于高电平时导通，并且在驱动信号G2处于低电平时截止。

终端电阻525连接在电源端与通信线530之间，并且与发送晶体管524一起构成主节点520的开漏输出级。

主节点510中的终端电阻515(该电阻对应于图3至图5中的终端电阻Rl和Rx的合成电阻)被赋予低于从节点520中的终端电阻525(该电阻对应于图3至图5中的终端电阻R2)的电阻值。

<检测器>

图10是示出检测器516的一配置例的图。该配置例的检测器516包括感测电阻516a和比较器516b。

感测电阻516a(电阻值为Rx)连接在发送晶体管514的源极与接地端之间。感测电阻516a用作将在发送晶体管514的导通期间Ton流过的灌电流Ix转换为感测电压V11(＝Ix×Rx)的电流-电压转换元件。

比较器516b将输入至比较器516b的非反相输入端(+)的感测电压V11与输入至比较器516b的反相输入端(-)的预定的阈值电压V12进行比较，由此生成电流检测信号IDET。然后，比较器516b将电流检测信号IDET输出至通信电路511。电流检测信号IDET在V11>V12时处于高电平，并且在V11＜V12时处于低电平。

<截止定时控制>

图11是示出主节点510中的发送晶体管514的截止定时控制动作的图，从上到下描绘出驱动信号G1和G2、总线电压VBUS(即，脉宽调制信号PWM)、总线电流IBUS、感测电压V11(及阈值电压V12)、以及电流检测信号IDET。

在从节点520的数据传输期间，主节点510保持不断地发送数据“1”的状态。就图11所示而言，驱动信号G1在时间点t51与t52之间以及时间点t53与t55之间处于高电平，并且在时间点t55与t57之间处于低电平。

这里，在从节点520发送数据“1”的周期中(即，时间点t51与t53之间)，驱动信号G2保持在低电平并且发送晶体管524保持截止。结果，脉宽调制信号PWM的低电平期间没有被延长，脉宽WL保持比逻辑判定值短。

顺便提及，在时间点t51与t52之间，主节点510中的发送晶体管514导通并且从节点520中的发送晶体管524截止。相应地，从从节点520到主节点510的方向上，微小的总线电流IBUS(≈0)流过通信线530(也参见前已述及的图3)。

同时，当在时间点t51发送晶体管514导通时，高灌电流Ix(图3中的虚线箭头i1a)经由低电阻值(例如，1kΩ)的终端电阻515流过检测器516，因此感测电压V11上升。当感测电压V11变得高于阈值电压V12时，电流检测信号IDET升至高电平。

随后，当在时间点t52发送晶体管514导通时，上述灌电流Ix停止流动，因此感测电压V11开始下降。当感测电压V11变得低于阈值电压V12时，电流检测信号IDET降至低电平。

因此，在从节点50发送数据“1”的周期中(即，时间点t51与t53之间)，由于在发送晶体管514的导通期间Ton结束之前灌电流Ix开始下降，因而电流检测信号IDET基本上不会变为低电平。

在这种情况下，通信电路511与电流检测信号IDET无关地决定发送晶体管514的截止定时。具体地，在时间点t51导通发送晶体管514之后，在时间点52经过预定的导通期间Ton时，通信电路511关断发送晶体管514。

相比之下，在从节点520发送数据“0”的周期中(即，时间点t53与t57之间)，驱动信号G2升至高电平并且发送晶体管524导通。具体地，就图11所示而言，在时间点t53驱动信号G1升至高电平之后，在时间点t54驱动信号G2升至高电平。然后，在时间点t55驱动信号G1降至低电平之后，在时间点t56驱动信号G2降至低电平。因此，脉宽调制信号PWM的低电平期间被延长，脉宽WL变得比逻辑判定值长。

顺便提及，在时间点t53与t54之间，主节点510中的发送晶体管514导通并且从节点520中的发送晶体管524截止。相应地，在从从节点520到主节点510的方向上，微小的总线电流IBUS(≈0)流过通信线530(也参见前已述及的图3)。

同时，高灌电流Ix经由低阻值的终端电阻515流过检测器516；因此感测电压V11变得高于阈值电压V12并且电流检测信号IDET升至高电平。这种行为类似于时间点t51与t52之间的行为。

相比之下，在时间点t54与t55之间，发送晶体管514和524两者都导通。相应地，在从主节点510到从节点520的方向上，总线电流IBUS流过通信线530(也参见前已述及的图4)。

在此期间，流过检测器516的灌电流Ix与总线电流IBUS分流相应的量相比较低得多，因此感测电压V11下降。当感测电压V11变得低于阈值电压V12时，电流检测信号IDET降至低电平。

因此，在从节点50发送数据“0”的周期中(即，时间点t53与t57之间)，发生从发送晶体管514导通并且发送晶体管524截止的状态(即，时间点t53与t54之间)到发送晶体管514和524均导通的状态(时间点t54与t55之间)的转变。相应地，在发送晶体管514的导通期间Ton结束之前，灌电流Ix开始减小并且电流检测信号IDET降至低电平。

在这种情况下，通信电路511基于电流检测信号IDET的下降定时(即，发送晶体管524的导通定时)来决定发送晶体管514的截止定时。具体地，在时间点54电流检测信号IDET降至低电平之后，在时间点55经过预定的同时导通期间TB(即，从导通发送晶体管524到截止关断发送晶体管514的时间差)时，通信电路511关断发送晶体管514。

发送晶体管514的截止定时控制与发送晶体管514的导通期间控制(从Ton到Ton’)相等同。

图12是示出发送晶体管514、524的同时导通期间TB与峰值噪声电平(频率f处的EMI噪声的峰值电平)的关系的图。

从图12可以理解，当同时导通期间TB等于预定长度TB0(＝(2n-1)/2f)时，频率f处的峰值噪声电平处其最小值。

上述噪声抑制效果是由于在特定频带(频率f)中，在时间点t54产生的总线电流IBUS的电流谱分量抵消在时间点55产生的电流谱分量。

相应地，在通信电路511中，通过以使上述同时导通期间TB满足TB＝(2n-1)/2f的方式决定发送晶体管514的截止定时，可以抑制频率f处的EMI噪声。

例如，通过以抑制智能进入频带(f＝106～160kHz)中的EMI噪声的方式决定发送晶体管514的截止定时(进而，导通周期)，可以以防止通信系统500影响智能钥匙的锁定和解锁。

该实施方式的通信系统500的特别之处在于，不同于传统的EMI对策(例如，专利文献1)，EMI对策是在主节点510中完成的，无需在从节点520A至520C中的任一个中设置EMI对策电路。因此，从整个通信系统500的角度而言，可以实现通信系统500的空间的节省和成本的降低。

此外，根据上述截止定时控制，即使制造相关的变化等缩短驱动信号G1的高电平期间(进而，脉宽调制信号PWM的脉宽WL)，也可以确保发送晶体管514、524的足够的同时导通期间TB。因此，不仅可以抑制如上所述的EMI噪声，而且还可以抑制总线电压VBUS中的毛刺(进而，提高通信稳定性)。

优选对每个开关周期T设置发送晶体管514的截止定时(导通期间)。

<变形例>

图13是示出主节点510的一变形例的图。该变形例的主节点100包括检测器517来代替前述检测器516(图9)。

检测器517连接在经由发送晶体管514的电流路径上(在图13中，通信线530与发送晶体管514的漏极之间)。检测器517检测发送晶体管514的导通期间的电流变化(即，流过发送晶体管514的灌电流Ix的下降)，并将检测结果作为电流检测信号IDET输出至发送晶体管514。

图14是示出变形例中的检测器517的一配置例的图。该配置例的检测器517包括感测电阻517a、比较器517b、以及PMOSFET 517c和517d。

PMOSFET 517c的源极与电源端连接。PMOSFET 517d的源极与通信线530连接。PMOSFET 517c和517d各自的栅极均与PMOSFET 517d的漏极连接。PMOSFET 517d的漏极与发送晶体管514的漏极连接。如此连接，PMOSFET517c和517d作为对流过PMOSFET 517d的漏极的灌电流Ix进行镜像并将其从PMOSFET517c的漏极输出的电流镜发挥功能。电流镜的镜像比可以是1，也可以不是1。

感测电阻517a(电阻值为Rx)连接在PMOSFET 517c的漏极与接地端之间。感测电阻517a用作将在发送晶体管514的导通期间流过的灌电流Ix转换为感测电压V21(＝Ix×Rx)的电流-电压转换元件。

比较器517b将输入至比较器517b的非反相端(+)的感测电压V21与输入至比较器517b的反相输入端(-)的预定的阈值电压V22进行比较，由此生成电流检测信号IDET。然后，比较器517b将电流检测信号IDET输出至通信电路511。电流检测信号IDET在V21>V22时处于高电平，并且在V21<V22时处于低电平。

这样，用于检测灌电流Ix的检测器517可以设置在发送晶体管514的上游侧。

这里重复的是，如前已述及的图3至图6所示，在从节点220进行数据发送时，总线电流IBUS的突然变化会引起较大的EMI噪声(参见图6中的虚线框)。上述第一实施方式提出了抑制主节点210中的EMI噪声的方案。另一方面，作为抑制从节点220中的EMI噪声的方案，可以降低在将驱动信号G2提升至高电平时使用的压摆率，由此限制在发送晶体管N2导通时流过的总线电流IBUS，以获得平缓的电流斜率。

然而，如果在发送晶体管N2导通时流过的总线电流IBUS被无条件限制，则总线电压VBUS可能会出现毛刺，从而使主节点210与从节点220之间的双向通信不稳定(或不可能)。

<毛刺>

图15是示出在限制总线电流IBUS时总线电压VBUS出现毛刺的情况的时间图。如同图6，图15从上到下描绘出驱动信号G1和G2、总线电压VBUS(即，脉宽调制信号PWM)、以及总线电流IBUS。

如前所述，在从节点220的数据发送期间，主节点210保持不断地发送数据“1”的状态。就图15所示而言，驱动信号G1在时间点t21与t22之间以及时间点t23与t25之间处于高电平，并且在时间点t22与t23之间以及时间点t25与t27之间处于低电平。

然而，需要说明的是，在图15中，与前已述及的图6相比，驱动信号G1的高电平期间(进而，脉宽调制信号PWM的脉宽WL)更短。因此，CXPI协议容许脉宽调制信号PWM的脉宽WL有一定程度的变差。

这里，在从节点220发送数据“1”周期中(即，时间点t21与t23之间)，驱动信号G2保持在低电平并且发送晶体管N2保持截止。结果，脉宽调制信号PWM的低电平期间未被延长，脉宽WL保持比逻辑判定值短。

在时间点t21与t22之间，主节点210中的发送晶体管N1导通并且从节点220中的发送晶体管N2截止。相应地，在从从节点220到主节点210的方向上，微小的总线电流IBUS(≈0)流过通信线230(也参见前已述及的图3)。

因此，在从节点220发送数据“1”周期中，即使脉宽WL碰巧更短，只要落入容许范围内，就不会出现特别的问题。

相比之下，在从节点220发送数据“0”的周期中(即，时间点t23与t27之间)，驱动信号G2升至高电平并且发送晶体管N2导通。具体地，就图15所示而言，在时间点t23驱动信号G1升至高电平之后，在时间点t24驱动信号G2升至高电平。然后，在时间点t25驱动信号G1降至低电平之后，在时间点t26驱动信号G2降至低电平。

这里，如图15所示，通过降低在驱动信号G2升至高电平时使用的压摆率，并由此限制在发送晶体管N2导通时流过的总线电流IBUS，可以使总线电流IBUS的电流斜率平缓，因此可以抑制EMI噪声。

然而，在图15的示例中，脉宽调制信号PWM的脉宽WL很短，因而在驱动信号G1升至高电平的中途，驱动信号G1降至低电平。这可能会导致在总线电压VBUS中出现毛刺(参见图中的虚线框)，从而使主节点210与从节点220之间的双向通信不稳定(或不可能)。

以下提出的是对上述不便提供解决方案的新实施方式。

<通信系统(第二实施方式)>

图16是示出第二实施方式的通信系统的图。如同前述通信系统100(图1)和通信系统200(图3至图5)，该配置例的通信系统300遵循CXPI协议，并且包括主节点310、从节点320、以及通信线330。

主节点310包括通信电路311、接收器312、波形整形器313、发送晶体管314(例如，NMOSFET)、以及终端电阻315。

通信电路311与接收器312和波形整形器313两者都连接，并且控制遵循CXPI协议的通信。具体地，通信电路311接受接收器312的输出，由此接收从从节点320发送的数据。通信电路311还向波形整形器313输出在通信时钟上叠加了数据的信号，由此将该数据发送至从节点320。

接收器312连接在通信电路311与通信线330之间。接收器312检测出现在通信线330上的总线电压VBUS(即，脉宽调制信号PWM)的脉宽WL，并将检测结果输出至通信电路311。作为接收器312，例如可以适当地使用将总线电压VBUS与预定的逻辑判定值进行比较的比较器。

波形整形器313连接在通信电路311与发送晶体管314之间。波形整形器313对从通信电路311输入的信号进行波形整形，由此生成驱动信号G1。

发送晶体管314的漏极与通信线330连接。发送晶体管314的源极与接地端连接。发送晶体管314的栅极与驱动信号G1的施加端(即，波形整形器313的输出端)连接。发送晶体管314在驱动信号G1处于高电平时导通，并且在驱动信号G1处于低电平时截止。

终端电阻315连接在电源端与通信线330之间，并且与发送晶体管314一起构成主节点310的开漏输出级。

另一方面，从节点320包括通信电路321、接收器322、波形整形器323、发送晶体管324、以及检测器326。

通信电路321与接收器322、波形整形器323以及检测器326中的每一个连接，并且控制遵循CXPI协议的通信。具体地，通信电路321接受接收器322的输出，由此接收从主节点310发送的数据。通信电路321还向波形整形器323输出在通信时钟上叠加了数据的信号，由此将该数据发送至主节点310。

通信电路321还具有以根据检测器326的输出来切换在驱动信号G2升至高电平时使用的压摆率的方式控制波形整形器323的功能(对此将在后面详细描述)。

接收器322连接在通信电路321与通信线330之间。接收器322检测出现在通信线330上的总线电压VBUS(即，脉宽调制信号PWM)的脉宽WL，并将检测结果输出至通信电路321。作为接收器322，例如可以适当地使用将总线电压VBUS与预定的逻辑判定值进行比较的比较器。

波形整形器323连接在通信电路321与发送晶体管324之间。波形整形器323对从通信电路321输入的信号进行波形整形，由此生成驱动信号G2。

尤其，设置在从节点320中的波形整形器323包括第一波形整形器323a、第二波形整形器323b、以及选择器323c，并且具有根据检测器326的输出(具体地，根据检测器326的输出由通信电路321生成的压摆率控制信号)切换在驱动信号G2升至高电平时使用的压摆率的功能。

第一波形整形器323a在接通发送晶体管324时以第一压摆率将驱动信号G2升至高电平。

第二波形整形器323b在接通发送晶体管324时以高于第一压摆率的第二压摆率将驱动信号G2升至高电平。

选择器323c连接在一侧的第一波形整形器323a和第二波形整形器323b与另一侧的发送晶体管324之间，并且根据检测器326的输出(具体地，根据检测器326的输出由通信电路321生成的压摆率控制信号)使第一波形整形器323a和第二波形整形器323b中的一个有效。

发送晶体管324的漏极与通信线330连接。发送晶体管324的源极与接地端连接。发送晶体管324的栅极与驱动信号G2的施加端(即，波形整形器323的输出端)连接。发送晶体管324在驱动信号G2处于高电平时导通，并且在驱动信号G2处于低电平时截止。

终端电阻325连接在电源端和通信线330之间，并且与发送晶体管324一起构成主节点320的开漏输出级。

主节点310中的终端电阻315(该电阻器对应于图3至图5中的终端电阻R1和Rx的合成电阻)被赋予低于从节点320中的终端电阻325(该电阻对应于图3至5中的终端电阻R2)的电阻值。

检测器326检测在只有当主节点310将脉宽调制信号PWM保持在显性电平(即，低电平)时观察到的脉宽WL，并将检测结果输出至通信电路321。具体地，检测器326将前述脉宽WL与预定的阈值TH进行比较，并将比较结果输出至通信电路321。

例如，检测器326可以每个周期或以预定的时间间隔定期地将脉宽WL与阈值TH进行比较。

再例如，在脉宽WL被周期性地检测时，检测器326可以在更新脉宽WL的最小值的同时保持该最小值，并将所保持的值与阈值TH进行比较。

如前所述，通信电路321控制波形整形器323，以根据检测器326的输出(检查脉宽WL是否大于阈值TH的结果)切换在驱动信号G2升至高电平时使用的压摆率的方式控制波形整形器323。

下面针对两个条件(WL>TH和WL<TH)中的每一个对从节点320的发送动作进行详细描述。

<从节点发送动作>

图17是示出从节点320的第一发送动作(WL>TH时)的时间图，其中从上到下描绘出驱动信号G1和G2、总线电压VBUS(即，脉宽调制信号PWM)、以及总线电流IBUS。

在从节点320的数据发送期间，主节点310保持不断地发送数据“1”的状态。就图17所示而言，驱动信号G1在时间点t31与t32之间以及时间点t33与t35之间处于高电平，并且在时间点t32与t33之间以及时间点t35以及t37之间处于低电平。

这里，在从节点320发送数据“1”的周期中(即，时间点t31与t33之间)，驱动信号G2保持在低电平并且发送晶体管324保持截止。结果，脉宽调制信号PWM的低电平期间未被延长，脉宽WL保持比逻辑判定值短。

顺便提及，在时间点t31与t32之间，主节点310中的发送晶体管314导通并且从节点320中的发送晶体管324截止。相应地，在从从节点320到主节点310的方向上，微小的总线电流IBUS(≈0)流过通信线330(也参见前已述及的图3)。

相比之下，在从节点320发送数据“0”的周期中(即，时间点t33与t37之间)，驱动信号G2升至高电平并且发送晶体管524导通。具体地，就图17所示而言，在时间点t33驱动信号G1升至高电平后，在时间点t34驱动信号G2上升至高电平。然后，在时间点t35驱动信号G1降至低电平之后，在时间点t36驱动信号G2降至低电平。因此，脉宽调制信号PWM的低电平期间被延长，脉宽WL变得比逻辑判定值长。

顺便提及，在时间点t33与t34之间，主节点310中的发送晶体管314导通并且从节点320中的发送晶体管324截止。相应地，在从从节点320到主节点310的方向上，微小的总线电流IBUS(≈0)流过通信线330(也参见前已述及的图3)。这种行为类似于先前的时间点t31与t32之间的行为。

相比之下，在时间点t34与t35之间，发送晶体管314和324两者都导通。相应地，在从主节点310到从节点320的方向上，总线电流IBUS流过通信线330(也参见前已述及的图4)。

这里，在时间点t34发送晶体管324的导通过渡时，如果在导通过渡之前检测到的脉宽WL大于阈值TH，则波形整形器323以限制流过通信线330的总线电流IBUS的方式控制驱动信号G2。

具体地，在时间点t34发送晶体管324的导通过渡时，如果限制总线电流IBUS，则波形整形器323使第一波形整形器323a有效，使得驱动信号G2以第一压摆率平缓地转变为高电平。这样，可以使总线电流IBUS的电流斜率平缓，从而抑制EMI噪声。

此外，如果在只有主节点310将脉宽调制信号PWM保持在显性电平(即，低电平)时观察到的脉宽WL大于阈值TH，则限制总线电流IBUS不会妨碍通信的建立。

图18是示出从节点320的第二发送动作(WL<TH)的时间图。如同前已述及的图17，图18从上到下描绘出驱动信号G1和G2、总线电压VBUS(即，脉宽调制信号PWM)、以及总线电流IBUS。

如上所述，在从节点320的数据发送期间，主节点310保持不断地发送数据“1”的状态。就图18所示言，驱动信号G1在时间点t41与t42之间以及时间点t43与t45之间处于高电平，并且在时间点t42与t43之间以及时间点t45与t47之间处于低电平。

然而，在图18中，与前已述及的图17相比，驱动信号G1的高电平期间(继而，脉宽调制信号PWM的脉宽WL)更短。因此，CXPI协议容许脉宽调制信号PWM的脉宽WL有一定程度的变差。这与参照图15前述的类似。

这里，在从节点320发送数据“1”的周期中(即，时间点t41与t43之间)，驱动信号G2保持在低电平并且发送晶体管324保持截止。结果，脉宽调制信号PWM的低电平期间未被延长，脉冲宽度WL保持比逻辑判定值短。

在时间点t41与t42之间，主节点310中的发送晶体管314导通并且从节点320中的发送晶体管324截止。相应地，在从从节点320到主节点310的方向上，微小的总线电流IBUS(≈0)流过通信线330(也参见前已述及的图3)。

因此，在从节点320发送数据“1”的周期中，即使脉宽WL碰巧更短，只要落入容许范围内，就不会出现特别的问题。

相比之下，在从节点320发送数据“0”的周期中(即，时间点t43与t47之间)，驱动信号G2升至高电平并且发送晶体管324导通。具体地，就图18所示而言，在时间点t43驱动信号G1升至高电平之后，在时间点t44驱动信号G2升至高电平。然后，在时间点t45驱动信号G1降至低电平之后，在时间点t46驱动信号G2降至低电平。

这里，在时间点t44发送晶体管324的导通过渡时，如果在导通过渡之前检测到的脉宽WL小于阈值TH，则波形整形器323以不限制流过通信线330的总线电流IBUS的方式驱动上述驱动信号G2。

具体地，在时间点t44发送晶体管324的导通过渡时，如果不限制总线电流IBUS，则波形整形器323使第二波形整形器323b有效，使得驱动信号G2以高于第一压摆率的第二压摆率快速转变为高电平。这样，可以使总线电流IBUS的电流斜率陡峭，从而可以使通信的建立优先于EMI噪声的抑制。

<波形整形器>

图19是示出波形整形器323的一变形例的图。该变形例的波形整形器323包括电流源CS1至CS4，而不是前述第一波形整形器323a、第二波形整形器323b以及选择器323c。

电流源CS1至CS3并联连接在电源端与发送晶体管324的栅极(即，驱动信号G2的施加端)之间，并且分别生成用于将驱动信号G2切换到高电平(即，对应于所述导通期间的逻辑电平)的导通电流IH1和IH3。导通电流IH1和IH3可以具有相等的电流值，或者也可以具有不同的电流值。

电流源CS4连接在发送晶体管324的栅极(即，驱动信号G2的施加端)与接地端之间，并且生成用于使驱动信号G2转变为低电平(对应于截止期间的逻辑电平)的截止电流IL。

当使驱动信号G2转变为高电平时，通信电路321接通电流源CS1至CS3中的至少一个并且保持电流源CS4关断。相比之下，当使驱动信号G2转变为低电平时，通信电路321保持电流源CS1至CS3全部关断并且接通电流源CS4。

通信电路321还具有当使驱动信号G2从低电平转变为高电平时，根据检测器326的输出单独地接通和关断电流源CS1至CS3(进而，导通电流IH1和IH3)的功能，换言之，控制流入发送晶体管324的栅极电容的导通电流IH的大小的功能。

例如，在电流源CS1接通并且电流源CS2和CS3关断的情况下，IH＝IH1。又例如，在电流源CS1和CS2接通并且电流源CS3关断的情况下，IH＝IH1+IH2。再例如，在电流源CS1至CS3均接通的情况下，IH＝IH1+IH2+IH3。

上述导通电流IH越小，驱动信号G2越平缓地上升，因此在发送晶体管324的导通过渡时流过的总线电流IBUS受到的限制越多。反之，导通电流IH越大，驱动信号G2越陡峭地上升，总线电流IBUS受到的限制越少。

相应地，例如，如果脉宽调制信号PWM的脉宽WL大于阈值TH，则并非所有电流源CS1至CS3都被接通，以便保持导通电流IH小；因此可以限制总线电流IBUS，由此抑制EMI噪声。

相比之下，当脉宽调制信号PWM的脉宽WL小于阈值TH时，所有电流源CS1至CS3都被接通，以便使更大的导通电流IH流过；因此可以保持总线电流IBUS不受限制，从而提高通信稳定性。

<对车辆的应用>

图20是示出车辆的外观的图。该配置例的车辆X搭载有从电池(未图示)供给电力而动作的多种电子设备X11～X18。为方便起见，图20可能示出并非在实际设置于的位置处的电子设备X11至X18。

电子设备X11是进行关于发动机的控制(喷射控制、电子节气门控制、怠速控制、含氧传感器加温件控制、自动巡航控制等)的发动机控制单元。

电子设备X12是控制HID(高强度放电灯)、DRL(日间行车灯)等的点亮和熄灭的灯控制单元。

电子设备X13是进行关于变速器的控制的变速器控制单元。

电子设备X14是进行关于车辆X的运动的控制(ABS[防抱死制动系统]控制、EPS[电动助力转向]控制、电子悬架控制等)的运动控制单元。

电子设备X15是驱动和控制门锁、防盗报警器等的安全控制单元。

电子设备X16包括作为标准或制造商定制用品在工厂发运阶段并入车辆X中的电子设备，例如雨刮器、电动侧视镜、电动车窗、阻尼器(减震器)、电动天窗以及电动座椅等。

电子设备X17包括可选地安装到车辆X的电子设备作为用户定制设备，例如A/V(视频/音频)设备、汽车导航系统以及ETC(电子收费控制系统)等。

电子设备X18包括设置有高耐压电机的电子设备，例如车载鼓风机、油泵、水泵、以及电池冷却风扇等。

上述任意通信系统及其中的任意节点，即通信系统500(进而，主节点510及从节点520)和通信系统300(进而，主节点310及从节点320)可以并入到电子设备X11至X18中的任意电子设备。

<应用例>

尽管上述实施方式作为示例论及遵循CXPI协议的通信系统，但这并不意味着限定本发明的应用对象。本发明可以应用于通过类似于本说明书中描述的原理动作的所有通信系统，即，使用脉宽调制信号作为多个节点之间的传输码并且被配置为通过让发出显性电平的节点更久地占优势来对从不同节点发送的信号之间的冲突进行裁决的所有通信系统。

<其他变形>

本说明书中公开的多种技术特征可以以除上述实施方式中的之外的任意方式实现，并且允许在不背离其技术独创性的情况下进行多种变更。即，上述实施方式应被理解为在各个方面是示例性的，而不是限制性的，并且本发明的技术范围不是由上面给出的实施方式的描述定义，而是由所附权利要求书定义，并且包括落入与那些权利要求等同的范围和意义内的任意变更。

工业上的可利用性

本说明书中描述的发明例如可以应用于车载通信系统(尤其，遵循CXPI协议的通信系统)。

附图标记

10：发射测试系统，11：EUT，12：电流探头，13：线束，14：负载，15：LISN，16：电源，100、200、300、400、500：通信系统，110、210、310、410、510：主节点，111、211：CXPI收发器，112：微处理器，113：振荡器，120A、120B、220、320、420A至420C、520、520A至520C：从节点，121A、121B、221：CXPI收发器，122：微处理器，130、230、330、430、530：通信线，311、321：通信电路，312、322：接收器，313、323：波形整形器，323a：第一波形整形器，323b：第二波形整形器，323c：选择器，314、324：发送晶体管，315、325：电阻，511、521：通信电路，512、522：接收器，513、523：波形整形器，514、524：发送晶体管，515、525：终端电阻，516、517：检测器，516a、517a：感测电阻，516b、517b：比较器，517c、517d：PMOSFET，C1、C2：电容器，CS1至CS4：电流源，L1、L2：电感器，N1、N2：发送晶体管，R1、R2、Rx：终端电阻，X：车辆，X11至X18：电子设备，ZD1a、ZD1b、ZD2a、ZD2b：齐纳二极管。

Claims (21)

1.一种通信装置，其用作被配置为使用脉宽调制信号作为与通信线连接的多个节点之间的传输码的通信系统中的主节点，所述通信装置包括：

发送晶体管，其被配置为与所述通信线连接；

检测器，其被配置为检测所述发送晶体管的导通期间的电流变化；以及

通信电路，其被配置为基于所述电流变化的发生定时来决定所述发送晶体管的截止定时。

2.根据权利要求1所述的通信装置，其中，

所述电流变化的发生定时对应于设置在从节点中的第二发送晶体管的导通定时。

3.根据权利要求2所述的通信装置，其中，

所述通信电路被配置为以使所述发送晶体管和所述第二发送晶体管的同时导通期间TB满足TB＝(2n-1)/2f的方式决定所述发送晶体管的截止定时，其中，f是EMI噪声的频率。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的通信装置，其中，

所述检测器设置在经由所述发送晶体管的电流路径上。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的通信装置，其中，

所述检测器包括：

电流-电压转换元件，其被配置为将电流信号转换为电压信号；以及

比较器，其被配置为将所述电压信号与预定的阈值进行比较。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的通信装置，还包括：

接收器，其与所述通信线连接；以及

波形整形器，其被配置为控制所述发送晶体管的驱动信号。

7.一种通信系统，包括主节点、从节点，以及通信线，所述通信系统使用脉宽调制信号作为与所述通信线连接的所述主节点和与所述通信线连接的所述从节点之间的传输码，其中，

所述主节点是根据权利要求1至6中任一项所述的通信装置。

8.根据权利要求7所述的通信系统，其中，

所述主节点中的终端电阻的电阻值低于所述从节点中的终端电阻的电阻值。

9.根据权利要求8所述的通信系统，其中，

所述通信系统遵循CXPI协议。

10.一种车辆，包括根据权利要求7至9中任一项所述的通信系统。

11.一种通信装置，其用作被配置为使用脉宽调制信号作为与通信线连接的多个节点之间的传输码的通信系统中的从节点，所述通信装置包括：

发送晶体管，其与所述通信线连接；

检测器，其被配置为监测只有当所述主节点将所述脉宽调制信号保持在显性电平时的脉宽；以及

波形整形器，其被配置为根据所述检测器的输出来控制所述发送晶体管的驱动信号。

12.根据权利要求11所述的通信装置，其中，

所述检测器被配置为将所述脉宽与预定的阈值进行比较。

13.根据权利要求12所述的通信装置，其中，

所述波形整形器被配置为：在所述发送晶体管的导通过渡时，

如果在所述导通过渡之前检测到的所述脉宽大于所述阈值，则所述波形整形器以限制流过所述通信线的总线电流的方式控制所述驱动信号；

如果所述脉宽小于所述阈值，则所述波形整形器以不限制所述总线电流的方式控制所述驱动信号。

14.根据权利要求13所述的通信装置，其中，

所述波形整形器被配置为：在所述发送晶体管的导通过渡时，

当限制所述总线电流时，所述波形整形器以第一压摆率使所述驱动信号转变为对应于导通期间的逻辑电平；并且

当不限制所述总线电流时，所述波形整形器以高于所述第一压摆率的第二压摆率使所述驱动信号转变为对应于所述导通期间的逻辑电平。

15.根据权利要求11至14中任一项所述的通信装置，其中，

所述波形整形器包括：

第一波形整形器，其被配置为以所述第一压摆率使所述驱动信号转变为对应于所述导通期间的逻辑电平；

第二波形整形器，其被配置为以所述第二压摆率使所述驱动信号转变为对应于所述导通期间的逻辑电平；以及

选择器，其被配置为根据所述检测器的输出使所述第一波形整形器和所述第二波形整形器中的一个有效。

16.根据权利要求11至14中任一项所述的通信装置，其中，

所述波形整形器包括电流源，该电流源被配置为生成用于使所述驱动信号转变为对应于所述导通期间的逻辑电平的导通电流，并且

所述波形整形器被配置为根据所述检测器的输出来控制所述导通电流的大小。

17.根据权利要求11至16中任一项所述的通信装置，还包括：

接收器及终端电阻，所述接收器及所述终端电阻与所述通信线相连接；以及

通信电路，其与所述检测器、所述波形整形器以及所述接收器相连接。

18.一种通信系统，包括主节点、从节点，以及通信线，所述通信系统使用脉宽调制信号作为与所述通信线连接的所述主节点和与所述通信线连接的所述从节点之间的传输码，其中，

所述从节点是根据权利要求11至17中任一项所述的通信装置。

19.根据权利要求18所述的通信系统，其中，

所述主节点中的终端电阻的电阻值低于所述从节点中的终端电阻的电阻值。

20.根据权利要求19所述的通信系统，其中，

所述通信系统遵循CXPI协议。

21.一种车辆，包括根据权利要求18至20中任一项所述的通信系统。

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