CN114641087A - 一种短波数字信道化通探一体快速建链方法 - Google Patents
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Abstract
本发明属于短波通信技术领域，具体涉及一种短波数字信道化通探一体快速建链方法；该方法包括：采用通探一体化信号进行信道探测；根据通探一体化信号进行双向信道质量评估和数据信息的解调译码；主呼方根据双向信道质量评估结果组合建链信道；主呼方从建链信道中选择链路发送建链PDU；被呼方接收建链PDU，根据解调译码后的数据信息判断是否向主呼方发送应答PDU；若主呼方接收到应答PDU则向被呼方发送确认PDU，主被呼双方完成建链，否则，切换信道继续发送建链PDU；本发明充分利用短波数字信道化接收机的全频段接收能力，在信道质量评估后立即申请链路建立，提高建链速率和建链成功率，具有广阔的应用前景。
Description
技术领域
本发明属于短波通信技术领域，具体涉及一种短波数字信道化通探一体快速建链方法。
背景技术
短波通信作为一种重要的通信手段，由于其灵活性高、抗摧毁能力强、通信传输距离远等优点，广泛应用于航海、海空和抢险救灾等领域。但是，为了适应电离层的时变色散特性，必须根据信道的变化而实时改变通信频率。随着通信技术的发展，出现了自动链路建立(ALE，automatic link establishment)概念，即通过探测信号对信道参数进行估计，完成信道质量评估，选择最佳工作频率建立链路，保持可靠的通信。
现有技术中，针对传统ALE技术存在的建链呼叫方等待驻留信道或呼叫时间过长，以及信道质量评估实时性差、参数过少等问题，引入了数字信道化接收机，使得接收方具有宽窗口接收能力，提高了探测与信号分析的速度。并增加信道质量评估参数，提高了建链的时效性和可靠性。此外，一种信道化接收机多信道组扫描驻留方法，其围绕短波宽带化，针对不同业务需求，选择合适的波形和宽带信道用于链路的建立，提高了短波宽带信道的建链成功率。
但以上方法使用的短波数字信道化接收机覆盖频段范围有限，不能做到真正意义上的实时全频段覆盖接收。在建链流程的不同阶段，设计使用不同特性的突发波形，存在设备匹配和时间同步等方面的问题。在快速链路建立协议方面，频率管理和链路建立的分离，常常使频率优选集中的频率不足以支撑当前链路的可靠通信。
综上所述，亟需一种能实现实时全频段覆盖接收并保持建链系统具有较高可靠性和时效性的通探一体快速建链方法。
发明内容
针对现有技术存在的不足，本发明提出了一种短波数字信道化通探一体快速建链方法，该方法包括：
S1：采用通探一体化信号从短波频率优选集中选择频率点进行信道探测；
S2：采用短波全频段数字信道化接收机根据通探一体化信号进行双向信道质量评估和数据信息的解调译码；
S3：主呼方根据双向信道质量评估结果组合建链信道；
S4：主呼方从建链信道中选择链路向被呼方发送建链PDU；
S5：被呼方接收建链PDU，根据解调译码后的数据信息判断是否向主呼方发送应答PDU；
S6：若主呼方接收到应答PDU则向被呼方发送确认PDU，主被呼双方完成通信链路的建立；否则，返回步骤S4。
优选的，通探一体化信号的结构包括：同步前导信号和数据信息；同步前导信号由三个LFM信号构成，前两个LFM信号为上调频LFM信号，最后一个LFM信号为下调频LFM信号；数据信息由32位有效比特信息依次进行添加比特循环冗余校验码、RS(15,9)编码和二进制正交键控调制处理生成。
进一步的，LFM信号的带宽为20kHz，脉宽为12ms。
进一步的，数据信息为60位比特，数据信息中每个数据信息码元的带宽为20kHz，脉宽为3ms。
优选的，短波全频段数字信道化接收机的结构包括：AD转换模块、数字下变频模块、第一级信道化结构和第二级信道化结构；第一级信道化结构与第二级信道化结构均被均匀划分为32路子信道，每路子信道带宽为24kHz。
优选的，进行双向信道质量评估的过程包括：短波全频段数字信道化接收机接收探一体化信号；采用匹配滤波器、CFAR检测与最佳采样时刻调整对短波全频段数字信道化接收机中每路信号进行同步捕获，得到同步捕获信号；根据同步捕获信号进行多径时延估计；根据同步捕获信号进行多普勒频偏估计；根据同步捕获信号进行信噪比估计；根据多径时延估计、多普勒频偏估计和信噪比估计进行双向信道质量评估。
进一步的，根据同步捕获信号进行多径时延估计的过程包括：根据同步捕获信号确认第一径信号的位置；根据第一径信号的位置确认第二径信号的匹配滤波输出脉冲；获取第二径信号的两个匹配滤波输出脉冲之间的点数差和时间差；根据两个匹配滤波输出脉冲之间的点数差和时间差计算多径时延估计。
进一步的，根据同步捕获信号进行多普勒频偏估计的过程包括：
A1：初始化n为零，设定频偏步进值fα，设定频偏值为fest＝(Δf-k/4fs)，其中Δf表示频偏初步估计值，fs表示同步捕获信号频率，k表示调频斜率；
A2：将fest分别加入到上下调频匹配滤波的冲激响应中，计算同步前导信号经过上下调频匹配滤波后的结果；
A3：令n＝n+1，若n·fα＞k/2fs，则将上下调频匹配滤波后脉压值最大时对应的频偏值作为频偏估计值，否则更新fest＝(Δf-k/4fs)+n·fα，返回步骤A2。
进一步的，根据同步捕获信号进行信噪比估计的过程包括：
B1：初始化h为零，令sh(n)＝s(n)；其中，s(n)表示经多普勒频偏校正后的LFM信号；
B2：根据多径时延估计结果和sh(n)经过匹配滤波后的输出，得到α1′和α′2；根据α1′和α′2，更新本地序列的LFM信号；其中，α1′和α′2分别表示主径信号和次径信号经过信道和信道化结构的增益；
B3：令h＝h+1，根据本地序列的LFM信号更新sh(n)，若仍能捕获sh(n)经过匹配滤波输出的脉冲峰值，则返回步骤B2，若无法捕获匹配滤波器输出的结果则根据信号sh(n)计算信噪比估计。
优选的，进行数据信息的解调译码过程包括：短波全频段数字信道化接收机接收探一体化信号；采用匹配滤波器、CFAR检测与最佳采样时刻调整对短波全频段数字信道化接收机中每路信号进行同步捕获，得到同步捕获信号；分别采用上调频匹配滤波器和下调频匹配滤波器对同步捕获信号进行处理；对上调频匹配滤波器和下调频匹配滤波器的输出进行抽样判决，并通过RS(15,9)译码处理得到解调译码出的数据信息。
本发明的有益效果为：本发明在宽带短波通信和第三代ALE技术的基础上，设计了能实时获取多路信号的短波全频段数字信道化接收机，其采用两级信道化级联的结构大大的降低了工程实现难度，且相比单级信道化能适应更低的信噪比；设计了一种基于线性调频信号的通信探测一体化波形，解决建链过程中波形切换带来的时间冗余和设备兼容问题；通过研究信道质量评估技术，一方面弥补了信道化结构带来的衰减影响，另外一方面为建链信道提供了可靠的数据支撑；设计了一种快速建链协议，在传统建链流程的基础上，充分利用短波数字信道化接收机的全频段接收能力，在信道质量评估后立即申请链路建立，提高建链速率和建链成功率，具有广阔的应用前景。
附图说明
图1为本发明中的快速建链单呼流程图；
图2为本发明中快速建链系统整体框图；
图3为本发明中短波全频段数字信道化接收机结构框图；
图4为本发明中通探一体波形帧结构；
图5为本发明中发送信号产生流程图；
图6为本发明中短波全频段数字信道化接收机的接收端解调模块流程图；
图7为本发明中LFM-BOK解调框图；
图8为本发明中经数字信道化接收机处理后的信号时频图；
图9为本发明中低信噪比下的同步捕获概率和数据正确接收概率示意图；
图10为本发明中AWGN信道下建链成功率与信噪比的关系图；
图11为本发明中短波信道下建链成功率与信噪比的关系图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明提出了一种短波数字信道化通探一体快速建链方法，如图1所示，所述方法包括：
S1：采用通探一体化信号从短波频率优选集中选择频率点进行信道探测；
S2：采用短波全频段数字信道化接收机根据通探一体化信号进行双向信道质量评估和数据信息的解调译码；
S3：主呼方根据双向信道质量评估结果组合建链信道；
S4：主呼方从建链信道中选择链路向被呼方发送建链PDU；
S5：被呼方接收建链PDU，根据解调译码后的数据信息判断是否向主呼方发送应答PDU；
S6：若主呼方接收到应答PDU则向被呼方发送确认PDU，主被呼双方完成通信链路的建立；否则，返回步骤S4。
如图2所示，本发明根据短波通信业务要求，以数字信道化技术、通探一体化波形为基础，设计了一种快速建链系统，系统由短波电台、通信控制器以及上层应用程序组成。
短波电台通过引入数字信道化接收机，利用其短波全频段接收能力，可实现多个短波信道的并行探测，在链路建立流程中无需等待驻留信道或在选定信道上呼叫足够时间，大幅度缩短链路建立时间，实现用户间的快速建链和实时建链。
通信控制器主要实现物理层和数据链路层的功能。当接收到上层应用程序下发的各项命令后，按照规定的链路建立协议与各模块进行指令交互，控制短波电台完成特定功能或切换至特定工作状态，获取短波信道参数估计数据和通信数据，在复杂多变的信道环境下实现快速链路建立。通信链路建立后，频率更新模块自适应地更换工作频率和可用频率组，保证链路建立的稳定性。数据传输模块控制业务传输流程，约定数据传输格式保障数据可靠传输。
上层应用程序为用户提供频率优选集和信道参数态势等信息，控制建链系统的稳定运行，完成通信双方的各种业务管理。
短波通信的频段范围为3～30MHz，近几十年来，由于只在3kHz信道中分配短波频段的惯例和短波技术的限制，短波无线电系统只能支持较低的数据速率。随着传输业务需求的增多和传输速率需求的增大，宽带业务在短波通信中应运而生。本发明在宽带短波通信和第三代ALE技术的基础上，设计了能实时获取多路信号的短波全频段数字信道化接收机，其瞬时处理带宽为24.576MHz，实时获取1024路子信道，每路子信道带宽为24kHz。
短波全频段数字信道化接收机的结构如图3所示，包括AD转换模块、数字下变频模块、第一级信道化结构和第二级信道化结构；数字信号通过数字下变频模块的混频和滤波抽取，得到采样率为98.304MHz/4＝24.576MHz，带宽范围为-12.288MHz～12.288MHz的宽带信号。使用单级信道化划分1024路子信道在工程实现对于资源的消耗过大，本发明采用两级信道化级联的结构大大简化了设计，并且相比单级信道化能适应更低的信噪比。两级信道化级联的结构能实现1024路子信道均匀划分，每一级信道化划分32路子信道，第一级信道化后每路子信道带宽为768kHz，第二级信道化后每路子信道带宽为24kHz。
LFM信号由于其良好的探测性能和自相关特性广泛应用于雷达系统，具有容易产生、时间带宽积大、抗干扰能力强等特点，特别是在抑制多普勒频移和多径效应方面具有良好的性能；本发明设计了一种基于线性调频(LFM,linear frequency modulation)信号的通信探测一体化波形，在快速建链系统中，利用通探一体化波形同时进行通信与探测，实时信道质量评估的同时，携带描述信道质量的参数和有效建链信息完成快速链路建立；本发明的通信探测一体化波形设计如下：
典型的LFM信号数学表达式为：
其中，A为信号幅度，f0为信号载频，k＝B/T为调频斜率，B是信号带宽，T为信号持续时间，也称为脉冲宽度。
对于LFM信号，当k＞0，则其瞬时频率随时间呈线性增加，称之为上调频LFM信号，反之，若k＜0，则其瞬时频率随时间呈线性减小，称之为下调频LFM信号。
如图4所示，根据短波数字信道化接收机设置指标，优选的，设计同步前导信号由三个带宽20kHz、脉宽12ms的LFM信号构成，分别为同步头1、同步头2和同步头3；同步头1和同步头2为上调频LFM信号，用于信号的同步捕获和多径时延估计，同步头3为下调频LFM信号，与同步头2一起用于信号的多普勒频率偏移估计，整个同步前导信号还可用于信噪比估计。
如图5所示，数据信息中包含32位有效比特信息，这32位比特依次添加4位比特循环冗余校验码、RS(15,9)编码，数据编码成60位比特，最后进行基于二进制正交键控(BOK,binary orthogonal keying)的LFM-BOK调制生成基带信号，组成数据信息序列。其中，每个数据信息码元的带宽为20kHz，脉宽为3ms。
在数字信道化接收机接收过程中，由于所设计的原型低通滤波器并不是理想的，其存在过渡带，每级子信道划分的相邻信道之间会存在覆盖的盲区。处于盲区的信道会有较大的衰减，对于数字信道化接收机接收性能有一定影响，通过研究信道参数估计技术，一方面弥补了信道化结构带来的衰减影响，另外一方面为建链信道提供了可靠的数据支撑；通过信道参数估计对双向信道质量进行评估使得主呼方可根据双向信道质量评估结果组合建链信道。
如图6所示，对短波全频段数字信道化接收机中接收的每路子信道的信号进行同步捕获，对存在目标信号的子信道进行下一步的信道参数估计和通信数据的解调译码，信道参数估计包括多径时延估计、多普勒频偏估计和信噪比估计；进行信道参数估计的具体过程如下：
LFM信号经过匹配滤波器的输出可表示为：
其中，A、Ar分别为匹配滤波冲激响应和接收信号的幅值。
从上式可以看出，匹配滤波器的输出具有和sinc函数类似的特性，具有良好的脉冲压缩特性。从而可将输入的低峰值功率的LFM信号转换成一个能量集中于很短时间内具有高峰值功率的输出信号，再通过CFAR检测与最佳采样时刻调整实现信号的同步捕获。当两个脉冲峰值之间的采样点数对应同步前导LFM信号长度时，可以认为捕获到了同步头，便可以得到同步前导信号的起始位置。
一种进行多径时延估计的优选实施例如下：
在信号进行同步捕获后，同时利用匹配滤波输出结果对多径时延进行估计。以短波信道典型的双径为例，当匹配滤波的输出有明显的四个脉冲，在同步捕获的基础上确认第一径的位置，将第2个和第4个脉冲认为是第二径匹配滤波输出脉冲。当这两个脉冲峰值之间的点数差对应同步前导LFM信号长度时，则为两径信号，若不等，则该径信号为虚假信号。将采样点之间的时间差1/fs乘以多径脉冲间的点数差Δd，就可以计算出多径时延，所用公式为：
Δτ＝Δd/fs
按照上述方法得出的时延估计值只可能是1/fs的整数倍，对于fs＝24kHz，1/fs＝0.04167ms，误差在可接受范围内。
一种进行多普勒频偏估计的优选实施例如下：
假设接收到的LFM信号相对于发送信号的多普勒频偏为fd，其经过匹配滤波器后输出表达式为：
从理论推导可以看出，多普勒频移使得匹配滤波器输出脉冲主峰出现时刻发生偏移，偏移量为Δtd＝fd/k。采用幅度相同符号相反的两种调频斜率的LFM信号，即同步头2和同步头3，对于同一多普勒频移，匹配滤波后的结果将相对于无多普勒频移时超前或滞后。利用上下调频匹配滤波后产生的正负两个脉冲，进而计算两者相关最大值的间隔求到多普勒频移值，具体公式如下：
Δf＝(Δdf/2)/fs*k
其中，Δdf为两个脉冲峰值之间的采样点差减去无多普勒频移时两LFM信号之间的采样点差。
当设定的频谱未落在谱线k/2fs的整数倍上时，会出现频谱泄露的情况，使得估算出来的频谱会有较大的误差，误差范围达到±k/4fs。为了提高频偏估计的精度，下面介绍一种基于相关试探的频偏估计法。具体步骤如下：
A1：初始化n为零，设定频偏步进值fα，设定频偏值为fest＝(Δf-k/4fs)，其中Δf表示频偏初步估计值，fs表示同步捕获信号频率，k表示调频斜率；
A2：将fest分别加入到上下调频匹配滤波的冲激响应中，计算同步前导信号经过上下调频匹配滤波后的结果；
A3：令n＝n+1，若n·fα＞k/2fs，则将上下调频匹配滤波后脉压值最大时对应的频偏值作为频偏估计值，否则更新fest＝(Δf-k/4fs)+n·fα，返回步骤A2。
一种进行信噪比估计的优选实施例如下：
短波信道为多径衰落信道，且信道化结构会对每路子信道的信号带来不同的衰落。经过短波信道的信号多径数的典型值为两径，通过数字信道化接收机接收和多普勒频偏校正后的LFM信号s(n)经过匹配滤波器后的输出可表示为(忽略噪声项)：
其中，
α1、α2为主径和次径经过信道和信道化结构的增益，Δφ1、Δφ2为经过信道和信道化结构带来的相位偏移，fd为频偏校正后存在的频偏估计误差，D＝τ/Ts，τ为第二条径的时延。
由于存在频偏估计误差fd，以及信道化结构带来的影响，会出现频谱泄露的情况，匹配滤波器输出最大值时刻并不是在真实的时刻，且最大值的幅值小于不存在频偏时最大值的幅值；为解决上述问题，优选的，一种基于迭代匹配滤波的信噪比估计方法，其具体步骤如下：
B1：初始化h为零，令sh(n)＝s(n)；其中，s(n)表示经多普勒频偏校正后的LFM信号；
B2：根据多径时延估计结果和sh(n)经过匹配滤波后的输出，得到α1′和α′2；将α1′和α′2加在本地序列的LFM信号中得到更新后的本地序列的LFM信号；其中，α1′和α′2分别表示主径信号和次径信号经过信道和信道化结构的增益；更新后的本地序列的LFM信号为：
B3：令h＝h+1，根据本地序列的LFM信号更新sh(n)，更新sh(n)的公式为：
sh(n)＝sh-1(n)-sl(n)
此时若仍能捕获sh(n)经过匹配滤波输出的脉冲峰值，说明此时得到的信号仍然存在信号分量，返回步骤B2；若无法捕获匹配滤波器输出的结果，此时得到的信号sh(n)可看做只存在噪声分量，可根据信号sh(n)计算得到噪声功率Pn，进而计算信噪比估计值，公式为：
SNRdB＝10×log10((Ps+n-Pn)/Pn)
其中，Ps+n表示总功率。
对存在目标信号的子信道进行数据信息的解调译码的过程包括：
LFM-BOK调制利用了LFM信号的扫频特性，对LFM信号的正、反调频率进行信息携带处理，达到信号调制解调的目的。设k为正整数，本文使用调频率为k的上调频LFM信号表示“1”，使用调频率为-k的下调频LFM信号表示“0”。
如图7所示，在当前子信道信号同步捕获之后，采用匹配滤波解调法对数据信息进行解调。分别采用上调频匹配滤波器和下调频匹配滤波器对同步捕获信号进行处理；对上调频匹配滤波器和下调频匹配滤波器的输出进行抽样判决，并通过RS(15,9)译码处理得到解调译码后的数据信息。以代表信码“1”的上调频LFM信号为例，当信号经过相应的上调频匹配滤波器输出得到一个窄脉冲。而当经过下调频匹配滤波器时，得到的是一个均匀分布的低幅度值。再通过峰值位置的抽样判决，比较两支路判决就能恢复出信码“1"。
在快速建链协议中，用于承载信息的称为协议数据单元。其中，较为重要的为探测PDU、建链PDU、应答PDU、确认PDU，主要包含的信息有：台站地址、信道编号、业务类型、链路质量分析(LQA,link quality analysis)值等。
本发明设计的快速建链协议，在传统建链流程的基础上，充分利用短波数字信道化接收机的全频段接收能力，在信道质量评估后立即申请链路建立，提高建链速率和建链成功率。快速建链单呼流程如下：
如图1所示，通过频率优选集，选出多个频率点进行信道探测，完成对所选频率的双向信道质量评估，主呼方根据双向信道质量评估结果选择出质量达标的多条信道并将其组合为建链信道，从建链信道中选择最合适的一条链路发送建链PDU，并等待应答。被呼方收到建链PDU后，根据解调译码后的数据信息判断是否向主呼方发送应答PDU，若判断解调译码后的数据信息正确，则向主呼方发送应答PDU。若主呼方收到应答PDU，则发送确认PDU，引导双方完成通信链路的建立。否则，认为建链失败。当主呼方建链失败时，可从次建链信道上继续发起建链。
网呼流程与单呼流程相似，被呼方网络站台在接收到建链PDU后，按照成员编号顺序依次发送应答PDU，主呼方利用数字信道化接收机接收应答PDU，并向被呼方网络站台发送确认PDU，被呼方网络成员收到确认信号后完成建链。如果主呼方未收到任何的应答PDU，则链路建立失败。
对本发明进行仿真分析，结果如下：
仿真使用本发明设计的通探一体化信号，短波信道参数参照中纬度恶劣短波信道建议参数，即电磁波传输路径为两条，多径时延为2ms、多普勒扩展均为为1Hz，多普勒频移均为1Hz。
使用本发明设计的短波全频段数字信道化接收机进行仿真验证。
分别在中心频率为14.532MHz、14.556MHz、14.868MHz、14.892MHz、14.916MHz、14.940MHz上生成6个发送信号，其中心频率对应第一级信道化后的第16子信道，第二级信道化后的第481、482、495-498子信道。在无噪声的情况下，对仿真信号添加随机时延，经短波数字信道化接收机接收处理后的信号时频图如图8所示，从图8可以看出，经短波数字信道化接收机接收处理后，在相应的子信道上能够准确接收到通探一体化信号，验证了本发明所设计的短波数字信道化接收机的正确性。
接下来对短波数字信道化接收机的接收性能进行仿真分析，分为以下四种仿真情形，如表1所示。
表1四种仿真情形
在低信噪比条件下，对四种情形的同步捕获率和译码正确率进行仿真，实验仿真时每个信噪比进行蒙特卡洛试验的次数为1000次，仿真结果如图9所示。
从图9中可以看出，当信号经过AWGN信道时，使用数字信道化接收机进行接收处理，可以大大提升在低信噪比下的同步捕获率和译码正确率。当信号经过短波信道时，虽然性能有所下降，但使用数字信道化接收机依然可以提升接收性能。信道化结构能够通过有效抑制子信道带宽外的噪声提升信号的信噪比，且本发明中使用的多级信道化相比单级信道化能适应更低的信噪比。
在仿真情形一、二的基础上，进一步对建链系统的建链成功率进行仿真测试。观察在AWGN信道和短波信道下，建链成功率与信噪比的关系，其中建链成功表示主被呼双方三次握手接收到的对应PDU信号完全正确；仿真结果如图10、图11所示。
从图10和图11可以看出，本发明所提出的建链方法在AWGN信道和短波信道下，其建链成功率均优于指标要求，提高了建链速率与建链可靠性。
本发明在宽带短波通信和第三代ALE技术的基础上，设计了能实时获取多路信号的短波全频段数字信道化接收机，其采用两级信道化级联的结构大大的降低了工程实现难度，且相比单级信道化能适应更低的信噪比；设计了一种基于线性调频信号的通信探测一体化波形，解决建链过程中波形切换带来的时间冗余和设备兼容问题；通过研究信道质量评估技术，一方面弥补了信道化结构带来的衰减影响，另外一方面为建链信道提供了可靠的数据支撑；设计了一种快速建链协议，在传统建链流程的基础上，充分利用短波数字信道化接收机的全频段接收能力，在信道质量评估后立即申请链路建立，提高建链速率和建链成功率，具有广阔的应用前景。
以上所举实施例，对本发明的目的、技术方案和优点进行了进一步的详细说明，所应理解的是，以上所举实施例仅为本发明的优选实施方式而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内对本发明所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种短波数字信道化通探一体快速建链方法，其特征在于，包括：
S1：采用通探一体化信号从短波频率优选集中选择频率点进行信道探测；
S2：采用短波全频段数字信道化接收机根据通探一体化信号进行双向信道质量评估和数据信息的解调译码；
S3：主呼方根据双向信道质量评估结果组合建链信道；
S4：主呼方从建链信道中选择链路向被呼方发送建链PDU；
S5：被呼方接收建链PDU，根据解调译码后的数据信息判断是否向主呼方发送应答PDU；
S6：若主呼方接收到应答PDU则向被呼方发送确认PDU，主被呼双方完成通信链路的建立；否则，返回步骤S4。
2.根据权利要求1所述的一种短波数字信道化通探一体快速建链方法，其特征在于，通探一体化信号的结构包括：同步前导信号和数据信息；同步前导信号由三个LFM信号构成，前两个LFM信号为上调频LFM信号，最后一个LFM信号为下调频LFM信号；数据信息由32位有效比特信息依次进行添加循环冗余校验码、RS(15,9)编码和二进制正交键控调制处理生成。
3.根据权利要求2所述的一种短波数字信道化通探一体快速建链方法，其特征在于，LFM信号的带宽为20kHz，脉宽为12ms。
4.根据权利要求2所述的一种短波数字信道化通探一体快速建链方法，其特征在于，数据信息为60位比特，数据信息中每个数据信息码元的带宽为20kHz，脉宽为3ms。
5.根据权利要求1所述的一种短波数字信道化通探一体快速建链方法，其特征在于，短波全频段数字信道化接收机的结构包括：AD转换模块、数字下变频模块、第一级信道化结构和第二级信道化结构；第一级信道化结构与第二级信道化结构均被均匀划分为32路子信道，每路子信道带宽为24kHz。
6.根据权利要求1所述的一种短波数字信道化通探一体快速建链方法，其特征在于，进行双向信道质量评估的过程包括：短波全频段数字信道化接收机接收探一体化信号；采用匹配滤波器、CFAR检测与最佳采样时刻调整对短波全频段数字信道化接收机中每路信号进行同步捕获，得到同步捕获信号；根据同步捕获信号进行多径时延估计；根据同步捕获信号进行多普勒频偏估计；根据同步捕获信号进行信噪比估计；根据多径时延估计、多普勒频偏估计和信噪比估计进行双向信道质量评估。
7.根据权利要求6所述的一种短波数字信道化通探一体快速建链方法，其特征在于，根据同步捕获信号进行多径时延估计的过程包括：根据同步捕获信号确认第一径信号的位置；根据第一径信号的位置确认第二径信号的匹配滤波输出脉冲；获取第二径信号的两个匹配滤波输出脉冲之间的点数差和时间差；根据两个匹配滤波输出脉冲之间的点数差和时间差计算多径时延估计。
8.根据权利要求6所述的一种短波数字信道化通探一体快速建链方法，其特征在于，根据同步捕获信号进行多普勒频偏估计的过程包括：
A1：初始化n为零，设定频偏步进值fα，设定频偏值为fest＝(Δf-k/4fs)，其中Δf表示频偏初步估计值，fs表示同步捕获信号频率，k表示调频斜率；
A2：将fest分别加入到上下调频匹配滤波的冲激响应中，计算同步前导信号经过上下调频匹配滤波后的结果；
A3：令n＝n+1，若n·fα＞k/2fs，则将上下调频匹配滤波后脉压值最大时对应的频偏值作为频偏估计值，否则更新fest＝(Δf-k/4fs)+n·fα，返回步骤A2。
9.根据权利要求6所述的一种短波数字信道化通探一体快速建链方法，其特征在于，根据同步捕获信号进行信噪比估计的过程包括：
B1：初始化h为零，令sh(n)＝s(n)；其中，s(n)表示经多普勒频偏校正后的LFM信号；
B2：根据多径时延估计结果和sh(n)经过匹配滤波后的输出，得到α′1和α′2；根据α′1和α′2，更新本地序列的LFM信号；其中，α′1和α′2分别表示主径信号和次径信号经过信道和信道化结构的增益；
B3：令h＝h+1，根据本地序列的LFM信号更新sh(n)，若仍能捕获sh(n)经过匹配滤波输出的脉冲峰值，则返回步骤B2，若无法捕获匹配滤波器输出的结果，则根据信号sh(n)计算信噪比估计。
10.根据权利要求1所述的一种短波数字信道化通探一体快速建链方法，其特征在于，进行数据信息的解调译码过程包括：短波全频段数字信道化接收机接收探一体化信号；采用匹配滤波器、CFAR检测与最佳采样时刻调整对短波全频段数字信道化接收机中每路信号进行同步捕获，得到同步捕获信号；分别采用上调频匹配滤波器和下调频匹配滤波器对同步捕获信号进行处理；对上调频匹配滤波器和下调频匹配滤波器的输出进行抽样判决，并通过RS(15,9)译码处理得到解调译码后的数据信息。
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