CN114564065A - 偏压电路及信号放大装置 - Google Patents

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CN114564065A
CN114564065A CN202111408710.4A CN202111408710A CN114564065A CN 114564065 A CN114564065 A CN 114564065A CN 202111408710 A CN202111408710 A CN 202111408710A CN 114564065 A CN114564065 A CN 114564065A
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Abstract

偏压电路包含电流镜射电路、运算放大器及偏压信号产生电路。电流镜射电路包含参考分支电路及至少一镜射分支电路。参考分支电路根据基准电流产生参考电流，而至少一镜射分支电路根据参考电流产生至少一镜射电流。运算放大器耦接参考分支电路及至少一镜射分支电路，接收第一电压及第二电压，并根据第二电压产生控制电压以调节第一电压。偏压信号产生电路耦接至少一镜射分支电路，根据至少一镜射电流产生偏压信号。第一电压为参考分支电路上的电压，第二电压为至少一镜射分支电路上的电压或经调节的至少一镜射分支电路上的电压。

Description

偏压电路及信号放大装置
技术领域
本发明是有关于一种偏压电路，特别是一种能够根据镜射电流产生稳定的偏压信号的偏压电路。
背景技术
理想上，电压源是用以提供具有固定电压值的参考电压，以使偏压电路可根据参考电压来产生偏压信号。然而，因为工艺上无法控制的变异或其他因素，参考电压的电压值可能会出现偏移(offset)，连带影响偏压信号的稳定性。
发明内容
本发明的一实施例提供一种偏压电路，偏压电路包含电流镜射电路、运算放大器及偏压信号产生电路。电流镜射电路包含参考分支电路及至少一镜射分支电路。参考分支电路根据基准电流产生参考电流，而至少一镜射分支电路根据参考电流产生至少一镜射电流。运算放大器耦接参考分支电路及至少一镜射分支电路，接收第一电压及第二电压，并根据第二电压产生控制电压以调节第一电压。偏压信号产生电路耦接至少一镜射分支电路，并根据至少一镜射电流产生偏压信号。第一电压为参考分支电路上的电压，第二电压为至少一镜射分支电路上的电压或经调节的至少一镜射分支电路上的电压。
本发明的另一实施例提供一种信号放大装置。信号放大装置包含偏压电路、输入端、输出端及放大器。偏压电路包含电流镜射电路、运算放大器及偏压信号产生电路。电流镜射电路接收参考电压，并包含参考分支电路及至少一镜射分支电路。参考分支电路根据基准电流产生参考电流，而至少一镜射分支电路根据参考电流产生至少一镜射电流。运算放大器耦接参考分支电路及至少一镜射分支电路，接收第一电压及第二电压，并根据参第二电压产生一控制电压以调节第一电压。偏压信号产生电路耦接至少一镜射分支电路，并根据至少一镜射电流产生偏压信号。第一电压为参考分支电路上的电压，第二电压为至少一镜射分支电路上的电压或经调节的至少一镜射分支电路上的电压。输入端接收射频信号，而输出端输出放大后的射频信号。放大器耦接信号放大装置的输入端与信号放大装置的输出端之间，接收偏压信号及放大射频信号。
附图说明
图1是本发明一实施例的偏压电路的示意图。
图2是本发明另一实施例的偏压电路的示意图。
图3是本发明另一实施例的偏压电路的示意图。
图4是本发明另一实施例的偏压电路的示意图。
图5是本发明另一实施例的偏压电路的示意图。
图6是本发明一实施例的信号放大装置的示意图。
图7是本发明另一实施例的信号放大装置的示意图。
符号说明
10、20:信号放大装置
100至500、1001至1003、2001至2003:偏压电路
110、510:电流镜射电路
112、512:参考分支电路
114、514、516:镜射分支电路
120、520:运算放大器
130、530:偏压信号产生电路
132、532、560:稳压电路
240、440、540:启动电路
350、450、550:电压选择电路
671至673、771、772:低压降稳压器
AMP、AMP1至AMP3:放大器
C1A、C2A、C1B至C4B、C0:电容
CSA、CSB:电流源
D1A、D2A、D1B至D4B:二极管
IB:基准电流
Im1、Im2:镜射电流
Iref:参考电流
Is:启动电流
N1至N3:节点
NB、NB1至NB3:偏压端
P1:对外接脚
R1A至R3A、R1B至R4B:电阻
RFIN:输入端
RFOUT:输出端
Sbias、Sbias1至Sbias3:偏压信号
Srf1、Srf2:射频信号
T1A至T5A、T1B至T6B:晶体管
V1:第一电压
V2:第二电压
Vctrl:控制电压
VDD1、VDD2:操作电压端
VN1至VN3:电压
VR1至VR3:参考电压
Vref、Vref1至Vref3:参考电压端
Vset1:第一默认电压
Vset2:第二默认电压
VSP:供应电压端
VSS:基准电压端
具体实施方式
图1是本发明一实施例的偏压电路100的示意图。偏压电路100包含电流镜射电路110、运算放大器120及偏压信号产生电路130。
电流镜射电路110可包含参考分支电路112及镜射分支电路114。参考分支电路112可以根据基准电流IB产生参考电流Iref，而镜射分支电路114可以根据参考电流Iref产生镜射电流Im1。
运算放大器120可耦接参考分支电路112及镜射分支电路114，用以接收第一电压V1及第二电压V2，并可用以根据第二电压V2产生控制电压Vctrl以调节第一电压V1，使第一电压V1及第二电压V2趋于相等。在有些实施例中，第一电压V1可以是参考分支电路112上的电压，第二电压V2可以是镜射分支电路114上的电压或是经调节的镜射分支电路114上的电压。偏压信号产生电路130可耦接于镜射分支电路114，并可根据镜射电流Im1产生偏压信号Sbias。
在有些实施例中，偏压信号产生电路130可以将偏压信号Sbias提供至放大器AMP。举例来说，放大器AMP可将自输入端RFIN接收的射频信号Srf1放大以自输出端RFOUT输出放大后的射频信号Srf2，而偏压信号产生电路130可将偏压信号Sbias输出至放大器AMP的偏压端NB，使得放大器AMP能够操作在适当的偏压，以维持放大器AMP的性能表现。在有些实施例中，偏压信号Sbias可为电流信号。
在图1中，电流镜射电路110还可包含电流源CSA及晶体管T3A，而参考分支电路112可包含节点N1、晶体管T1A及T4A。电流源CSA可耦接于操作电压端VDD1用以产生基准电流IB。晶体管T3A具有第一端、第二端及控制端。晶体管T3A的第一端可耦接于电流源CSA用以接收基准电流IB，晶体管T3A的第二端可耦接于基准电压端VSS，而晶体管T3A的控制端可耦接于晶体管T3A的第一端。节点N1可设置于晶体管T1A及T4A之间。晶体管T1A可具有第一端、第二端及控制端。晶体管T1A的第一端可耦接参考电压端Vref，晶体管T1A的第二端可耦接于节点N1。晶体管T4A具有第一端、第二端及控制端。晶体管T4A的第一端可耦接于节点N1，晶体管T4A的第二端可耦接于基准电压端VSS，而晶体管T4A的控制端可耦接于晶体管T3A的控制端。也就是说，晶体管T3A及T4A可以形成电流镜的结构，用于镜射基准电流IB以产生参考电流Iref。
此外，镜射分支电路114可包含节点N2及晶体管T2A。节点N2可设置于晶体管T2A及偏压信号产生电路130之间。晶体管T2A具有第一端、第二端及控制端。晶体管T2A的第一端可耦接于参考电压端Vref，晶体管T2A的第二端可耦接于节点N2，而晶体管T2A的控制端可耦接于晶体管T1A的控制端。如此一来，晶体管T1A的控制端和第一端之间的电压差可实质上相等于晶体管T2A的控制端和第一端之间的电压差，且晶体管T1A及T2A可形成电流镜的结构，用于镜射参考电流Iref以产生镜射电流Im1。在有些实施例中，设计者可以选择晶体管T1A与T2A的尺寸(即晶体管T1A与T2A的宽长比)，以调整参考电流Iref及镜射电流Im1之间的比例。举例来说，晶体管T2A的尺寸可大于晶体管T1A的尺寸，以使镜射电流Im1大于参考电流Iref。
在图1中，运算放大器120可具有第一输入端、第二输入端及输出端。运算放大器120的第一输入端可耦接于节点N1，运算放大器120的第二输入端可耦接于节点N2，而运算放大器120的输出端可耦接晶体管T1A的控制端及晶体管T2A的控制端。图1是以第一电压V1为节点N1上的电压VN1(即参考分支电路112上的电压)，而第二电压V2为节点N2上的电压VN2(即镜射分支电路114上的电压)作为范例说明。
在有些实施例中，偏压信号产生电路130可包含稳压电路132、晶体管T5A、电阻R1A及电容C1A。稳压电路132具有第一端及第二端。稳压电路132的第一端可耦接于节点N2，稳压电路132的第二端可耦接于基准电压端VSS。稳压电路132可包含电阻R2A、二极管D1A及D2A。电阻R2A具有第一端及第二端。电阻R2A的第一端可耦接于稳压电路132的第一端。二极管D1A具有第一端及第二端。二极管D1A的第一端可耦接于电阻R2A的第二端。二极管D2A具有第一端及第二端。二极管D2A的第一端可耦接于二极管D1A的第二端，而二极管D2A的第二端可耦接于稳压电路132的第二端。晶体管T5A具有第一端、第二端及控制端。晶体管T5A的第一端可耦接于操作电压端VDD2，晶体管T5A的控制端可耦接于电阻R2A的第二端。电阻R1A具有第一端及第二端。电阻R1A的第一端可耦接于晶体管T5A的第二端，而电阻R1A的第二端可耦接于放大器AMP的偏压端NB并可用于输出偏压信号Sbias。电容C1A具有第一端及第二端。电容C1A的第一端可耦接于晶体管T5A的控制端，而电容C1A的第二端可耦接至基准电压端VSS。
在有些实施例中，为使参考电流Iref能被精准地镜射以产生稳定的镜射电流Im1，不仅需将晶体管T1A的控制端和第一端之间的电压差与晶体管T2A的控制端和第一端之间的电压差设计为实质上相等，且晶体管T1A的第二端和第一端之间的电压差与晶体管T2A的第二端和第一端之间的电压差亦需设计为实质上相等。进一步而言，当镜射电流Im1流经稳压电路132时，电阻R2A会产生压降，并将二极管D1A及D2A导通。在此情况下，第二电压V2(也即电压VN2)可视为电阻R2A的压降与二极管D1A及D2A的导通电压(turn-on voltage)的和(sum)。晶体管T1A与运算放大器120可形成负反馈回路(negative feedback loop)，因此运算放大器120的第一输入端与第二输入端可具有虚短路(virtual short)特性。也就是说，运算放大器120产生的控制电压Vctrl可用以使第一电压V1跟随第二电压V2的变化，以当偏压电路100操作于操作模式时，第一电压V1及第二电压V2可为实质上相等。如此一来，晶体管T1A的第二端和第一端之间的电压差便可实质上相等于晶体管T2A的第二端和第一端之间的电压差，使得参考电流Iref能够被精准地镜射以产生稳定的镜射电流Im1，进而使偏压信号产生电路130可以据以产生稳定的偏压信号Sbias。
在有些实施例中，偏压信号产生电路130及放大器AMP可以设置于第一晶粒(die)，而电流镜射电路110以及运算放大器120可以设置于第二晶粒。
在有些实施例中，于系统刚上电时，第一电压V1及第二电压V2可能会为基准电压端VSS上的电压(例如0V)或参考电压端Vref上的电压(例如3V)，导致电流镜射电路110无法正常运作。为解决第一电压V1及第二电压V2可能会为基准电压端VSS上的电压的问题，偏压电路100还可包含启动电路，用以在偏压电路100启动时，使第二电压V2具有适当的操作电位，从而据以调节第一电压V1。
图2是本发明另一实施例的偏压电路200的示意图。偏压电路200与100具有相似的结构，并可根据相似的原理操作。然而，偏压电路200还可包含启动电路240。启动电路240可耦接参考电压端Vref及节点N2，并且可以在偏压电路200操作于启动模式时，产生启动电流Is以使电压VN2达到默认值，而第二电压V2也将因此达到默认值而具有适当的操作电位。也就是说，图2是以第二电压V2为经调节的镜射分支电路114上的电压作为范例说明。在有些实施例中，启动电流Is可为脉冲信号。如此一来，运算放大器120将可对应地输出控制电压Vctrl，以使第一电压V1由初始值跟随第二电压V2的默认值变化，而当偏压电路200进入操作模式时，第一电压V1将会与第二电压V2趋于相等。于是，电流镜射电路110将可正常运作，使得参考电流Iref能够被精准地镜射以产生稳定的镜射电流Im1，进而使偏压信号产生电路130能够据以产生稳定的偏压信号Sbias。
不仅如此，由于启动电路240可以在偏压电路200启动时，将第二电压V2预先提升到默认值，因此可以缩短运算放大器120调节第一电压V1的时间，并确保电流镜射电路110能够操作在稳定的状态下以提供稳定的镜射电流Im1。除此之外，放大器AMP的温度会随运作时间增加，导致增益降低，然而，启动电路240在偏压电路200启动时产生的启动电流Is还可用于预热(preheat)放大器AMP，而有助于放大器AMP在后续的运作过程中能够将增益维持在预定范围内。
图3是本发明另一实施例的偏压电路300的示意图。偏压电路300与100具有相似的结构，并可根据相似的原理操作。然而偏压电路300还可包含电压选择电路350。电压选择电路350可耦接于运算放大器120的第二输入端及节点N2。电压选择电路350可根据电压VN2设定第二电压V2。举例来说，当电压VN2大于一上限电压时，电压选择电路350可将第二电压V2设定为小于或等于上限电压的第一默认电压Vset1。在有些实施例中，上限电压可小于参考电压端Vref上的电压，而第一默认电压Vset1可例如但不限于为2.8V。或者，当电压VN2小于一下限电压时，电压选择电路350可将第二电压V2设定为大于或等于下限电压的第二默认电压Vset2。在有些实施例中，第二默认电压Vset2可例如但不限于为2V。在有些实施例中，第一默认电压Vset1及第二默认电压Vset2可被设定为满足运算放大器120的操作电压以及晶体管T3A及T4A所形成的电流镜的操作电压。又或者，当电压VN2介于上限电压及下限电压之间时，电压选择电路350则可将第二电压V2设定为与电压VN2相等。也就是说，图3是以第二电压V2为经调节的镜射分支电路114上的电压或镜射分支电路114上的电压作为范例说明。在有些实施例中，第二电压V2可被设定为能够使晶体管T1A及T2A操作于饱和区(saturation region)的值。
由于电压选择电路350可以根据电压VN2的大小来调节第二电压V2，因此可以在偏压电路300启动时，将第二电压V2设定为适当的电压值，从而使运算放大器120能够据以调节第一电压V1，而当偏压电路300进入操作模式时，第一电压V1将会与第二电压V2趋于相等。如此一来，不仅可解决图1中，第一电压V1及第二电压V2可能会为基准电压端VSS上的电压或参考电压端Vref上的电压的问题，亦可缩短运算放大器120调节第一电压V1的时间，并确保电流镜射电路110能够操作在稳定的状态下以提供稳定的镜射电流Im1。
图4是本发明另一实施例的偏压电路400的示意图。偏压电路400与偏压电路200及300具有相似的结构，并可根据相似的原理操作。然而，偏压电路400可包含启动电路440及电压选择电路450。举例来说，偏压电路400在启动模式中，不仅可以利用电压选择电450来根据电压VN2设定第二电压V2，还可利用启动电路440来预热放大器AMP。如此一来，不仅可解决图1中，第一电压V1及第二电压V2可能会为基准电压端VSS上的电压或参考电压端Vref上的电压的问题，亦可缩短运算放大器120调节第一电压V1的时间，并确保电流镜射电路110能够操作在稳定的状态下以提供稳定的镜射电流Im1。除此之外，还有助于将放大器AMP的增益维持在预定范围内。也就是说，图4是以第二电压V2为经调节的镜射分支电路114上的电压或镜射分支电路114上的电压作为范例说明。
在有些实施例中，当放大器AMP在运作时，射频信号Srf1可能会从输入端RFIN经由偏压信号产生电路130泄漏至镜射分支电路114，导致电压VN2的稳定性受到影响，连带影响第二电压V2的稳定性。然而，在偏压电路100至400中，偏压信号产生电路130中的电阻R2A及电容C1A可作为低通滤波器，用以滤除不期望的射频信号Srf1，以降低射频信号Srf1对电压VN2的干扰，从而维持第二电压V2的稳定性。此外，偏压电路100至400还可包含电阻R3A及电容C2A。电阻R3A具有第一端及第二端。电阻R3A的第一端可耦接至运算放大器120的第二输入端，而电阻R3A的第二端可耦接于节点N2。电容C2A具有第一端及第二端。电容C2A的第一端可耦接于电阻R3A的第一端，而电容C2A的第二端可耦接于基准电压端VSS。电阻R3A及电容C2A亦可作为低通滤波器，用以滤除不期望的射频信号Srf1，以降低射频信号Srf1对第二电压V2的干扰。在有些实施例中，为提升第二电压V2的稳定性，还可以在电流镜射电路110中增设另一镜射分支电路。
图5是本发明另一实施例的偏压电路500的示意图。偏压电路500与400具有相似的结构，并可根据相似的原理操作。然而，偏压电路500的电流镜射电路510可包含参考分支电路512、镜射分支电路514及镜射分支电路516。镜射分支电路514可以根据参考电流Iref产生镜射电流Im1，而镜射分支电路516可以根据参考电流Iref产生镜射电流Im2。在此情况下，偏压信号产生电路530则可以根据镜射电流Im1产生偏压信号Sbias。
在图5中，电流镜射电路510还可包含电流源CSB及晶体管T3B，而参考分支电路512可包含节点N1、晶体管T1B及T4B。电流源CSB可耦接于操作电压端VDD1用以产生基准电流IB。晶体管T3B具有第一端、第二端及控制端。晶体管T3B的第一端可耦接于电流源CSB用以接收基准电流IB，晶体管T3B的第二端可耦接于基准电压端VSS，而晶体管T3B的控制端可耦接于晶体管T3B的第一端。节点N1可设置于晶体管T1B及T4B之间。晶体管T1B具有第一端、第二端及控制端。晶体管T1B的第一端可耦接参考电压端Vref，晶体管T1B的第二端可耦接于节点N1。晶体管T4B具有第一端、第二端及控制端。晶体管T4B的第一端可耦接于节点N1，晶体管T4B的第二端可耦接于基准电压端VSS，而晶体管T4B的控制端可耦接于晶体管T3B的控制端。也就是说，晶体管T3B及T4B可以形成电流镜的结构，用于镜射基准电流IB以产生参考电流Iref。
镜射分支电路516可包含节点N2、晶体管T2B及稳压电路560。节点N2可设置于晶体管T2B及稳压电路560之间。晶体管T2B具有第一端、第二端及控制端。晶体管T2B的第一端可耦接至参考电压端Vref，晶体管T2B的第二端可耦接至节点N2，而晶体管T2B的控制端可耦接至晶体管T1B的控制端。稳压电路560具有第一端及第二端。稳压电路560的第一端可耦接于节点N2，而稳压电路560的第二端可耦接于基准电压端VSS。稳压电路560可包含电阻R4B、二极管D3B及二极管D4B。电阻R4B具有第一端及第二端。电阻R4B的第一端可耦接于稳压电路560的第一端。二极管D3B具有第一端及第二端。二极管D3B的第一端可耦接于电阻R4B的第二端。二极管D4B具有第一端及第二端。二极管D4B的第一端可耦接于二极管D3B的第二端，而二极管D4B的第二端可耦接于稳压电路560的第二端。
运算放大器520可具有第一输入端、第二输入端及输出端。运算放大器520的第一输入端可耦接于节点N1，运算放大器520的第二输入端可耦接于节点N2，而运算放大器520的输出端可耦接晶体管T1B的控制端及晶体管T2B的控制端。
镜射分支电路514可包含节点N3及晶体管T6B。节点N3可设置于晶体管T6B及偏压信号产生电路530之间。晶体管T6B具有第一端、第二端及控制端。晶体管T6B的第一端可耦接于参考电压端Vref，晶体管T6B的第二端可耦接于节点N3，而晶体管T6B的控制端可耦接晶体管T2B的控制端。如此一来，晶体管T1B的控制端和第一端之间的电压差、晶体管T2B的控制端和第一端之间的电压差以及晶体管T6B的控制端和第一端之间的电压差皆可为实质上相等，且晶体管T1B、T2B及T6B可形成电流镜的结构，用于镜射参考电流Iref以分别产生镜射电流Im2及Im1。
此外，偏压信号产生电路530可包含稳压电路532、晶体管T5B、电阻R1B及电容C1B。稳压电路532可具有第一端及第二端。稳压电路532的第一端可耦接于节点N3，而稳压电路532的第二端可耦接于基准电压端VSS。在图5中，稳压电路532及稳压电路560可具有相似的结构。举例来说，稳压电路532可包含电阻R2B、二极管D1B及二极管D2B。电阻R2B具有第一端及第二端。电阻R2B的第一端可耦接于稳压电路532的第一端。二极管D1B具有第一端及第二端。二极管D1B的第一端可耦接于电阻R2B的第二端。二极管D2B具有第一端及第二端。二极管D2B的第一端可耦接于二极管D1B的第二端，而二极管D2B的第二端可耦接于稳压电路532的第二端。晶体管T5B具有第一端、第二端及控制端。晶体管T5B的第一端可耦接于操作电压端VDD2，晶体管T5B的控制端可耦接于电阻R2B的第二端。电阻R1B具有第一端及第二端。电阻R1B的第一端可耦接于晶体管T5B的第二端，而电阻R1B的第二端可耦接于放大器AMP的偏压端NB并可用于输出偏压信号Sbias。电容C1B具有第一端及第二端。电容C1B的第一端可耦接于晶体管T5B的控制端，而电容C1B的第二端可耦接至基准电压端VSS。在有些实施例中，当镜射电流Im1流经稳压电路532时，电阻R2B会产生压降，并可将二极管D1B及D2B导通。在此情况下，节点N3上的电压VN3可视为电阻R2B的压降与二极管D1B及D2B的导通电压的和。
在有些实施例中，为使参考电流Iref能被精准地镜射以分别产生稳定的镜射电流Im2及Im1，不仅需将晶体管T1B的控制端和第一端之间的电压差、晶体管T2B的控制端和第一端之间的电压差以及晶体管T6B的控制端和第一端之间的电压差设计为实质上相等，且晶体管T1B的第二端和第一端之间的电压差、晶体管T2B的第二端和第一端之间的电压差以及晶体管T6B的第二端和第一端之间的电压差亦需设计为实质上相等。进一步而言，当镜射电流Im2流经稳压电路560时，电阻R4B会产生压降，并可将二极管D3B及D4B导通。在此情况下，节点N2上的电压VN2可视为电阻R4B的压降与二极管D3B及D4B的导通电压的和。晶体管T1B与运算放大器520可形成负反馈回路，因此运算放大器520的第一输入端与第二输入端可具有虚短路特性。当图5是以第一电压V1为节点N1上的电压VN1(即参考分支电路512上的电压)，而第二电压V2为电压VN2(即镜射分支电路516上的电压)作为范例时，运算放大器520产生的控制电压Vctrl可用以使第一电压V1跟随第二电压V2的变化，以当偏压电路500操作于操作模式时，第一电压V1及第二电压V2可为实质上相等。在有些实施例中，晶体管T6B与晶体管T2B可具有相同的电气特性，且稳压电路532也可与稳压电路560具有相同的电气特性，因此电压VN3与VN2可为实质上相等。如此一来，晶体管T1B的第二端和第一端之间的电压差、晶体管T2B的第二端和第一端之间的电压差与晶体管T6B的第二端和第一端之间的电压差便可皆为实质上相等，使得参考电流Iref能够被精准地镜射以分别产生稳定的镜射电流Im2及Im1，进而使偏压信号产生电路530可以据以输出稳定的偏压信号Sbias。
由于偏压信号产生电路530是与镜射分支电路514耦接，且第二电压V2是相关于镜射分支电路516上的电压，因此从输入端RFIN经由偏压信号产生电路530泄漏的射频信号Srf1比较不会影响到第二电压V2的稳定性。
在有些实施例中，偏压电路500还可包含电容C3B及电容C4B。电容C3B具有第一端及第二端。电容C3B的第一端可耦接于节点N3，而电容C3B的第二端可耦接于基准电压端VSS。在图5中，不仅可将偏压信号产生电路530中的电阻R2B及电容C1B作为低通滤波器，电阻R2B亦可与电容C3B作为另一低通滤波器，用以滤除不期望的射频信号Srf1，降低射频信号Srf1对电压VN3的干扰，从而维持电压VN3的稳定性。电容C4B具有第一端及第二端。电容C4B的第一端可耦接于节点N2，而电容C4B的第二端可耦接于基准电压端VSS。稳压电路560中的电阻R4B可与电容C4B作为低通滤波器，用以滤除不期望的射频信号Srf1，降低射频信号Srf1对电压VN2的干扰，从而维持第二电压V2的稳定性。再者，偏压电路500还可包含启动电路540、电压选择电路550、电阻R3B及电容C2B，其电路连接关系与操作原理可相似于前述，故不再赘述。在有些实施例中，可根据不同的应用或根据系统的需求而选择性地设置启动电路540及/或电压选择电路550。当偏压电路500包含启动电路540及/或电压选择电路550时，第二电压V2可为经调节的镜射分支电路516上的电压或镜射分支电路516上的电压。
在有些实施例中，晶体管T3A、T4A、T3B及T4B可为N型金氧半导体晶体管(NMOS)，据此，晶体管T3A、T4A、T3B及T4B的第一端可为漏极，第二端可为源极，且控制端可为栅极。晶体管T1A、T2A、T1B及T2B可为P型金氧半导体晶体管(PMOS)，据此，晶体管T1A、T2A、T1B及T2B的第一端可为源极，第二端可为漏极，且控制端可为栅极。而晶体管T5A及T5B可为双极结型晶体管(BJT)，据此，晶体管T5A及T5B的第一端可为集极，第二端可为射极，且控制端可为基极。
在有些实施例中，由于射频信号的强度较弱，因此单靠一级放大器可能无法将射频信号放大到具有足够的强度，在此情况下，就会利用多级的放大器来放大射频信号。然而，射频信号可能会泄漏至最后一级放大器的偏压电路，且当多级放大器的偏压电路都耦接到相同的参考电压端时，射频信号还可能进一步地经由参考电压端泄漏至其他级放大器，导致每一级放大器的线性度受到影响。
图6是本发明一实施例的信号放大装置10的示意图。信号放大装置10可包含偏压电路1001及1002、输入端RFIN、输出端RFOUT及放大器AMP1及AMP2。在有些实施例中，偏压电路1001及1002可例如与偏压电路100、200、300、400或500具有相同的结构，并根据相同的原理操作。输入端RFIN可接收射频信号Srf1，而输出端RFOUT可输出放大后的射频信号Srf2。放大器AMP1可接收偏压电路1001所产生的偏压信号Sbias1，而放大器AMP2可接收偏压电路1002所产生的偏压信号Sbias2。在图6中，放大器AMP1及AMP2可耦接于信号放大装置10的输入端RFIN与输出端RFOUT之间。进一步而言，放大器AMP2可耦接于信号放大装置10的输入端RFIN与放大器AMP1之间。也就是说，信号放大装置10可包含两级的放大器：放大器AMP1及AMP2，并可利用两者相继地放大射频信号Srf1。
此外，偏压电路1001可耦接于参考电压端Vref1与放大器AMP1的偏压端NB1之间，用以接收参考电压VR1。偏压电路1002则可耦接于参考电压端Vref2与放大器AMP2的偏压端NB2之间，用以接收参考电压VR2。信号放大装置10还可包含低压降稳压器(Low DropoutRegulator，LDO)671及低压降稳压器672。低压降稳压器671可用以根据供应电压端VSP上的供应电压产生参考电压VR1至参考电压端Vref1，而低压降稳压器672可用以根据供应电压端VSP上的供应电压产生参考电压VR2至参考电压端Vref2。在有些实施例中，为了维持放大器AMP1及AMP2的线性度，可透过设置电容C0以将不期望的射频信号Srf1滤除。进一步而言，供应电压端VSP可另耦接至信号放大装置10的对外接脚P1，并可将电容C0耦接至对外接脚P1，即电容C0是设置在信号放大装置10的外部。如此一来，便可以选用电容值较大的电容C0以有效地滤除不期望的射频信号Srf1，而不会增加信号放大装置10的面积，使得信号放大装置10在设计上更有弹性。
在有些实施例中，信号放大装置10还可包含放大器AMP3、偏压电路1003及低压降稳压器673。也就是说，信号放大装置10可包含更多的放大器，例如三级的放大器：放大器AMP1至AMP3，并可相继地放大射频信号Srf1。放大器AMP3可设置在信号放大装置10的输入端RFIN及放大器AMP2之间，并可接收偏压电路1003所产生的偏压信号Sbias3。偏压电路1003可耦接于参考电压端Vref3与放大器AMP3的偏压端NB3之间，用以接收参考电压VR3。低压降稳压器673则用以根据供应电压端VSP上的供应电压产生参考电压VR3至参考电压端Vref3。然而，本发明并不限定信号放大装置10中所包含的低压降稳压器数量，在有些实施例中，根据系统的需求，信号放大装置10可能包含更少数量的低压降稳压器，而将低压降稳压器672或673省略。
图7是本发明另一实施例的信号放大装置20的示意图。信号放大装置20可包含偏压电路2001、2002及2003、输入端RFIN、输出端RFOUT、放大器AMP1至AMP3及低压降稳压器771及772。信号放大装置20与10具有相似的结构及操作原理，其主要的差别在于信号放大装置20中的偏压电路2003及低压降稳压器771及772。
在图7中，偏压电路2001可耦接于参考电压端Vref1与放大器AMP1的偏压端NB1之间，用以接收参考电压VR1。偏压电路2002可耦接于参考电压端Vref2与放大器AMP2的偏压端NB2之间，用以接收参考电压VR2。偏压电路2003则可耦接于参考电压端Vref2与放大器AMP3的偏压端NB3之间，用以接收参考电压VR2。低压降稳压器771可用以根据供应电压端VSP上的供应电压产生参考电压VR1至参考电压端Vref1，而低压降稳压器772可用以根据供应电压端VSP上的供应电压产生参考电压VR2至参考电压端Vref2。也就是说，偏压电路2003可以和偏压电路2002使用相同的低压降稳压器。
在有些实施例中，为了维持放大器AMP1至AMP3的线性度，可透过设置电容C0以将不期望的射频信号Srf1滤除。进一步而言，供应电压端VSP可另耦接至信号放大装置20的对外接脚P1，并可将电容C0耦接至对外接脚P1，即电容C0是设置在信号放大装置20的外部。如此一来，便可以选用电容值较大的电容C0以有效地滤除不期望的射频信号Srf1，而不会增加信号放大装置20的面积，使得信号放大装置20在设计上更有弹性。
综上所述，本发明的实施例所提供的偏压电路及信号放大装置可经设计而使内部电流镜射电路中不同分支电路的晶体管能满足所需的操作电压条件，从而提供稳定的镜射电流，使得偏压信号产生电路能够产生稳定的偏压信号，进而维持放大器的性能表现。此外，当信号放大装置包含多级的放大器时，还可以透过设置外部电容，来减少不期望的射频信号对各级放大器所造成的影响。以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求范围所做的等同变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (20)

1.一种偏压电路，其特征在于，包含：
一电流镜射电路，包含一参考分支电路用以根据一基准电流产生一参考电流，以及至少一镜射分支电路用以根据该参考电流产生至少一镜射电流；
一运算放大器，耦接该参考分支电路及该至少一镜射分支电路，用以接收一第一电压及一第二电压，并用以根据该第二电压产生一控制电压，该控制电压是用以调节该第一电压；以及
一偏压信号产生电路，耦接该至少一镜射分支电路，用以根据该至少一镜射电流产生一偏压信号；
其中该第一电压为该参考分支电路上的一电压，该第二电压为该至少一镜射分支电路上的一电压或经调节的该至少一镜射分支电路上的该电压。
2.如权利要求1所述的偏压电路，其特征在于，其中：
该至少一镜射分支电路包含一第一镜射分支电路，该第一镜射分支电路用以产生该至少一镜射电流中的一第一镜射电流；
该偏压信号产生电路用以根据该第一镜射电流产生该偏压信号；
该参考分支电路包含：
一第一晶体管，具有一第一端耦接一第一参考电压端，一第二端耦接一第一节点，以及一控制端；以及
该第一镜射分支电路包含：
一第二晶体管，具有一第一端耦接该第一参考电压端，一第二端耦接一第二节点，以及一控制端耦接该第一晶体管的该控制端。
3.如权利要求2所述的偏压电路，其特征在于，其中：
该偏压信号产生电路包含一第一稳压电路，具有一第一端耦接于该第二节点，及一第二端耦接于一基准电压端，该第一稳压电路还包含：
一第一电阻，具有一第一端耦接于该第一稳压电路的该第一端，及一第二端；
一第一二极管，具有一第一端耦接于该第一电阻的该第二端，及一第二端；及
一第二二极管，具有一第一端耦接于该第一二极管的该第二端，及一第二端耦接于该第一稳压电路的该第二端。
4.如权利要求3所述的偏压电路，其特征在于，其中该第二电压是为该第一电阻的压降与该第一二极管及该第二二极管的导通电压的和。
5.如权利要求2所述的偏压电路，其特征在于，其中该运算放大器具有一第一输入端耦接该第一节点，一第二输入端耦接该第二节点，以及一输出端耦接该第一晶体管的该控制端及该第二晶体管的该控制端。
6.如权利要求5所述的偏压电路，其特征在于，其中该第一晶体管的该控制端和该第一端之间的一电压差与该第二晶体管的该控制端和该第一端之间的一电压差实质上相等，且该第一晶体管的该第二端和该第一端之间的一电压差与该第二晶体管的该第二端和该第一端之间的一电压差实质上相等。
7.如权利要求5所述的偏压电路，其特征在于，其中当该偏压电路操作于一操作模式时，该第一电压与该第二电压实质上相等。
8.如权利要求5所述的偏压电路，其特征在于，还包含一第一启动电路，用以当该偏压电路操作于一启动模式时，产生一第一启动电流以使该第二电压达到一默认值，且该第一电压是由一初始值跟随该第二电压的该默认值变化。
9.如权利要求5所述的偏压电路，其特征在于，还包含一电压选择电路，用以根据该第二节点上的一电压设定该第二电压。
10.如权利要求9所述的偏压电路，其特征在于，其中当该第二节点上的该电压大于一上限电压时，该电压选择电路将该第二电压设定为小于或等于该上限电压的一第一默认电压。
11.如权利要求9所述的偏压电路，其特征在于，其中当该第二节点上的该电压小于一下限电压时，该电压选择电路将该第二电压设定为大于或等于该下限电压的一第二默认电压。
12.如权利要求9所述的偏压电路，其特征在于，其中当该第二节点上的该电压介于一上限电压及一下限电压之间时，该电压选择电路将该第二电压设定为与该第二节点上的该电压相等。
13.如权利要求1所述的偏压电路，其特征在于，其中：
该至少一镜射分支电路包含一第一镜射分支电路以及一第二镜射分支电路，该第一镜射分支电路用以产生该至少一镜射电流中的一第一镜射电流，及该第二镜射分支电路用以产生该至少一镜射电流中的一第二镜射电流；
该偏压信号产生电路用以根据该第一镜射电流产生该偏压信号。
14.如权利要求13所述的偏压电路，其特征在于，其中：
该参考分支电路包含一第三晶体管，具有一第一端耦接一第二参考电压端，一第二端耦接一第三节点，以及一控制端；
该第二镜射分支电路包含：
一第四晶体管，具有一第一端耦接该第二参考电压端，一第二端耦接一第四节点，以及一控制端耦接该第三晶体管的该控制端；以及
一第二稳压电路，具有一第一端耦接该第四节点，以及一第二端耦接一基准电压端。
15.如权利要求14所述的偏压电路，其特征在于，其中：
该第一镜射分支电路包含一第五晶体管，具有一第一端耦接于该第二参考电压端，一第二端耦接一第五节点，以及一控制端耦接该第四晶体管的该控制端；
该偏压信号产生电路包含一第三稳压电路，具有一第一端耦接该第五节点，以及一第二端耦接该基准电压端。
16.如权利要求15所述的偏压电路，其特征在于，其中该第五晶体管的电气特性与该第四晶体管的电气特性相同，该第三稳压电路的电气特性与该第二稳压电路的电气特性相同。
17.如权利要求14所述的偏压电路，其特征在于，其中该运算放大器具有一第一输入端耦接该第三节点，一第二输入端耦接该第四节点，以及一输出端耦接该第三晶体管的该控制端及该第四晶体管的该控制端。
18.一种信号放大装置，其特征在于，包含：
一第一偏压电路，包含：
一第一电流镜射电路，用以接收一第一参考电压，及包含一第一参考分支电路及至少一第一镜射分支电路，该第一参考分支电路用以根据一第一基准电流产生一第一参考电流，以及该至少一第一镜射分支电路用以根据该第一参考电流产生至少一第一镜射电流；
一第一运算放大器，耦接该第一参考分支电路及该至少一第一镜射分支电路，用以接收一第一电压及一第二电压，并用以根据该第二电压产生一第一控制电压，其中该第一控制电压是用以调节该第一电压；以及
一第一偏压信号产生电路，耦接该至少一第一镜射分支电路，用以根据该至少一第一镜射电流产生一第一偏压信号；
其中该第一电压为该第一参考分支电路上的一电压，该第二电压为该至少一第一镜射分支电路上的一电压或经调节的该至少一第一镜射分支电路上的该电压；
一输入端，用以接收一射频信号；
一输出端，用以输出放大后的该射频信号；以及
一第一放大器，耦接该信号放大装置的该输入端与该信号放大装置的该输出端之间，用以接收该第一偏压信号及放大该射频信号。
19.如权利要求18所述的信号放大装置，其特征在于，还包含：
一第二偏压电路，包含：
一第二电流镜射电路，用以接收该第一参考电压，及包含一第二参考分支电路及至少一第二镜射分支电路，该第二参考分支电路用以根据一第二基准电流产生一第二参考电流，以及该至少一第二镜射分支电路用以根据该第二参考电流产生至少一第二镜射电流；
一第二运算放大器，耦接该第二参考分支电路及该至少一第二镜射分支电路，用以接收一第三电压及一第四电压，并用以根据该第四电压产生一第二控制电压，其中该第二控制电压是用以调节该第三电压；以及
一第二偏压信号产生电路，耦接该至少一第二镜射分支电路，用以根据该至少一第二镜射电流产生一第二偏压信号；
其中该第三电压为该第二参考分支电路上的一电压，该第四电压为该至少一第二镜射分支电路上的一电压或经调节的该至少一第二镜射分支电路上的该电压；以及
一第二放大器，耦接该信号放大装置的该输入端与该第一放大器之间，用以接收该第二偏压信号及放大该射频信号。
20.如权利要求18所述的信号放大装置，其特征在于，还包含：
一第三偏压电路包含：
一第三电流镜射电路，用以接收一第二参考电压，及包含一第三参考分支电路及至少一第三镜射分支电路，该第三参考分支电路用以根据一第三基准电流产生一第三参考电流，以及该至少一第三镜射分支电路用以根据该第三参考电流产生至少一第三镜射电流；
一第三运算放大器，耦接该第三参考分支电路及该至少一第三镜射分支电路，用以接收一第五电压及一第六电压，并用以根据该第六电压产生一第三控制电压，其中该第三控制电压是用以调节该第五电压；以及
一第三偏压信号产生电路，耦接该至少一第三镜射分支电路，用以根据该至少一第三镜射电流产生一第三偏压信号；
其中该第五电压为该第三参考分支电路上的一电压，该第六电压为该至少一第三镜射分支电路上的一电压或经调节的该至少一第三镜射分支电路上的该电压；
一第三放大器，耦接该信号放大装置的该输入端与该第一放大器之间，用以接收该第三偏压信号及放大该射频信号；
一第一低压降稳压器，用以根据一供应电压产生该第一参考电压；以及
一第二低压降稳压器，用以根据该供应电压产生该第二参考电压。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5847556A (en) * 1997-12-18 1998-12-08 Lucent Technologies Inc. Precision current source
CN103490771A (zh) * 2013-09-06 2014-01-01 华南理工大学 一种双补偿电荷泵
CN107678486A (zh) * 2017-10-19 2018-02-09 珠海格力电器股份有限公司 一种基准电路及芯片
CN108874019A (zh) * 2017-05-12 2018-11-23 立积电子股份有限公司 电流镜装置及相关放大电路

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6714081B1 (en) * 2002-09-11 2004-03-30 Motorola, Inc. Active current bias network for compensating hot-carrier injection induced bias drift
CN107121999B (zh) * 2017-03-09 2018-09-28 广州慧智微电子有限公司 一种功率控制电路及功放电路
US10958222B2 (en) * 2018-06-15 2021-03-23 Richwave Technology Corp. Bias circuit

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5847556A (en) * 1997-12-18 1998-12-08 Lucent Technologies Inc. Precision current source
CN103490771A (zh) * 2013-09-06 2014-01-01 华南理工大学 一种双补偿电荷泵
CN108874019A (zh) * 2017-05-12 2018-11-23 立积电子股份有限公司 电流镜装置及相关放大电路
CN107678486A (zh) * 2017-10-19 2018-02-09 珠海格力电器股份有限公司 一种基准电路及芯片

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
GOMEZ C JHON等: "1.5 ppm/°C nano-Watt resistorless MOS-only voltage reference", 《2016 IEEE 7TH LATIN AMERICAN SYMPOSIUM ON CIRCUITS & SYSTEMS》, 28 February 2016 (2016-02-28), pages 99, XP032891528, DOI: 10.1109/LASCAS.2016.7451019 *

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