CN114553656A - 基于不等长双块补零算法的弱信号捕获方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于不等长双块补零算法的弱信号捕获方法，主要解决现有双块补零方法在小频偏下检测性能较差的缺陷。其实现方案是：将发送端采用的本地扩频码经过成形偏移正交相移键控调制，得到原始本地信号；在接收端将接收到的射频信号依次进行滤波、下变频和数字采样，得到原始基带复信号；对原始基带复信号和本地信号分别进行分块组合，在保证子块总长度不变的前提下，增加数据子块长度，得到新的基带复信号数据块和新的本地信号数据块；对新的基带复信号数据块和新的本地信号数据块进行圆周相关，得到相关值数据；根据相关值数据中是否出现峰值，判定捕获是否成功。本发明能在小频偏下获得更好的捕获性能，可用于数据传输、卫星定位导航。

Description

基于不等长双块补零算法的弱信号捕获方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，特别涉及一种对弱信号的捕获方法，可用于数据传输、卫星定位导航和测距。

背景技术

随着卫星导航技术的不断发展，全球导航卫星系统GNSS的应用越来越广泛，美国、俄罗斯、中国和欧盟都拥有了覆盖全球性的卫星定位导航系统。无盲区、高灵敏度的定位与导航成为目前最新的技术发展方向，这就要求实现高动态环境下对弱信号的快速捕获。

传统弱信号捕获算法包括有串行捕获算法和并行捕获算法，其中，串行捕获算法是通过不断地调整本地载波频率和本地码相位来实现信号捕获，它是一个二维搜索过程；并行频率搜索算法是利用一次FFT变换实现频率搜索，并对码相位进行一维搜索；且将在时域的相关运算变换为在频域的乘积运算，通过IFFT变换一次求出各个码相位的相关值，对频率进行一维搜索。这两种传统捕获算法均存在计算量大、耗时长和硬件资源消耗大的问题。

针对这一问题，Lin.D.M.在“Comparison of Acquisition Methods forSoftware GPS Receiver”(Proceedings of the Institute of Navigation’s ION GPS,2000:2385～2390)中讨论了GPS软件接收机捕获微弱信号的问题，其采用了20ms的相干积分时间，提出了双块补零算法DBZP，该算法的核心思想是将长的相关积分操作分割为多个短的相干积分操作，然后采用傅里叶变换进行圆周相关，以一次计算出所有多普勒频移的相干累积，大大减小运算量。在此基础上，Ziedan N.I.考虑了导航数据位跳变的影响，在“Unaided Acquisition of Weak GPS Signals Using Circular Correlation or DoubleBlock Zero Padding”(Position Location and Navigation Symposium(PLANS),2004:461～470)中提出了通过引入多普勒补偿和频移减少技术，修正DBZP的MDBZP算法，解决了DBZP总积分时间受限制的问题。Heckler G.W.和Garrison J.L.在“ImplementationandTesting of an Unaided Method for the Acquisition of Weak GPS C/A CodeSignals”(Navigation,2009,56(4):241～259)中，通过去除MDBZP算法存在的FFT冗余计算，提出快速MDBZP算法FMDBZP，减小了计算量，提高了算法效率。张文在FMDBZP的基础上，重点讨论了导航数据位组合、码相位和多普勒频移的筛选机制，提出FMDBZP的改进算法IFMDBZP，进一步减小了计算量，节省了计算空间。2016年，孟骞等人将研究方向放到对基带信号和本地测距码进行重构上，提出一种改进双块补零北斗导航接收机弱信号捕获方法，该方法对参与块内相关运算的基带信号和本地测距码分别进行重构，解决了块内点数与快速傅里叶变换输入点数之间的矛盾，提高了北斗导航接收机弱信号捕获性能。

上述这些基于DBZP的改进算法主要考虑的是导航数据比特跳变引起检测性能下降的问题，集中对DBZP完成块内循环相关和移块操作后得到的相关值矩阵的频域变换和检测判决部分进行优化和简化。然而在DBZP和其改进算法中，双块的长度都是完全相等，在选取分块长度时，选取较短的分块长度可以保证较大的多普勒频偏搜索范围，但是，当在频偏较小时，选取较短的分块长度会导致检测性能下降，DBZP和其改进算法都无法同时保证较大的多普勒频偏搜索范围和小频偏下较好的检测性能。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，提出一种基于不等长双块补零算法的弱信号捕获方法，以在频偏较小时，提高捕获性能。

本发明的技术关键是：优化子块的组合方式，在保证子块总长度不变的前提下，改变数据子块和补零子块各自所占比例，通过增加数据子块长度同时减少补零子块长度，增加相干积累长度和分块数来获得更高的捕获性能。其实现方案包括如下：

(1)在发送端，将一段导航数据经过扩频调制，形成一组扩频调制后的序列，对该序列依次进行成形偏移正交相移键控SOQPSK调制和上变频，得到射频信号并发送出去；

(2)接收端接收经过远距离传输、路径损耗较大，信噪比较低的射频信号即弱信号；

(3)根据发送端的本地扩频码获得原始本地信号，根据接收端接收的弱信号获得原始基带复信号：

(3a)将本地扩频码经过成形偏移正交相移键控SOQPSK调制，得到长度为N_t的原始本地信号s(nT_s)，其中T_s为采样间隔，nT_s表示第n个采样时刻，n＝1,2,...,N_t；

(3b)将接收到的弱信号经过滤波、下变频、数字采样后，得到长度为N_t的原始基带复信号r(nT_s)；

(4)根据已知的频率分辨率f_res和已知的频率搜索范围

确定原始基带复信号和原始本地信号的分块数：

得到基本数据长度：L_s＝N_t/N_s，设置判决门限T₀；

(5)由原始的基带复信号r(nT_s)的第(k-1)S+1～2L_s+(k-1)S样点组成第k块基带复信号数据块B_k，其中S是补零子块的长度，0＜S≤L_s，k＝1,2,3,...,N_t/S；

(6)由原始本地信号s(nT_s)的第(k-1)S+1～2L_s-S+(k-1)S样点和S个0组成第k块本地信号数据块E_k；

(7)对基带复信号数据块B_k和本地信号数据块E_k进行圆周相关：

(7a)对基带复信号数据块B_k和本地数据块E_k分别做2L_s点的离散傅里叶变换；

(7b)对本地数据块E_k的2L_s点离散傅里叶变换结果取共轭，并与基带复信号数据块B_k的2L_s点离散傅里叶变换结果对应相乘，并对相乘结果做2L_s点逆傅里叶变换，得到相关值数据C_k；

(7c)保留相关值数据C_k中的前S个数据，舍弃后边2L_s-S个数据，得到相关值数据C'_k；

(8)保持本地数据块不动，将基带复信号数据块依次左移一块，即第1块基带复信号数据块B₁变为第N_t/S块

使第k+1块基带复信号数据块B_k+1变为第k块基带复信号数据块B_k，k＝2,3,...,N_t/S，再将左移后的基带复信号数据块和本地数据块返回(7)，直到移块次数完成一个扩频码周期后，得到全部相关值数据C'；

(9)根据相关值数据C'是否存在高于门限值T₀的峰值判断是否捕获成功：

将相关值数据C'映射到以码相位、多普勒频移和判决值为轴的三维坐标系中，观察曲线是否存在高于门限值T₀的峰值：

若存在，则捕获到弱信号，同时得到码相位和多普勒频移的估计值，

否则，捕获失败。

本发明由于在保证子块总长度2L_s点不变的前提下，通过增加数据子块长度、减少补零子块长度来增加相干积累长度和分块数，进而提升了小频偏下的捕获性能，克服了现有双块补零方法中因双块长度完全相等且分块数和相干积累长度固定不变而导致无法同时保证较大的多普勒频偏搜索范围和小频偏下较好的检测性能的缺陷。

附图说明

图1为本发明使用的高动态弱信号捕获系统图；

图2为本发明的实现流程图；

图3为本发明中信号分块、移块和圆周相关的示意图；

图4为用本发明判决捕获信号是否成功的仿真图；

图5为用本发明与现有双块补零方法DBZP在小频偏下的捕获性能仿真对比图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明实施例和效果做进一步的描述：

参照图1，本实施例应用的是高动态弱信号捕获系统，其包括发送端和接收端，信道模型采用附加载波频偏和相偏的加性高斯白噪声信道。该系统的基本工作原理如下：

发送端，利用扩频码将一段导航数据进行扩频调制，形成一组扩频调制后的序列，对该序列进行成形偏移正交相移键控SOQPSK调制和上变频后得到发送的射频信号；

接收端，将接收到的射频信号依次进行滤波、下变频和数字采样后得到原始基带复信号；将本地扩频码经过成形偏移正交相移键控SOQPSK调制后得到原始本地信号。对原始基带复信号和本地信号进行分块组合，得到新的基带复信号数据块和新的本地信号数据块，通过对新的基带复信号数据块和新的本地信号数据块进行圆周相关，如果得到高于门限值的峰值的相关值数据，则该相关值数据对应的多普勒频偏和码相位，即为对接收信号的多普勒频偏估计值和码相位估计值。

本发明所涉及的是对原始基带复信号和本地信号的子块中双块各自所占的比例进行优化，在增加数据子块长度的同时减少补零子块长度，以克服双块补零方法中双块长度完全相等且分块数和相干积累长度固定不变的缺陷，在小频偏下获得更好的捕获性能。

参照图2，本实例基于上述系统进行弱信号的捕获方法实现如下：

步骤1，获取发送的射频信号。

在发送端，将一段导航数据D进行扩频调制，形成一组扩频调制后的序列，对该序列依次进行成形偏移正交相移键控SOQPSK调制，得到发送的基带复信号s(t)：

s(t)＝s_I(t)+js_Q(t)，

其中s_I(t)和s_Q(t)分别为同相分量信号和正交分量信号，j为虚数单位；

将发送的基带复信号s(t)经过上变频，得到发送的射频信号f_s(t)，射频信号f_s(t)经过加性高斯白噪声信道进行传输，由于传输距离较远、路径损耗较大，信噪比较低，导致到达接收端的射频信号十分微弱，称为弱信号f_r(t)；

本发明实施例中采用的扩频码的码长是1024，扩频码的码片速率是1.024MHz，导航数据D的长度为20比特；

步骤2，根据发送端的本地扩频码获得原始本地信号，根据接收端接收的弱信号获得原始基带复信号。

2.1)将本地扩频码经过成形偏移正交相移键控SOQPSK调制，得到长度为N_t的原始本地信号s(nT_s)，其中T_s为采样间隔，nT_s表示第n个采样时刻，n＝1,2,...,N_t；

2.2)将到达接收端的弱信号f_r(t)依次进行滤波、下变频和数字采样，得到长度为N_t的原始基带复信号r(nT_s)，表示为：

r(nT_s)＝s(nT_s-τ)exp[j2πf_dnT_s]+w_n

其中，r(nT_s)是接收信号的第n个采样值，T_s为采样间隔，nT_s表示第n个采样时刻，n＝1,2,...,N_t，s(nT_s-τ)为本地扩频码经过SOQPSK调制之后得到的信号，f_d为多普勒频移；τ为信号到达接收端的时延，即为码相位；w_n是均值为0、方差为σ²的加性高斯白噪声；

本实施例中取但不限于原始基带复信号r(nT_s)的长度N_t＝20480，采样速率f_s＝1.024MHz，采样间隔T_s＝1/f_s，载波多普勒频偏f_d＝1000Hz，码相位τ为200个码片宽度，原始本地信号s(nT_s)的长度与原始基带复信号r(nT_s)的长度相同。

步骤3，确定分块数N_s，基本数据长度L_s和判决门限T₀。

3.1)根据已知的频率分辨率f_res和已知的频率搜索范围

确定原始基带复信号r(nT_s)和原始本地信号s(nT_s)的分块数N_s为：

3.2)根据步骤2.2)中原始基带复信号r(nT_s)的长度N_t和原始基带复信号r(nT_s)的分块数N_s确定基本数据长度L_s为：L_s＝N_t/N_s；

3.3)设置判决门限T₀；

本实施例中采用的频率搜索带宽为

频率分辨率f_res＝50Hz，分块数N_s＝160，基本数据长度L_s＝128，判决门限T₀＝30。

步骤4,获取基带复信号数据块B_k和本地信号数据块E_k。

4.1)对原始的基带复信号r(nT_s)进行分块组合，即由原始的基带复信号r(nT_s)的第(k-1)S+1～2L_s+(k-1)S样点组成第k块基带复信号数据块B_k，其中S是补零子块的长度，0＜S≤L_s，k＝1,2,3,...,N_t/S；

4.2)对本地信号s(nT_s)进行分块组合，即由原始本地信号s(nT_s)的第(k-1)S+1～2L_s-S+(k-1)S样点和S个0组成第k块本地信号数据块E_k，如图3所示，由图3可见，第k块基带复信号数据块B_k由2L_s个样点构成，第k块本地信号数据块E_k由2L_s-S个样点和S个0构成，两者长度相等，均为2L_s，本实施例中采用的补零子块的长度S＝64。

步骤5,获得基带复信号数据块B_k和本地信号数据块E_k的相关值数据C_k。

5.1)对基带复信号数据块B_k和本地数据块E_k分别做2L_s点的离散傅里叶变换，分别得到离散傅里叶变换结果R_k和S_k：

R_k＝[R_k(1),R_k(2),...,R_k(l),...,R_k(2L_s)]，

S_k＝[S_k(1),S_k(2),...,S_k(l),...,S_k(2L_s)]，

其中，R_k(l)表示R_k的第l个序列值，S_k(l)表示S_k的第l个序列值，l＝1,2,3,...,2L_s，

式中，p表示基带复信号数据块B_k进行离散傅里叶变换的数据下标索引值，q表示本地数据块E_k进行离散傅里叶变换的数据下标索引值，L_s为基本数据长度，S为补零子块的长度，r(((k-1)S+p)T_s)表示基带复信号数据块B_k的第p个样点，e_k(q)表示本地信号数据块E_k的第q个样点，e_k(1)＝s(((k-1)S+1)T_s),…,e_k(2L_s-S)＝s(((k-1)S+2L_s-S)T_s),e_k(2L_s-S+1)＝0,…,e_k(2L_s)＝0，N_t为基带复信号和本地信号的长度，j为虚数单位；

5.2)对本地数据块E_k的离散傅里叶变换结果S_k取共轭，并与基带复信号数据块B_k的离散傅里叶变换结果R_k对应相乘，得到频域圆周相关的结果为M_k；

其中，

是本地数据块E_k的2L_s点离散傅里叶变换结果S_k的共轭；

5.3)对频域圆周相关的结果M_k做2L_s点逆傅里叶变换，得到相关值数据C_k：

C_k＝[C_k(1),C_k(2),...,C_k(l),...,C_k(2L_s)]，k＝1,2,3,...,N_t/S，l＝1,2,3,...,2L_s，

其中，C_k(l)表示C_k的第l个序列值，M_k(m)表示M_k中第m个要进行逆傅里叶变换的频域圆周相关结果。

5.4)保留相关值数据C_k中的前S个数据，舍弃后边2L_s-S个数据，得到相关值数据C'_k；

步骤6，对基带复信号数据块和本地数据块进行移块相关操作。

6.1)保持本地数据块E_k不动，将基带复信号数据块B_k依次左移一块，即第1块基带复信号数据块B₁变为第N_t/S块

使第k+1块基带复信号数据块B_k+1变为第k块基带复信号数据块B_k，k＝2,3,...,N_t/S；

6.2)将左移后的基带复信号数据块和本地数据块返回步骤(5)，直到移块次数完成一个扩频码周期后，得到全部相关值数据C'：

步骤7，根据相关值数据C'是否存在高于门限值T₀的峰值判断是否捕获成功。

将相关值数据C'映射到以码相位、多普勒频移和判决值为轴的三维坐标系中，观察曲线是否存在高于门限值T₀的峰值：

若存在，则捕获到信号，同时得到码相位估计值

和多普勒频移的估计值

否则，捕获失败。

本发明的效果可通过以下仿真进一步说明：

一.仿真条件

仿真使用Matlab R2018b仿真软件；

仿真参数设置与实施例中所用参数一致，即信道模型采用附加载波频偏和相偏的加性高斯白噪声信道，导航数据的长度为20比特，采样率f_s＝1.024MHz，频率搜索带宽为

频率分辨率f_res＝50Hz，判决门限T₀＝30，码片速率为1.024Mchip/s，载波多普勒频偏f_d＝1000Hz，码相位为200个码片宽度，补零子块的长度S＝64；

仿真次数为5000次。

二.仿真内容

仿真1，在上述条件下，用本发明对原始基带复信号和原始本地信号分块进行组合，得到基带复信号数据块B_k和本地信号数据块E_k，再对B_k和E_k进行相关操作，得到不同多普勒频偏和码相位下的相关值数据，结果如图4所示。

从图4可以看出，在多普勒频偏为1000Hz，码相位为200个码片宽度时，出现了高于门限值T₀的峰值，说明捕获成功。

仿真2，在上述条件下，用本发明和现有的双块补零DBZP方法分别对高动态弱信号进行捕获，结果如图5所示。

从图5可以看出，在信噪比SNR的范围为[-35dB,-25dB]时，本发明的捕获性能优于DBZP的捕获性能。

Claims (4)

1.基于不等长双块补零算法的弱信号捕获方法，其特征在于，包括：

(1)在发送端，将一段导航数据经过扩频调制，形成一组扩频调制后的序列，对该序列依次进行成形偏移正交相移键控SOQPSK调制和上变频，得到射频信号并发送出去；

(2)接收端接收经过远距离传输、路径损耗较大，信噪比较低的射频信号即弱信号；

(3)根据发送端的本地扩频码获得原始本地信号，根据接收端接收的弱信号获得原始基带复信号：

(3a)将本地扩频码经过成形偏移正交相移键控SOQPSK调制，得到长度为N_t的原始本地信号s(nT_s)，其中T_s为采样间隔，nT_s表示第n个采样时刻，n＝1,2,...,N_t；

(3b)将接收到的弱信号经过滤波、下变频、数字采样后，得到长度为N_t的原始基带复信号r(nT_s)；

(4)根据已知的频率分辨率f_res和已知的频率搜索范围B_fd确定原始基带复信号和原始本地信号的分块数：

得到基本数据长度：L_s＝N_t/N_s，设置判决门限T₀；

(5)由原始的基带复信号r(nT_s)的第(k-1)S+1～2L_s+(k-1)S样点组成第k块基带复信号数据块B_k，其中S是补零子块的长度，0＜S≤L_s，k＝1,2,3,...,N_t/S；

(6)由原始本地信号s(nT_s)的第(k-1)S+1～2L_s-S+(k-1)S样点和S个0组成第k块本地信号数据块E_k；

(7)对基带复信号数据块B_k和本地信号数据块E_k进行圆周相关：

(7a)对基带复信号数据块B_k和本地数据块E_k分别做2L_s点的离散傅里叶变换；

(7b)对本地数据块E_k的2L_s点离散傅里叶变换结果取共轭，并与基带复信号数据块B_k的2L_s点离散傅里叶变换结果对应相乘，并对相乘结果做2L_s点逆傅里叶变换，得到相关值数据C_k；

(7c)保留相关值数据C_k中的前S个数据，舍弃后边2L_s-S个数据，得到相关值数据C'_k；

(8)保持本地数据块不动，将基带复信号数据块依次左移一块，即第1块基带复信号数据块B₁变为第N_t/S块B_Nt/S，使第k+1块基带复信号数据块B_k+1变为第k块基带复信号数据块B_k，k＝2,3,...,N_t/S，再将左移后的基带复信号数据块和本地数据块返回(7)，直到移块次数完成一个扩频码周期后，得到全部相关值数据C'；

(9)根据相关值数据C'是否存在高于门限值T₀的峰值判断是否捕获成功：

将相关值数据C'映射到以码相位、多普勒频移和判决值为轴的三维坐标系中，观察曲线是否存在高于门限值T₀的峰值：

若存在，则捕获到弱信号，同时得到码相位和多普勒频移的估计值，

否则，捕获失败。

2.根据权利要求1所述的方法，其中(3b)中得到原始基带复信号r(nT_s)，按如下公式进行：

r(nT_s)＝s(nT_s-τ)exp[j2πf_dnT_s]+w_n

其中，T_s为采样间隔，nT_s表示第n个采样时刻，s(nT_s-τ)为本地扩频码经过SOQPSK调制之后的原始本地信号，τ为信号到达接收端的码相位延迟，f_d为多普勒频移，w_n是均值为0，方差为σ²的加性高斯白噪声，j为虚数单位。

3.根据权利要求1所述的方法，其中(7a)得到的离散傅里叶变换结果R_k和S_k，表示如下：

其中，R_k(l)表示R_k的第l个序列值，p表示基带复信号数据块B_k进行离散傅里叶变换的数据下标索引值，S_k(l)表示S_k的第l个序列值，q表示本地数据块E_k进行离散傅里叶变换的数据下标索引值，l表示离散频率的索引值，L_s为基本数据长度，S为补零子块的长度，r(((k-1)S+p)T_s)表示基带复信号数据块B_k的第p个样点，e_k(q)表示本地信号数据块E_k的第q个样点，e_k(1)＝s(((k-1)S+1)T_s),…,e_k(2L_s-S)＝s(((k-1)S+2L_s-S)T_s),e_k(2L_s-S+1)＝0,…,e_k(2L_s)＝0，N_t为基带复信号和本地信号的长度，j为虚数单位。

4.根据权利要求1所述的方法，其中(7b)获得的相关值数据C_k，按如下公式计算：

C_k＝[C_k(1),C_k(2),...,C_k(l),...,C_k(2L_s)]，k＝1,2,3,...,N_t/S，l＝1,2,3,...,2L_s，

其中，C_k(l)表示C_k的第l个序列值，M_k为(7b)中对应相乘的结果，M_k(m)表示M_k中第m个要进行逆傅里叶变换的样点。

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