CN112422173B - 一种宽带卫星信号快速扫频方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种宽带卫星信号快速扫频方案，属卫星通信技术领域。它通过本发明步骤1：宽带卫星信号首先经频域扫频处理获得满足指定门限条件的若干个子信道频点集合S；步骤2：遍历子信道频点集合S，对每个频点依次完成数字下变频、低通滤波、降采样、信号检测算法工作，获得精确的时域扫频结果；步骤3：根据卫星系统同步信号以一定周期重复发送的特征，频域扫频利用此周期性进行精确的同步信道扫频。实现频域与时域结合的二次扫频方法，大大缩短了扫频延时时间，保证扫频处理快速精准，极大提升系统监测性能及用户体验。解决了现有对子信道单独处理方式，致使延时非常大，扫频速度慢及精确度差，极大降低系统监测性能及用户体验的问题。

Description

一种宽带卫星信号快速扫频方法

技术领域

本发明涉及一种宽带卫星信号快速扫频方法，属卫星通信技术领域。

背景技术

如今，卫星通信技术已逐渐融入到人们的日常生活中。卫星电话实现偏远地区、深山、海上、沙漠全方位通信，填补了现有手机和有线电话通信的覆盖空白区域。在卫星通信过程中，监测卫星通信信号是十分重要的。常用的卫星信号包含很多频域子信道的宽带信号，采用时分多址+频分多址的方式进行多用户资源分配，因此，如何快速实现对整个卫星信号带宽内的各个子信道进行扫频和识别，成为卫星通信监测系统的一个关键指标。传统的宽带卫星通信监测扫频方案采用对子信道单独处理方式，即每一时刻，对某个子信道通过数字下变频、低通滤波、降采样和检测进行信号识别及监测，此方式总处理延时正比于整个带宽内的子信道个数。宽带卫星信号的子信道个数多，如全球卫星电话系统的子信道个数为1087个，采用子信道单独处理、全频带扫频方式的延时非常大，极大降低了系统的监测性能及用户体验。因此，研发一种实现快速精确获取扫频结果，有效降低宽带卫星通信系统扫频延迟，极大提升系统监测性能及用户体验，实施效果好的宽带卫星信号快速扫频方法是非常有必要的。

发明内容

本发明的目的在于，针对上述现有技术的不足，提供一种宽带卫星信号快速扫频方法，其首先通过频域粗扫频获得若干满足条件的备选子信道频点，其次通过时域精确检测对备选子信道频点依次进行检测，通过频域与时域相结合的二次扫频方式，实现快速精确获取扫频结果，有效降低扫频延迟，极大提升系统监测性能及用户体验，实施效果好。以解决现有技术采用对子信道单独处理方式，致使延时非常大，扫频速度慢，精确度差，极大降低系统监测性能及用户体验的问题。

本发明是通过如下的技术方案来实现上述目的的：

一种宽带卫星信号快速扫频方法，宽带卫星接收信号描述为：

其中：N_ch表示宽带卫星系统中的子信道个数；a_k(t)表示第k个子信道上的发送信号；f_c表示射频频率；f₀表示每个子信道的波特率；f₀＝1/T₀，T₀表示子信道的符号周期；卫星信号的某些子信道上包含同步信号，它用作卫星信号的捕获、识别、同步；记同步信号的周期为T_sync，对应的周期为P_sync＝T_sync/T₀，记同步信号的长度为N_sync；记接收到宽带卫星信号为：

r(t)＝s(t)+w(t)

其中：w(t)表示噪声信号；

其特征在于：该宽带卫星信号快速扫频方法是通过包括如下步骤实现的：

步骤1、宽带卫星信号首先经过频域扫频处理获得满足指定门限条件的若干个子信道频点集合S；

1.1本宽带卫星信号快速扫频方法中，首先对宽带卫星信号进行ADC模拟数字采样及零中频转换，得到离散的基带接收信号表达公式：

其中：采样周期T₁＝T₀/N，N须满足奈奎斯特采样定律N≥N_ch；

由于同步信号的周期为P_sync，因此每N·P_sync个采样点必包含一个同步信号。

1.2当完成N·P_sync个采样数据的收集之后，对信号进行傅里叶变换，得到如下表达公式：

将y(nT₁)的表达公式(1)代入上述表达公式(2)，并忽略噪声项，则得到如下表达公式：

其中：A_k(f)表示a_k(t)的傅里叶变换。

1.3当发送的子信道信号采用成型滤波后，假设信号带宽f₀之外的频谱近似为0，因此得到如下公式：

从表达公式(4)看出，当子信道k₀上存在同步信号时，则Y(m₀＝k₀·P_sync)在频域上存在峰值，如下公式所示：

因此，对傅里叶变换之后的频域信号进行门限判断，即可得到频域扫频结果：如下公式所示：

其中Thr为预设的功率门限值。

1.4为了进一步增强低接收信噪比下的漏检性能，对连续多个N·P_sync个采样点的数据块的傅里叶变换结果进行累加合并；假设采用R个块进行累加，则累加公式表示为：

经过累加之后真实信号的频域幅度明显得到增强，检测概率大大增加；一般来说，采用R个块进行累加时，其增益为10×log₁₀(R)dB。

步骤2、对上述完成频域扫频并得到子信道频点集合S后，遍历每个子信道频点集合S中的子信道，进行时域扫频检测。

2.1首先，对每个k₀∈S，进行数字下变频得到子信道k₀上的零中频信号的表达公式为：

然后，对信号z(nT₁)进行低通滤波，将子信道k₀频偏之外的信号滤除掉，则低通滤波后的z(nT₁)公式近似为：

对z_LP(nT₁)进行N＝T₀/T₁倍抽取，得到符号率采样数据z_LP(nT₀)后，对符号率采样数据z_LP(nT₀)进行同步检测。

2.2同步检测包含两种，其一采用互相关检测，记理想同步信号为u(m)＝u(mT₀)，互相关检测算法表示为：

其中：u^*(m)表示u(m)的共轭。

其二采用自相关检测，自相关检测算法表示为：

通过时域扫频检测，将频域扫频时虚检的无效子信道滤除，得到最终的精确扫频结果，并保存。

步骤3、根据卫星系统同步信号以一定周期重复发送的特性，频域扫频利用所述周期性进行精确的同步信道扫频；

3.1记理想同步信号为u(m)＝u(mT₀)，0≤m<P_sync，将其反序并在前面补零扩展成长度为P_frame的信号：

u₁＝[0,…,0,u(P_sync–1),u(P_sync–2),…,u(1),u(0)]

对扩展后的信号u₁进行N_ch·P_sync点的快速傅里叶变换，得到频域参考信号U₁(m)，0≤m<N_ch·P_sync；

3.2采集时域上P_sync个点的接收信号z(n)，0≤n<P_sync。对z(n)进行快速傅里叶变换，得到频域接收信号Z(n)，0≤n<P_sync；

3.3遍历子信道0≤k<N_ch–1，对某一子信道k，计算P_sync个相关值：

C(n)＝abs(Z(n)·conj(U₁(k·P_sync+n)))(12)

其中：conj表示共轭操作，abs表示取模运算；

查找C(n)中的最大值C_max＝max{C(n)}，将其与门限值进行比较，当C_max大于门限值时，判定子信道k上存在同步信号；当P_sync过大导致快速傅里叶变换的点数过大时，对长度为P_sync的接收信号按照周期进行分段快速傅里叶变换。

本发明与现有技术相比的有益效果在于：

该宽带卫星信号快速扫频方法，通过本发明三大步骤实现频域与时域相结合的二次扫频方法，通过步骤一的1.1～1.4频域扫频实施过程，获得若干满足条件的备选子信道频点，通过步骤二的2.1～2.4时域精确检测实施过程，对备选子信道频点依次进行检测，通过步骤三的3.1～3.3频域扫频的同步信道扫频实施过程，实现利用卫星系统同步信号的周期性重复发送特性进行频域扫频精确的同步信道扫频。相比于现有技术，大大缩短了扫频处理延时时间，有效保证了扫频精度，扫频快速、精准，极大提高了系统监测性能及用户体验。解决了现有技术采用对子信道单独处理方式，致使延时非常大，扫频速度慢及精确度差，极大降低系统监测性能及用户体验的问题。

附图说明

图1为一种宽带卫星信号快速扫频方法的工作流程示意图；

图2为一种宽带卫星信号快速扫频方法的频域扫频处理算法结构示意图；

图3为一种宽带卫星信号快速扫频方法的频域扫频结果仿真示意图；

图4为一种宽带卫星信号快速扫频方法的时域扫频处理算法结构示意图；

图5为卫星通信系统同步信号结构示意图。

具体实施方式

本发明申请人的宽带卫星信号快速扫频方案的设计思路如下所示：在卫星通信过程中，对卫星通信信号进行监测是一项十分重要的操作。由于常用的卫星信号都是包含了很多频域子信道的宽带信号，并采用时分多址+频分多址的方式进行多用户资源分配。因此，如何能够快速对整个卫星信号带宽内的各个子信道进行扫频、识别，成为卫星通信监测系统的一个关键指标。传统的宽带卫星通信扫频方案采用的是子信道单独处理的方式。即每一时刻，对某个子信道通过数字下变频、低通滤波、降采样、检测进行信号识别及监测，因此，总处理延时正比于整个带宽内的子信道个数。对于宽带卫星信号，由于其子信道个数较多，如全球卫星电话系统的子信道个数为1087个，因此，全频带扫频的延时很大，极大地降低了系统监测的性能以及用户体验。

本发明申请通过一种新颖的频域与时域相结合的方式，旨在降低宽带卫星通信系统扫频的延迟。首先，通过频域粗扫频的方式获得若干满足条件的备选子信道频点；再次，通过时域精确检测对备选子信道频点依次进行检测。由于频域粗扫频的处理延时相对低、并且通过粗扫频可以过滤掉绝大多数无效频点，因此，采用这种二次扫频方式可以取得快速、精确的扫频结果，故设计研发了该宽带卫星信号快速扫频方法。

下面结合附图对该宽带卫星信号快速扫频方法的实施方式作进一步详细说明(参见图1～5)：

(参见图1)图1为本发明申请设计的宽带卫星信号快速扫频方法的工作流程示意图。其工作流程为：

步骤1，宽带卫星信号首先经过频域扫频处理，经频域扫频处理获得满足指定门限条件的若干个子信道频点集合S。

步骤2，遍历子信道频点集合S。对每个频点，依次完成数字下变频、低通滤波、降采样、信号检测算法工作，获得精确的时域扫频结果。

步骤3,根据卫星系统同步信号的特征，同步信号以一定周期重复发送，频域扫频利用此周期性进行精确的同步信道扫频。

(参见图2和图4)以下结合图2和图4详细描述本发明申请步骤1和步骤2的算法流程如下：

频域扫频检测：

宽带卫星接收信号描述为：

其中：N_ch表示宽带卫星系统中的子信道个数；a_k(t)表示第k个子信道上的发送信号；f_c表示射频频率；f₀表示每个子信道的波特率；f₀＝1/T₀，T₀表示子信道的符号周期。卫星信号的某些子信道上包含同步信号，它用作卫星信号的捕获、识别、同步。记同步信号的周期为T_sync，对应的周期为P_sync＝T_sync/T₀，记同步信号的长度为N_sync。记接收到宽带卫星信号为：

r(t)＝s(t)+w(t)

其中：w(t)表示噪声信号。

步骤1.1)本发明申请方案中，频域扫频检测：首先对宽带卫星信号进行ADC模拟数字采样及零中频转换，得到离散的基带接收信号：

其中：采样周期T₁＝T₀/N，N须满足奈奎斯特采样定律N≥N_ch。

由于同步信号的周期为P_sync，因此每N·P_sync个采样点必包含一个同步信号。

步骤1.2)当完成N·P_sync个采样数据的收集之后，对信号进行FFT傅里叶变换：

将y(nT₁)的表达式代入上式，并忽略噪声项，则有：

其中：A_k(f)表示a_k(t)的傅里叶变换。

步骤1.3)当发送的子信道信号采用成型滤波后，假设信号带宽f₀之外的频谱近似为0，因此有：

从上式可以看出，当子信道k₀上存在同步信号时，Y(m₀＝k₀·P_sync)在频域上存在峰值：

因此，对FFT傅里叶变换之后的频域信号进行门限判断，即可得到频域扫频结果：

其中Thr为预设的功率门限值。

步骤1.4)为了进一步增强低接收信噪比下的漏检性能，作为本发明申请方案的一种进一步改进，对连续多个N·P_sync个采样点的数据块的FFT傅里叶变换结果进行累加合并。假设采用R个块进行累加，则累加公式可以表示为：

(参见图3)，图3为根据本发明申请方案的改进算法的仿真结果示意图，仿真信噪比为3dB。图3中的上图为只采用1个块进行频域扫频检测，由于接收信号的信噪比过低，真实信号的频域幅度不明显，容易导致漏检。图3中的下图为采用8个块进行累加检测的结果，显见，经过累加之后真实信号的频域幅度明显得到增强，检测概率大大增加。一般来说，当采用R个块进行累加时，其增益为10×log₁₀(R)dB。

时域扫频检测(参见图4)，图4为本发明的时域扫频处理算法结构示意图；

步骤2，当完成频域扫频并得到子信道频点集合S后，遍历每个子信道频点集合S中的子信道，进行时域扫频检测。

步骤2.1)首先，对每个k₀∈S，进行数字下变频得到子信道k₀上的零中频信号：

然后，对信号z(nT₁)进行低通滤波，将子信道k₀频偏之外的信号滤除掉。则低通滤波后的可以近似为：

对z_LP(nT₁)进行N＝T₀/T₁倍抽取，得到符号率采样数据z_LP(nT₀)之后，对符号率采样数据z_LP(nT₀)进行同步检测。

步骤2.2)同步检测包含两种，其一采用互相关检测，记理想同步信号为u(m)＝u(mT₀)，互相关检测算法可以表示为：

其中：u^*(m)表示u(m)的共轭。

其二采用自相关检测，自相关检测算法表示为：

通过时域扫频检测，将频域扫频时虚检的无效子信道滤除，得到最终的精确扫频结果、并保存。

上述的频域与时域相结合的方式，仍然存在一定的性能问题：由于频域扫频阶段采用的是简单的能量检测，无法区分同步信道与业务信道，导致后续的时域扫频阶段信道数过多，影响总体扫频时间。作为一种改进，本发明申请提出了一种更为精确的频域扫频方法。(参见图5)，图5为卫星通信系统同步信号的示意图。

步骤3、根据卫星系统同步信号的特征，同步信号以一定周期重复发送，频域扫频利用此周期性进行精确的同步信道扫频。

步骤3.1)记理想同步信号为u(m)＝u(mT₀)，0≤m<P_sync，将其反序并在前面补零扩展成长度为P_frame的信号：

u₁＝[0,…,0,u(P_sync–1),u(P_sync–2),…,u(1),u(0)]

对扩展后的信号u₁进行N_ch·P_sync点的快速傅里叶变换，得到频域参考信号U₁(m)，0≤m<N_ch·P_sync。

步骤3.2)、采集时域上P_sync个点的接收信号z(n)，0≤n<P_sync，对z(n)进行快速傅里叶变换，得到频域接收信号Z(n)，0≤n<P_sync。

步骤3.3)、遍历子信道0≤k<N_ch–1，对某一子信道k，计算P_sync个相关值：

C(n)＝abs(Z(n)·conj(U₁(k·P_sync+n))) (12)

其中：conj表示共轭操作，abs表示取模运算。

查找C(n)中的最大值C_max＝max{C(n)}，将其与门限值进行比较。当C_max大于门限时，判定子信道k上存在同步信号。

当P_sync过大导致快速傅里叶变换的点数过大时，作为一种实现上的改进，对长度为P_sync的接收信号按照周期进行分段快速傅里叶变换。

通过实际应用表明，本发明申请通过频域与时域相结合方式对宽带卫星信号进行扫频，相比于现有技术，大大减小了扫频处理延时，同时，在低延迟条件下有效保证了扫频精度，用户体验满意度极高，且极大提升了系统的监测性能，实用效果好。

以上所述只是本发明的较佳实施例而已，上述举例说明不对本发明的实质内容作任何形式上的限制，所属技术领域的普通技术人员在阅读了本说明书后依据本发明的技术实质对以上具体实施方式所作的任何简单修改或变形，以及可能利用上述揭示的技术内容加以变更或修饰为等同变化的等效实施例，均仍属于本发明技术方案的范围内，而不背离本发明的实质和范围。

Claims (1)

1.一种宽带卫星信号快速扫频方法，宽带卫星接收信号描述为：

其中：N_ch表示宽带卫星系统中的子信道个数；a_k(t)表示第k个子信道上的发送信号；f_c表示射频频率；f₀表示每个子信道的波特率；f₀＝1/T₀，T₀表示子信道的符号周期；卫星信号的某些子信道上包含同步信号，它用作卫星信号的捕获、识别、同步；记同步信号的周期为T_sync，对应的周期为P_sync＝T_sync/T₀，记同步信号的长度为N_sync；记接收到宽带卫星信号为：

r(t)＝s(t)+w(t)

其中：w(t)表示噪声信号；

其特征在于：该宽带卫星信号快速扫频方案是通过包括如下步骤实现的：

步骤1、宽带卫星信号首先经过频域扫频处理获得满足指定门限条件的若干个子信道频点集合S；

1.1本宽带卫星信号快速扫频方案中，首先对宽带卫星信号进行ADC模拟数字采样及零中频转换，得到离散的基带接收信号表达公式：

其中：

采样周期T₁＝T₀/N，N须满足奈奎斯特采样定律N≥N_ch；

n代表采样时间序号，y(nT1)为第n个采样时间的采样信号；

代表噪声信号； 由于同步信号的周期为P_sync，因此每N·P_sync个采样点必包含一个同步信号；

1.2当完成N·P_sync个采样数据的收集之后，对信号进行FFT傅里叶变换，得到如下表达公式：

将y(nT₁)的表达公式(1)代入上述表达公式(2)，并忽略噪声项，则得到如下表达公式：

其中：A_k(f)表示a_k(t)的傅里叶变换；m代表FFT(傅里叶变换)后的频域信号的序号；

1.3当发送的子信道信号采用成型滤波后，假设信号带宽f₀之外的频谱近似为0，因此得到如下公式：

从表达公式(4)看出，当子信道k₀上存在同步信号时，则Y(m₀＝k₀·P_sync)在频域上存在峰值，如下公式所示：

其中：

代表子信道k₀上的FFT在m＝0点的值；

因此，对傅里叶变换之后的频域信号进行门限判断，即可得到频域扫频结果：如下公式所示：

对

其中Thr为预设的功率门限值；

1.4为了进一步增强低接收信噪比下的漏检性能，对连续多个N·P_sync个采样点的数据块的傅里叶变换结果进行累加合并；假设采用R个块进行累加，则累加公式表示为：

其中，r为求和(∑)计算里的第一个变量，r取值为0～R-1；

经过累加之后真实信号的频域幅度明显得到增强，检测概率大大增加；一般来说，采用R个块进行累加时，其增益为10×log₁₀(R)dB；

步骤2、对上述完成频域扫频并得到子信道频点集合S后，遍历每个子信道频点集合S中的子信道，进行时域扫频检测；

2.1首先，对每个k₀∈S，进行数字下变频得到子信道k₀上的零中频信号的表达公式为：

其中：

代表噪声信号；

然后，对信号z(nT₁)进行低通滤波，将子信道k₀频偏之外的信号滤除掉，则低通滤波后的z(nT₁)公式近似为：

对z_LP(nT₁)进行N＝T₀/T₁倍抽取，得到符号率采样数据z_LP(nT₀)后，对符号率采样数据z_LP(nT₀)进行同步检测；

2.2同步检测包含两种，其一采用互相关检测，记理想同步信号为u(m)＝u(mT₀)，互相关检测算法表示为：

其中：u^*(m)表示u(m)的共轭；

其二采用自相关检测，自相关检测算法表示为：

通过时域扫频检测，将频域扫频时虚检的无效子信道滤除，得到最终的精确扫频结果，并保存；

步骤3、根据卫星系统同步信号以一定周期重复发送的特性，频域扫频利用所述周期性进行精确的同步信道扫频；

3.1记理想同步信号为u(m)＝u(mT₀)，0≤m<P_sync，将其反序并在前面补零扩展成长度为P_frame的信号：

u₁＝[0,…,0,u(P_sync–1),u(P_sync–2),…,u(1),u(0)]

对扩展后的信号u₁进行N_ch·P_sync点的快速傅里叶变换，得到频域参考信号U₁(m)，0≤m<N_ch·P_sync；

3.2采集时域上P_sync个点的接收信号z(n)，0≤n<P_sync；

对z(n)进行快速傅里叶变换，得到频域接收信号Z(n)，0≤n<P_sync；

3.3遍历子信道0≤k<N_ch–1，对某一子信道k，计算P_sync个相关值：

C(n)＝abs(Z(n)·conj(U₁(k·P_sync+n))) (12)

其中：conj表示共轭操作，abs表示取模运算；

查找C(n)中的最大值C_max＝max{C(n)}，将其与门限值进行比较，当C_max大于门限值时，判定子信道k上存在同步信号；当P_sync过大导致快速傅里叶变换的点数过大时，对长度为P_sync的接收信号按照周期进行分段快速傅里叶变换。

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