CN111147102A - 基于频率调制信号的低信噪比码捕获方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于频率调制信号的低信噪比码捕获方法，接收频率调制信号与扩频调制信号进行拼接后的信号，对接收的拼接信号下变频处理后与本地频率调制信号进行匹配滤波处理，并对匹配滤波结果的同相和正交支路求平方和，获得判决数据；将判决数据送入自适应恒虚警判决器，并采用3/4判决策略，判决是否成功捕获拼接信号；将经下变频处理后的拼接信号和判决数据送入扩频码鉴别器，判断扩频信号是否到来，确定频率调制信号与扩频调制信号的拼接点；根据频率调制信号与扩频调制信号的拼接点，将经下变频处理后的拼接信号中扩频调制信号送入解扩模块，与本地扩频码进行相关累加，获取解扩信号。本发明具有更高的检测概率和抗干扰性能。

Description

基于频率调制信号的低信噪比码捕获方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，具体为一种基于频率调制信号的低信噪比码捕获方法。

背景技术

扩频通信具有抗干扰能力强、便于码分多址等优点，被广泛应用于保密通信、GPS导航等领域。扩频码捕获是扩通信系统的关键技术之一，扩频码捕获概率、抗干扰能力直接影响系统性能，在捕获扩频码的过程中，有很多因素会影响最终的结果，导致性能降低，其中输入信号信噪比太低是捕获失败的关键原因，尤其在短突发通信中。

传统的扩频信号捕获是利用扩频码尖锐的自相关特性，将接收到的信号与本地产生的扩频码做相关运算，将相关运算的结果与门限进行比较，若大于门限值则捕获成功，否则将继续捕获过程。基本的捕获方法有滑动相关法，匹配滤波器法，序贯检测捕获法和发射信号参考法等。匹配滤波器法是基于滑动相关方法的一种改进，其效率很高，但比较适用于伪码长度较短的扩频通信。

增加扩频码长度，解扩过程中的相关运算时间越长，可以获得更高的信噪比增益，提高系统的捕获性能，但是当扩频码周期较长时，需要进行大量的延迟和加法运算，实现起来太过复杂且资源消耗过大。

发明内容

本发明的目的在于提出一种基于频率调制信号的低信噪比码捕获方法。

实现本发明目的的技术方案为：基于频率调制信号的低信噪比码捕获方法，包括以下步骤：

步骤1：接收频率调制信号与扩频调制信号进行拼接后的信号，对接收的拼接信号下变频处理后与本地频率调制信号进行匹配滤波处理，并对匹配滤波结果的同相和正交支路求平方和，获得判决数据；

步骤2：将判决数据送入自适应恒虚警判决器，并采用3/4判决策略，判决是否成功捕获拼接信号，若捕获成功，则进行步骤3；

步骤3：将经下变频处理后的拼接信号和判决数据送入扩频码鉴别器，判断扩频信号是否到来，确定频率调制信号与扩频调制信号的拼接点，若扩频信号到来，则进行步骤4；

步骤4：根据频率调制信号与扩频调制信号的拼接点，将经下变频处理后的拼接信号中扩频调制信号送入解扩模块，与本地扩频码进行相关累加，获取解扩信号。

优选地，所述频率调制信号与扩频调制信号进行拼接后的信号，由缓升比特数据和信息比特数据经调制后组成，缓升比特数据采用频率调制方式进行调制，信息比特数据采用扩频调制方式进行调制。

优选地，所述频率调制信号调频带宽与扩频调制信号带宽一致。

优选地，步骤1对接收的拼接信号下变频后与本地频率调制信号进行匹配滤波处理，并对匹配滤波结果的同相和正交支路求平方和，获得判决数据具体为：

根据频率调制信号形式设计接收端对应匹配滤波器；

将接收的拼接信号与本地NCO产生的正余弦信号相乘，分别得到同相和正交支路下变频信号，并送入匹配滤波器，得到匹配滤波结果；

匹配滤波结果包括同相和正交信号，将同相和正交信号进行平方和处理，获取判决数据。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：

(1)本发明为基于频率调制信号的低信噪比码捕获技术，是一种利用信号拼接技术和匹配滤波器来实现码捕获的方法，适用于各种扩频调制形式和各种信号速率；

(2)本发明进一步解决了短突发通信过程中，由于输入信号信噪比太低而无法成功捕获的问题，实现了在更低信噪比条件下的码捕获，增强了通信系统抗干扰能力。

下面结合附图对本发明做进一步详细的描述。

附图说明

图1为实施例1的信号处理结构框图。

图2为实施例1的流程图。

图3为复序列匹配滤波器实现结构框图。

图4为自适应恒虚警门限实现结构框图。

图5为扩频码与LFM信号自相关Matlab仿真波形图。

图6为不同信噪比下利用扩频码与LFM信号进行码捕获的检测概率Matlab仿真波形图。

图7为6种不同频率调制方式的频率时间图。

具体实施方式

一种基于频率调制信号的低信噪比码捕获方法，具体步骤如下：

步骤1：接收频率调制信号与扩频调制信号进行拼接后的信号，对接收的拼接信号下变频处理后与本地频率调制信号进行匹配滤波处理，并对匹配滤波结果的同相和正交支路求平方和，获得判决数据；

进一步地，步骤1中所述频率调制信号与扩频调制信号进行拼接后的信号，由缓升比特数据和信息比特数据经调制后组成，缓升比特数据采用频率调制方式进行调制，信息比特数据采用扩频调制方式进行调制。制，拼接信号由缓升比特数据和信息比特数据依照先后顺序进行拼接组合而成。

进一步地，步骤1中所述频率调制信号调频带宽与扩频调制信号带宽一致，且频率调制信号可以采用不同频率调制方式，如图7所示这里举例其中6种频率调制方式。

进一步地，步骤1中对接收的拼接信号下变频后与本地频率调制信号进行匹配滤波处理，并对匹配滤波结果的同相和正交支路求平方和，获得判决数据具体为：

根据频率调制信号形式设计接收端对应匹配滤波器；

将接收的拼接信号与本地NCO产生的正余弦信号相乘，分别得到同相和正交支路下变频信号，并送入匹配滤波器，得到匹配滤波结果；

匹配滤波结果包括同相和正交信号，将同相和正交信号进行平方和处理，获取判决数据。

进一步地，对接收的拼接信号下变频后与本地频率调制信号进行匹配滤波处理，通过用频率调制信号进行匹配滤波，能够提高接收端频率调制信号的信噪比，在相同系统带宽条件下，与基于扩频码自相关的码捕获方法相比，通信系统具有更高的检测概率和抗干扰性能。

步骤2：将判决数据送入自适应恒虚警判决器，并采用3/4判决策略，判决是否成功捕获拼接信号，若捕获成功，则转步骤3。

步骤3：将经下变频处理后的拼接信号和判决数据送入扩频码鉴别器，判断扩频信号是否到来，确定频率调制信号与扩频调制信号的拼接点，若扩频信号到来，则转步骤4。

将经下变频处理后的拼接信号和判决数据送入扩频码鉴别器，判断扩频信号是否到来，确定频率调制信号与扩频调制信号的拼接点具体为：

将经下变频处理后的拼接信号和判决数据送入扩频码鉴别器。由于捕获成功时，消耗的频率调制信号个数小于等于拼接信号中的频率调制信号个数，扩频信号前面残余的频率调制信号个数未定，需要通过扩频码鉴别器进行鉴别扩频信号是否到来。

捕获成功时，本地扩频码产生器开始工作，经下变频处理后的拼接信号，同相和正交支路分别与本地扩频码进行相关累加，并对两支路相关累加结果进行平方和处理，获得相关累加器输出结果。

在接收端输入为拼接信号中的残余频率调制信号时，判决数据数值远大于相关累加器输出结果；在接收端输入为拼接信号中的扩频调制信号时，相关累加器输出结果数值大于判决数据，此时表明扩频信号到来，可以确定频率调制信号与扩频调制信号的拼接点。

步骤4：根据频率调制信号与扩频调制信号的拼接点，将经下变频处理后的拼接信号中，扩频调制信号送入解扩模块，与本地扩频码进行相关累加，获取解扩信号。

实施例1

一种基于频率调制信号的低信噪比码捕获方法，一个实施例的扩频通信码捕获方法的结构框图如图1，流程图如图2所示，具体步骤为：

步骤1：接收频率调制信号与扩频调制信号进行拼接后的信号，接收端对接收的拼接信号下变频处理后与本地频率调制信号进行匹配滤波处理，并对匹配滤波结果的同相和正交支路求平方和，获得判决数据，具体为：

步骤1-1：接收频率调制信号与扩频调制信号进行拼接后的信号。设所述拼接后信号的数学模型为

s(t)＝I(t)cos[ω₀t+θ₀]-Q(t)sin[ω_ct+θ₀]

式中，ω₀为输入信号中频频率，θ₀为输入信号初始相位，I(t)为同相分量，Q(t)为正交分量。

当0≤t≤nT时接收信号为先导数据，调制方式为线性调频(LFM)，其基带信号同相和正交分量分别为：

其中，0≤i≤n，A为发送信号幅度，F为信号调制带宽，信息带宽为1/T，FT为时宽带宽积，n为先导数据比特长度。

当t≥nT时接收信号为有效数据，调制方式为扩频码扩频，其基带信号同相和正交分量分别为：

I(t)＝Ad(t)c(t)

Q(t)＝0

其中d(t)为调制符号，c(t)为扩频码序列。

步骤1-2：接收端对接收的拼接信号下变频处理。假设已实现载波同步，可以得到LFM基带复信号为

式中B为接收信号幅度，为了后续处理方便这里令B＝1，τ为时延，n_i(t)和n_q(t)是均值为零、双边功率谱密度为N₀/2的基带高斯白噪声。

步骤1-3：将经过下变频处理后的拼接信号与本地LFM信号进行匹配滤波处理，并对匹配滤波结果的同相和正交支路求平方和，获得判决数据。匹配滤波器采用传统的时域数字脉冲压缩方法实现。根据发送LFM信号形式确定匹配滤波器系数。假设线性调频基带信号为s(n)，则匹配滤波器的单位脉冲响应h(n)＝s^*(N-1-n)，时域脉冲压缩处理采用FIR滤波器实现，其结构如图3所示，其中匹配滤波器输入为正交下变频输出复序列。对匹配滤波后的同相和正交支路求平方和得到判决数据为

步骤2：将判决数据送入自适应恒虚警判决器与3/4判决器，判决是否成功捕获拼接信号，若捕获成功，则转步骤3。判决器门限引用雷达领域里恒虚警检测的概念，取邻近距离单元方法构成噪声功率估计电路求得自适应门限，实现结构如图4所示。将匹配滤波处理得到的判决数据送至长度为2R+1的缓冲器中，当输入信号是噪声时，这些信号是独立同分布的，在每个时钟下都会有一个噪声功率的估计值更新出来。根据数学理论的推导，这里对功率的估计值采用求均值的方式得到，即当前的噪声功率由前R个样本值与后R个样本值的均值求得，再将其乘以门限因子P即可得到判决门限值。与此同时，本实施例采用了3/4的判决策略，即在连续的4次判决中，若判决数据有3次都超过自适应门限值就认为捕获到了频率调制信号；如果判决数据低于3次超过自适应门限值则认为没有捕获到扩频信号，返回初始捕获状态继续进行捕获。

步骤3：将经下变频处理后的拼接信号和判决数据送入扩频码鉴别器，判断扩频信号是否到来，确定频率调制信号与扩频调制信号的拼接点。若扩频信号到来，则转步骤4。捕获成功后，将下变频后的拼接信号和判决数据送入扩频码鉴别器，本地扩频码产生器开始工作，经下变频后的拼接信号与本地扩频码进行相关累加，并对两支路相关累加结果进行平方和处理以获得相关累加器输出结果。将判决数据与相关累加器输出结果进行比较，若判决数据小于相关累加器输出结果，则表明扩频信号到来，由此可以确定LFM信号与扩频调制信号的拼接点。

步骤4：根据频率调制信号与扩频调制信号的拼接点，将经下变频处理后的拼接信号中，扩频调制信号送入解扩模块，与本地扩频码进行相关累加，获取解扩信号。需要说明的是扩频码鉴别器和解扩器中都采用了与本地扩频码相关累加的方法，即在拼接信号捕获成功后，扩频码产生器就已经开始工作。

为了进一步说明利用LFM信号自相关性实现码捕获较传统的利用扩频码自相关性实现码捕获的优越性，在此举例说明两者在不同信噪比下的检测概率。

预设缓升数据为8比特，分别采用DSSS-BPSK信号和上扫频LFM信号的形式，比特速率Rb为1.25Mbps，采样率Fs为200MHz，其中DSSS-BPSK信号的扩频码为32位截断gold码，码率Rc为40Mcps，LFM信号的调制带宽F为80MHz，即两种调制方式的中频带宽相同。预设360个信息比特，采用DSSS-BPSK信号，参数与缓升数据一致，预设信噪比为-20db至5db。下面利用Matlab软件进行仿真两者自相关特性及在不同信噪比下的检测概率进行比较。

扩频码自相关曲线与LFM信号自相关曲线如图5所示。由图可知，相同条件下，LFM信号自相关结果峰值更为尖锐，旁瓣平均水平更低，即自相关特性更好。

不同信噪比下两者的检测概率曲线如图6所示。由图可知，信噪比大于-8db时两者检测概率几乎一致，当信噪比小于-8db时，基于LFM信号的码捕获方法的检测概率高于直接利用扩频码自相关的码捕获方法。其中在-10db时检测概率分别为0.9008和0.7209,前者检测概率比后者高约0.18。

综上，可以看出，相比于与传统的码捕获方法而言，利用LFM信号优越的自相关特性和LFM信号与扩频信号的拼接技术，可以在低信噪比下达到更高的检测概率，实现码捕获，具有更强的抗干扰能力。

Claims (4)

1.基于频率调制信号的低信噪比码捕获方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：接收频率调制信号与扩频调制信号进行拼接后的信号，对接收的拼接信号下变频处理后与本地频率调制信号进行匹配滤波处理，并对匹配滤波结果的同相和正交支路求平方和，获得判决数据；

步骤2：将判决数据送入自适应恒虚警判决器，并采用3/4判决策略，判决是否成功捕获拼接信号，若捕获成功，则进行步骤3；

步骤3：将经下变频处理后的拼接信号和判决数据送入扩频码鉴别器，判断扩频信号是否到来，确定频率调制信号与扩频调制信号的拼接点，若扩频信号到来，则进行步骤4；

步骤4：根据频率调制信号与扩频调制信号的拼接点，将经下变频处理后的拼接信号中扩频调制信号送入解扩模块，与本地扩频码进行相关累加，获取解扩信号。

2.根据权利要求1所述的基于频率调制信号的低信噪比码捕获方法，其特征在于，所述频率调制信号与扩频调制信号进行拼接后的信号，由缓升比特数据和信息比特数据经调制后组成，缓升比特数据采用频率调制方式进行调制，信息比特数据采用扩频调制方式进行调制。

3.根据权利要求1所述的基于频率调制信号的低信噪比码捕获方法，其特征在于，所述频率调制信号调频带宽与扩频调制信号带宽一致。

4.根据权利要求1所述的基于频率调制信号的低信噪比码捕获方法，其特征在于，步骤1对接收的拼接信号下变频后与本地频率调制信号进行匹配滤波处理，并对匹配滤波结果的同相和正交支路求平方和，获得判决数据具体为：

根据频率调制信号形式设计接收端对应匹配滤波器；

将接收的拼接信号与本地NCO产生的正余弦信号相乘，分别得到同相和正交支路下变频信号，并送入匹配滤波器，得到匹配滤波结果；

匹配滤波结果包括同相和正交信号，将同相和正交信号进行平方和处理，获取判决数据。

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