CN113179235B

CN113179235B - 浅海脉冲噪声和多途信道下的mfsk信号解调方法及系统

Info

Publication number: CN113179235B
Application number: CN202110375088.5A
Authority: CN
Inventors: 武鲁鲁; 王彬; 李勇斌; 王海旺; 唐强; 郭悦; 黄焱; 裴喜龙; 孟钰婷
Original assignee: Information Engineering University of PLA Strategic Support Force
Current assignee: Information Engineering University of PLA Strategic Support Force
Priority date: 2021-04-08
Filing date: 2021-04-08
Publication date: 2022-09-30
Anticipated expiration: 2041-04-08
Also published as: CN113179235A

Abstract

本发明属于水声通信信号解调技术领域，特别涉及一种浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法及系统，通过对MFSK接收信号进行脉冲噪声抑制预处理及载波粗估计，得到M个子载波粗估计值，将抑制脉冲噪声后信号分为M路，并通过精确估计及去载波和载波同步，获得各路子载波的基带信号；对基带信号进行定时估计和定时同步；利用最佳抽样时刻对每路子载波信号进行抽样得到M个抽样值，通过择大判决恢复出原始符号信息，完成MFSK信号解调。本发明解决在浅海脉冲噪声和多途信道条件下MFSK信号解调鲁棒性较差、性能较低，缺乏完整实用可用于工程实践的方法和系统等问题，能够在浅海脉冲噪声和水声多途信道下具有较好的误码率性能。

Description

浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法及系统

技术领域

本发明属于水声通信信号解调技术领域，特别涉及一种浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法及系统。

背景技术

多进制频移键控(M-ary Frequency Shift Keying，MFSK)信号通常采用非相干解调，具有对相位畸变不敏感、对多普勒频移有较强容忍度的优点，被广泛应用于水声通信系统中。在水下信息监测和水声对抗领域，往往需要在不依赖先验信息或先验信息很少的条件下对水声信号进行处理，其中水声MFSK信号盲解调就是一项重要内容。

针对加性高斯背景噪声下的无线电通信MFSK信号解调方法已经比较成熟。现有技术中，如，采用基于Morlet小波脊线提取，计算小波脊线短时方差的方法获取符号跳变信息，进而估计得到MFSK信号调制参数，实现了解调；又如，改进的差分检波解调算法，但该方法中的滑动积分取最大模值对应起始点的定时算法存在较大误差，抗噪性能和参数鲁棒性较差；再如，通过改进对乘法器的输出经过低通滤波后取虚部，以此来获取调制信息。与陆上无线电通信不同，水声信道具有比较明显的多途效应，而且浅海海洋背景噪声由于人为和海洋生物等的影响常常呈现脉冲性。上述MFSK信号解调方法对于浅海水声多途以及脉冲噪声的影响很敏感，使得上述方法不能直接应用于浅海水声MFSK信号的解调。迄今为止，针对水声MFSK信号解调的实用方法较少，现有的也大多只讨论MFSK信号解调的某一环节，如符号速率等调制参数的估计，缺乏完整实用的适用于浅海脉冲噪声环境的MFSK信号解调方法。

发明内容

为此，本发明提供一种浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法及系统，解决在浅海脉冲噪声和多途信道条件下MFSK信号解调鲁棒性较差、性能较低，缺乏完整实用可用于工程实践的方法和系统等问题，能够在浅海脉冲噪声和水声多途信道下具有较好的误码率性能。

按照本发明所提供的设计方案，提供一种浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法，包含如下内容：

对MFSK接收信号进行脉冲噪声抑制预处理，得到抑制脉冲噪声后信号；

对抑制脉冲噪声后信号进行载波粗估计，得到MFSK信号的M个子载波粗估计值，根据子载波粗估计值将抑制脉冲噪声后信号分为M路，每路为一个子载波；

针对每路子载波信号进行载波精确估计，得到M个子载波精确估计值；并利用子载波精确估计值对每路子载波信号去载波和载波同步，获得各路子载波的基带信号；对基带信号进行定时估计和定时同步；

利用最佳抽样时刻对每路子载波信号进行抽样得到M个抽样值，通过择大判决恢复出原始符号信息，完成MFSK信号解调。

作为本发明浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法，进一步地，MFSK接收信号表示为：

其中，n表示采样点数，y(n)表示接收信号，h(n)表示水声信道冲激响应，符号

表示卷积运算，w(n)表示海洋环境噪声，s(n)为发送的MFSK已调信号。

作为本发明浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法，进一步地，将海洋噪声环境建模为Alpha稳态分布噪声，并采用混合信噪比来衡量信号与噪声功率关系。

作为本发明浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法，进一步地，脉冲噪声抑制预处理中，通过设置自适应门限，将大于门限的信号采样值作为脉冲干扰，利用自适应衰减因子来抑制脉冲干扰。

作为本发明浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调，进一步地，抑制脉冲干扰的公式表示为：

其中，为MFSK接收信号，y′(n)为抑制脉冲噪声后信号，自适应门限th＝median(y_abs)，y_abs＝[|y(0)|,|y(1)|,…,|y(N-1)|]^T，median表示中值函数，N为信号长度。

作为本发明浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调，进一步地，载波粗估计中，采用Welch功率谱估计法粗估计得到MFSK信号的M个子载波频率粗估计值f′_m(m＝1,…,M)和子载波带宽估计值

作为本发明浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调，进一步地，针对各路子载波信号，基于Wigner-Ville时频分析进行载波精确估计；并利用M各子载波精确估计值分别对脉冲噪声预处理后信号进行混频和低通滤波，以进行M路子载波信号同步。

作为本发明浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调，进一步地，子载波信号同步后，设定窗长，利用滑动积分幅度谱对每路信号进行定时估计和定时同步，获取积分求和后的M路待抽样信号。

作为本发明浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调，进一步地，选取用于定时参数估计的M路子载波信号中的一支路信号，利用窗长对该支路载波同步后的信号进行滑动积分求和，通过搜索幅度谱的最大值获取离散谱线坐标；并依据坐标来得到用于获取最佳抽样时刻的符号速率估计值、时延估计值及过采因子；分别对M路子载波信号，以过采因子为窗长进行滑动积分求和，得到M路待抽样信号。

进一步地，本发明还提供一种浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调系统，包含：预处理模块、载波同步模块和定时同步模块，其中，

预处理模块，用于对MFSK接收信号进行脉冲噪声抑制预处理，得到抑制脉冲噪声后信号；

载波同步模块，用于对抑制脉冲噪声后信号进行载波粗估计，得到MFSK信号的M个子载波粗估计值，根据子载波粗估计值将抑制脉冲噪声后信号分为M路，每路为一个子载波；针对每路子载波信号进行载波精确估计，得到M个子载波精确估计值；并利用子载波精确估计值对每路子载波信号去载波和载波同步，得到各路子载波的基带信号；

定时同步模块，用于对各路基带信号进行定时估计和定时同步；并利用最佳抽样时刻对每路子载波信号进行抽样得到M个抽样值，通过择大判决恢复出原始符号信息，完成MFSK信号解调。

本发明的有益效果：

本发明通过对接收信号进行脉冲噪声预处理，相比于传统解调方法更具调制参数鲁棒性；对去载波后的每路信号进行定时估计和定时同步，不依赖于MFSK符号数量，运算量较低，解决在浅海脉冲噪声和多途信道条件下MFSK信号解调鲁棒性较差、性能较低，缺乏完整实用可用于工程实践的方法和系统等问题，能够在浅海脉冲噪声和水声多途信道下具有较好的误码率性能。并进一步经过试验仿真进行验证，在浅海脉冲噪声和多途信道下具有较好的误码率性能，具有较好的应用前景。

附图说明：

图1为实施例中浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法流程示意；

图2为实施例中MFSK信号解调原理框图示意；

图3为实施例中第m路载波精确估计流程示意；

图4为实施例中脉冲噪声抑制前2FSK波形示意；

图5为实施例中脉冲噪声抑制后2FSK波形示意；

图6为实施例中载波频率估计曲线示意；

图7为实施例中符号速率估计曲线示意；

图8为实施例中解调误码率曲线示意；

图9为实施例中不同噪声指数下解调误码率曲线示意；

图10为实施例中不同调制指数下解调误码率曲线示意；

图11为实施例中2FSK实际信号波形示意；

图12为实施例中4FSK实际信号波形示意。

具体实施方式：

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚、明白，下面结合附图和技术方案对本发明作进一步详细的说明。

针对浅海脉冲噪声和多途信道条件下MFSK信号解调鲁棒性较差、性能较低，缺乏完整实用、稳健并可用于工程实践的解调方法等问题，本发明实施例，提供一种浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法，参见图1所示，包含如下内容：

S101、对MFSK接收信号进行脉冲噪声抑制预处理，得到抑制脉冲噪声后信号；

S102、对抑制脉冲噪声后信号进行载波粗估计，得到MFSK信号的M个子载波粗估计值，根据子载波粗估计值将抑制脉冲噪声后信号分为M路，每路为一个子载波；

S103、针对每路子载波信号进行载波精确估计，得到M个子载波精确估计值；并利用子载波精确估计值对每路子载波信号去载波和载波同步，获得各路子载波的基带信号；对基带信号进行定时估计和定时同步；

S104、利用最佳抽样时刻对每路子载波信号进行抽样得到M个抽样值，通过择大判决恢复出原始符号信息，完成MFSK信号解调。

通过对脉冲噪声抑制预处理、载波粗和精确估计及定时同步，解决在浅海脉冲噪声和多途信道条件下MFSK信号解调鲁棒性较差、性能较低，缺乏完整实用可用于工程实践的方法和系统等问题，能够在浅海脉冲噪声和水声多途信道下具有较好的误码率性能。

进一步地，参见图2所示，对接收信号进行脉冲噪声抑制预处理后得到y′(n)，通过y′(n)进行基于Welch谱的载波粗估计得到MFSK信号的M个子载波粗估计值为{f′_m}(m＝1,…,M)，根据子载波粗估计值将y′(n)分为M路，每路为一个子载波。对每一路基于Wigner-Ville分布进行载波精确估计得到M个子载波精确估计值为

利用子载波精确估计值对每一路进行去载波。对去载波后的M路信号取模方，然后任选一路(图2中以第一路为例)进行滑动积分求和，通过对积分求和后的信号序列求幅度谱获取定时信息，即符号速率和时延估计值

和

进而得到最佳抽样时刻。最后对取模方后的每一路信号以一个码元宽度的采样点数为窗长进行滑动积分求和得到M路待抽样信号，以最佳抽样时刻对所得M路信号进行抽样得到M个抽样值，进行择大判决即可恢复出原始符号信息。

假设良好海况条件下，接收方与发送方没有相对运动，此时可以仅考虑多途传输和海洋背景噪声对通信的影响，接收信号可建模为：

表示卷积运算，w(n)表示海洋环境噪声，s(n)为发送的MFSK已调信号，可表示为

其中，A为信号幅度，T为符号间隔，T_s＝1/f_s为采样周期，f_c为载波频率，g(n)为矩形脉冲，θ为载波相位，f_Δ为频率偏移量，τ为传输时延，

为第i个符号，满足独立同分布，其中M为MFSK信号的调制阶数，

为第i个符号的相位。令

表示MFSK信号的第m个子载波频率值。

为了能够比较全面地反映浅海复杂海洋环境噪声的特点，通常将w(n)建模为Alpha稳定分布噪声，由Alpha稳定分布噪声的特征指数来表征噪声脉冲特性的强弱，特征指数越小，背景噪声的脉冲性越强。当特征指数取最大值2时，表示海洋环境噪声呈高斯分布。

特征指数α越小，脉冲特性越显著，α＝2时，噪声分布退化为高斯分布。当a＝0且γ＝1时，称为标准Alpha稳定分布。本发明实施例中可采用标准Alpha稳定分布。

由于Alpha稳定分布不存在有限的二阶矩，通常采用混合信噪比

来衡量信号与噪声的功率关系，其中

为信号s(n)的方差。

在脉冲噪声预处理阶段，采用基于中值的自适应门限抑制算法[9]进行脉冲噪声抑制。该方法通过自适应设定门限，将大于门限的信号采样值作为脉冲干扰，通过乘以自适应衰减因子达到抑制强脉冲干扰的目的。

该方法自适应门限值可表示为：

th＝median(y_abs) (3)

其中，y_abs＝[|y(0)|,|y(1)|,…,|y(N-1)|]^T，median表示中值函数。以式(3)作为门限，可按照式(4)进行强脉冲干扰抑制。

其中，y′(n)为抑制脉冲噪声后的信号。

在载波同步阶段，首先采用Welch功率谱估计法粗估计得到MFSK信号的M个子载波频率粗估计值f′_m(m＝1,…,M)和子载波带宽估计值

然后利用Wigner-Ville分布良好的时频聚集性，基于Wigner-Ville时频分析进一步精确估计载波频率，精确估计处理流程如图3所示。

图3对y′(n)以第m个子载波的粗估计值f′_m进行混频，再进行低通滤波，低通滤波器的截止频率为

得到单频信号u_m(n)：

其中，Δf_m＝f_m-f′_m为子载波频偏，信号u_m(n)的Wigner-Ville分布为：

其中，r表示数字频率。在任意时刻n，

为与r无关的常数。由式(6)可以看出，u_m(n)的Wigner-Ville分布在r_k＝2Δf_mNT_s处存在离散谱线，因此可通过搜索WVD_u(0,r)截面最大值对应的横坐标获得r_k，则第m路子载波频率的估计值为

利用M个子载波精确估计值

分别对y′(n)进行混频、低通滤波，实现M路的载波同步，其中第m路载波同步后的信号为：

在定时同步阶段，首先对载波同步后的M路信号各支路采样点进行模方运算，即|v_m(n)|²(m＝1,…,M)。考虑到信道慢时变特性以及本地晶振的稳定性，为了降低运算量，本发明选取一个支路的信号进行定时参数估计，比如选取第1路信号进行定时估计。即对|v₁(n)|²以

为窗长进行滑动积分求和，得到积分求和后的波形为

其中，

表示向下取整，

为子载波带宽估计值。

由式(9)可以看出，滑动积分求和后的信号x₁(n)包含符号周期分量具有周期性，其幅度谱|X₁(k)|在1/T即符号速率处存在离散谱线，通过搜索幅度谱|X₁(k)|的最大值获得离散谱线对应的横坐标k_B，则符号速率的估计值为

其中，N为傅里叶变换点数。由傅里叶变换的时移性质，可得时延τ的估计值可以表示为

根据符号速率估计值

和时延的估计值

可得最佳抽样时刻为

其中

约为过采因子。

分别对M路信号|v_m(n)|²(m＝1,…,M)，以f_d为窗长进行滑动积分求和，得到M路待抽样信号，其中第m路可以表示为

以最佳抽样时刻n对M路信号z_m(n)(m＝1,2,…,M)进行抽样得到M个抽样值，然后进行择大判决即可恢复出原始符号信息。

进一步地，基于上述的方法，本发明实施例还提供一种浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调系统，包含：预处理模块、载波同步模块和定时同步模块，其中，

为验证本案方案有效性，下面结合具体仿真数据做进一步解释说明：

实验信号采用水声通信常用的2FSK和4FSK信号，采样速率48kHz，中频15kHz，符号速率均为400Baud，信道采用典型水声信道h＝[0.3132-0.10400.89080.3134]。本发明采用归一化均方根误差(NRMSE)作为评价准则分析调制参数估计性能，其定义为：

其中，L为Monte Carlo仿真实验次数，待估参数的真实值为X，第k次的参数估计值为

为了验证本案方案对脉冲噪声的抑制能力，在α指数为1.6，混合信噪比为0dB的标准SαS分布噪声下，选择2FSK信号，观测时间0.5s，频率间隔600Hz，调制指数为1.5，对脉冲噪声抑制前后信号的时域波形和时频图如图4和图5所示。由图4可以看出，受脉冲噪声和多途信道影响，接收信号时域波形和时频图发生了严重畸变，信号波形存在明显的强脉冲干扰，脉冲干扰对信号的幅度信息破坏严重，且多途效应对信号衰落严重，导致码元之间发生重叠、分辨不清。如图5所示，经过自适应门限抑制预处理后，从信号的时域波形可以看出，强干扰脉冲被很好地消除，从信号时频图中可以看出信噪比有明显提升，信号的码元分布更加清晰。

为了验证本案方案在脉冲噪声和水声多途信道下的参数估计和解调性能，在α指数为1.6，脉冲噪声为标准SαS分布噪声下，选择2FSK和4FSK信号，频率间隔均为600Hz，调制指数均为1.5，观测时间1s，每个混合信噪比下进行300次Monte Carlo仿真测试，调制参数估计和解调性能如图6～7所示，可以看出，由于脉冲噪声干扰严重破坏了信号的幅度信息，直接进行参数估计时归一化均方误差较大，不能满足解调对参数估计精度的要求，故此时解调误码率性能较差。通过脉冲噪声抑制后，较好地还原了信号的幅度和相位信息，消除了脉冲噪声造成的畸变，可以看出此时参数估计和解调的性能均有明显提升。当混合信噪比大于–6dB时，载波频率估计的归一化均方误差均保持在10^-3左右；当混合信噪比大于–2dB时，可以准确估计2FSK、4FSK信号符号速率；当混合信噪比分别为3dB、6dB时，4FSK、2FSK信号解调误码率小于等于1.0×10^-3。综上，本案方案在脉冲噪声和水声多途信道下具有较好的解调性能。

为了验证本案方案在不同噪声特征指数下的估计性能，以4FSK信号为例，脉冲噪声为标准SαS分布噪声，噪声特征指数分别为0.8、1.0、1.5、2.0。4FSK频率间隔600Hz，调制指数为1.5，观测时间1s，每个混个信噪比下进行300次Monte Carlo仿真测试，解调性能如图9所示。可以看出，随着噪声特征指数增大，解调性能提升。在α＝0.8的强脉冲噪声中，当混合信噪比大于5dB时，解调误码率可达10^-3；当α＝2.0即为高斯噪声时，本案方案同样具有较好的解调性能。该实验结果表明，本案方案对海洋背景噪声的分布特性有很强的稳健性和实用性。

进一步考察本案方案在不同调制指数下的解调性能，以2FSK信号为例，脉冲噪声为标准SαS分布噪声，噪声特征指数为α＝1.6，符号速率为400Baud，调制指数分别为0.8、1.0、1.3、1.8，每个混合信噪比下进行300次Monte Carlo仿真测试，解调性能如图10所示，可以看出，在脉冲噪声环境和水声多途信道条件下，调制指数为1.0、1.3、1.8时的解调性能相近，混合信噪比大于7dB时，解调误码率小于1.0×10^-3，而当调制指数为0.8时，解调误码率有所下降。这是因为本案方案中采用的是非相干解调方法，通过滤波将各支路子载波分开，当调制指数较小时，MFSK信号各路子载波频率间隔较小，相邻两路子载波重叠较大；当调制指数为0.8，符号速率为400Bd时，信号频率间隔为320Hz，频率间隔远小于符号速率，此时本发明方法中对信号进行分路滤波的环节会造成较大信息损失，从而导致解调误码率性能下降；而当调制指数较大，分别为1.0、1.3和1.8时，各子载波频率间隔较大，分路滤波能够在信息损失较少的情况下将各子载波分开，故此时本案方案误码率性能会有一定的提升。

为验证方法在实际信号环境下的可行性，在实验环境范围进行实际信号的收发实验。实验环境为：阴天，微风，收发深度1.5m，水域深度3m，收发距离50m，发射机由功放和全向换能器组成，载波频率为16kHz；接收机采用OceanSonics公司的RB9-ETH水听器，采样率为64kHz。

信号1发送信号采用2FSK调制，频率间隔为800Hz，调制指数为2，共选取14段数据，每段时长约为1s，测试数据共5600个符号。其中一段的功率谱和时频图如图11所示。利用本案方案进行解调，与发送符号进行对比得出14段数据的平均误码率为2.14×10^-3。由图11可以看出，信号1中有较强的脉冲噪声，且信号末尾有约0.2s长的拖尾，可见本发明方法适用于脉冲噪声环境和多途信道下的解调。

信号2发送信号采用4FSK调制，频率间隔为600Hz，调制指数为1.5，共选取12段数据，每段时长约为1s，测试数据共4800个符号。其中一段的功率谱和时频图如图12所示。可以看到，相比2FSK信号，4FSK接收信号受水声信道的影响更明显，15.1kHz、16.9kHz两个子载波存在较大的衰落，且信号末尾有约0.2s长的拖尾。采用本案方案进行解调，与发送符号进行对比得出12段数据的平均误码率为6.78×10^-2。与信号1相比，信号2收发时信道更恶劣，解调误码率高一个数量级，这也很好地说明了水声信道的复杂性和多变性。

除非另外具体说明，否则在这些实施例中阐述的部件和步骤的相对步骤、数字表达式和数值并不限制本发明的范围。

应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。

最后应说明的是：以上所述实施例，仅为本发明的具体实施方式，用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，本发明的保护范围并不局限于此，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改或可轻易想到变化，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改、变化或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的精神和范围，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims

1.一种浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法，其特征在于，包含如下内容：

利用最佳抽样时刻对每路子载波信号进行抽样得到M个抽样值，通过择大判决恢复出原始符号信息，完成MFSK信号解调；最佳抽样时刻表示为

其中，

为过采因子，

为符号速率估计值，

为时延估计值，f_s为采样频率。

2.根据权利要求1所述的浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法，其特征在于，MFSK接收信号表示为：

3.根据权利要求2所述的浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法，其特征在于，将海洋噪声环境建模为Alpha稳态分布噪声，并采用混合信噪比来衡量信号与噪声功率关系。

4.根据权利要求1所述的浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法，其特征在于，脉冲噪声抑制预处理中，通过设置自适应门限，将大于门限的信号采样值作为脉冲干扰，利用自适应衰减因子来抑制脉冲干扰。

5.根据权利要求4所述的浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法，其特征在于，抑制脉冲干扰的公式表示为：

其中，为MFSK接收信号，y′(n)为抑制脉冲噪声后信号，自适应门限th＝median(y_abs)，y_abs＝[|y(0)|,|y(1)|,L,|y(N-1)|]^T，median表示中值函数，N为信号长度。

6.根据权利要求1所述的浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法，其特征在于，载波粗估计中，采用Welch功率谱估计法粗估计得到MFSK信号的M个子载波频率粗估计值f′_m(m＝1,L,M)和子载波带宽估计值

7.根据权利要求1或6所述的浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法，其特征在于，针对各路子载波信号，基于Wigner-Ville时频分析进行载波精确估计；并利用M各子载波精确估计值分别对脉冲噪声预处理后信号进行混频和低通滤波，以进行M路子载波信号同步。

8.根据权利要求7所述的浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法，其特征在于，子载波信号同步后，设定窗长，利用滑动积分幅度谱对每路信号进行定时估计和定时同步，获取积分求和后的M路待抽样信号。

9.根据权利要求8所述的浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调方法，其特征在于，选取用于定时参数估计的M路子载波信号中的一支路信号，利用窗长对该支路载波同步后的信号进行滑动积分求和，通过搜索幅度谱的最大值获取离散谱线坐标；并依据坐标来得到用于获取最佳抽样时刻的符号速率估计值、时延估计值及过采因子；分别对M路子载波信号，以过采因子为窗长进行滑动积分求和，得到M路待抽样信号。

10.一种浅海脉冲噪声和多途信道下的MFSK信号解调系统，其特征在于，包含：预处理模块、载波同步模块和定时同步模块，其中，

定时同步模块，用于对各路基带信号进行定时估计和定时同步；并利用最佳抽样时刻对每路子载波信号进行抽样得到M个抽样值，通过择大判决恢复出原始符号信息，完成MFSK信号解调，最佳抽样时刻表示为

其中，

为过采因子，

为符号速率估计值，

为时延估计值，f_s为采样频率。