CN114552945A - 一种开关电源及电子设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种开关电源及电子设备，涉及开关电源技术领域，用于减小开关电源的输出电压的纹波，并避免光耦失效。开关电源包括主控芯片和反馈供电电路。主控芯片包括开关元件、驱动模块、高压输入引脚和反馈供电引脚。反馈供电引脚与驱动模块电连接。高压输入引脚被配置为接收主控芯片的启动电压。反馈供电电路，与供电反馈引脚电连接，且被配置为，根据开关电源的输出端的输出电压生成反馈信号，并将反馈信号传输至供电反馈引脚。反馈供电电路包括光耦和控制电路。控制电路被配置为，在高压输入引脚接收启动电压时关闭，切断光耦和高压输入引脚之间的通路；或，在将反馈信号传输至供电反馈引脚时，减小反馈信号的振幅。

Description

一种开关电源及电子设备

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种开关电源及电子设备。

背景技术

开关电源是继线性稳压电源后的一种新型稳压电源电路，开关电源通过对输出电压实时监测并动态控制开关管的导通和关断时间比来稳定输出电压。由于开关电源效率高且容易小型化，因此已经被广泛地应用于绝大多数电子设备中。开关电源中最常采用的拓扑结构包括buck架构和flyback架构。buck架构(又称buck变换器或者降压斩波器)是可以实现电压降低的直流-直流转换器。flyback架构(又称flyback变换器或者反激式转换器)是一种输入及输出电路之间有电器隔离(通常由变压器实现)的变换器，可以实现交流-直流转换或者直流-直流转换。

相关技术中的开关电源，在buck架构的基础上利用变压器及光耦实现flyback架构所具有的电器隔离作用，进而实现buck架构和flyback架构的归一化设计。但是开关电源的输出电压的纹波较大，且在buck架构的启动过程中，启动电压可能会反灌到光耦的一个输出端，使得光耦的两个输出端之间存在较大的反向电压，超过光耦的输出端所能承受的最大反向电压，进而导致光耦失效。

发明内容

本发明的实施例提供了一种开关电源及电子设备，用于减小开关电源的输出电压的纹波，并避免光耦失效。

为达到上述目的，本发明的实施例采用如下技术方案：

一方面，本发明的实施例提供一种开关电源。所述开关电源包括主控芯片和反馈供电电路。所述主控芯片包括开关元件、驱动模块、高压输入引脚和反馈供电引脚。所述驱动模块被配置为控制所述开关元件周期性地导通和关断。所述反馈供电引脚与所述驱动模块电连接。所述高压输入引脚被配置为接收所述主控芯片的启动电压。所述反馈供电电路，与所述供电反馈引脚电连接，且被配置为，根据所述开关电源的输出端输出的输出电压生成反馈信号，并将所述反馈信号传输至所述供电反馈引脚。所述反馈供电电路包括光耦和控制电路。所述控制电路被配置为，在所述高压输入引脚接收所述启动电压时关闭，切断所述光耦和所述高压输入引脚之间的通路，或在将所述反馈信号传输至所述供电反馈引脚时，减小所述反馈信号的振幅。

本发明实施例提供的开关电源，一方面，在主控芯片的启动阶段，也即高压输入引脚接收启动电压的过程中，由于控制电路关闭，切断了光耦与主控芯片的反馈供电引脚之间的通路，使得启动电压不能反灌至光耦中受光器件的发射极，从而可以避免光耦中受光器件的发射极的电位升高，进而受光器件的发射极和集电极之间的反向压差小于临界电压值，进而可以避免光耦失效，对光耦形成可靠的保护。另一方面，反馈供电电路在将反馈信号传输至反馈供电引脚时，由于控制电路可以减小反馈信号的振幅，从而可以使得反馈信号与主控芯片中的基准信号之间的差值较小，避免主控芯片进入突发模式，使得主控芯片工作在正常模式下，输出电压的波动较小，进而减小输出电压的纹波，避免较大的纹波电压影响开关电源的正常工作。

在一些实施例中，所述光耦的第一输入端与所述开关电源的输出端电连接，所述光耦的第二输入端与第一接地点电连接，所述光耦的第一输出端与第一节点电连接。所述控制电路包括：第一电阻和第一二极管。所述第一电阻的第一极与所述第一节点电连接，所述第一电阻的第二极与第二节点电连接。所述第一二极管的正极和所述第一节点电连接，所述第一二极管的负极和所述反馈供电引脚电连接。其中，所述第二节点包括第二接地点或所述光耦的第二输出端。

在一些实施例中，所述第一二极管的类型为快恢复二极管或超快恢复二极管。

在一些实施例中，所述第一电阻的阻值范围为16KΩ～24KΩ。

在一些实施例中，所述主控芯片还包括接地引脚；所述接地引脚和第三接地点电连接。所述开关电源还包括：变压器、启动电路及负载电路。所述变压器包括：初级绕组、辅助绕组和次级绕组。其中，所述初级绕组与所述启动电路电连接，所述初级绕组被配置为，接收并传输来自所述启动电路的启动电压至所述高压输入引脚。所述辅助绕组与所述反馈供电电路电连接，所述辅助绕组被配置为，通过所述反馈供电电路向所述主控芯片供电。所述次级绕组与所述负载电路电连接，所述次级绕组被配置为，通过所述负载电路，形成所述开关电源的输出电压。

在一些实施例中，所述启动电路包括瞬变电压抑制二极管，所述瞬变电压抑制二极管的一端与启动电压信号端电连接，所述瞬变电压抑制二极管的另一端与所述高压输入引脚电连接。所述初级绕组的一端与所述启动电压信号端电连接，所述初级绕组的另一端与所述高压输入引脚电连接；所述初级绕组被配置为，接收并传输来自所述启动电压信号端的启动电压至所述高压输入引脚。

在一些实施例中，所述反馈供电电路还包括：第二二极管、第一电容、第二电容、第三电容和第二电阻。所述辅助绕组的一端与所述第二二极管的正极电连接，所述辅助绕组的另一端与所述第三接地点电连接。所述第一电容的第一极与所述第三接地点电连接，所述第一电容的第二极与所述第二二极管的负极电连接。所述第二二极管的负极与所述光耦的第一输出端电连接。所述第二电容的第一极与所述第三接地点电连接，所述第二电容的第二极与所述反馈供电引脚电连接。所述第三电容的第一极与所述第三接地点电连接，所述第三电容的第二极与所述第二电阻的第一极电连接。所述第二电阻的第二极与所述反馈供电引脚电连接。

在一些实施例中，所述负载电路包括：第三二极管、第四电容及第五电容。所述次级绕组的一端与所述第三二极管的正极电连接，所述次级绕组的另一端与第四接地点电连接。所述第三二极管的负极与所述开关电源的输出端电连接。所述第四电容的第一极与所述第四接地点电连接，所述第四电容的第二极与所述开关电源的输出端电连接。所述第五电容的第一极与所述第四接地点电连接，所述第五电容的第二极与所述开关电源的输出端电连接。

在一些实施例中，所述反馈供电电路还包括：第三电阻、第四电阻及稳压二极管。所述第三电阻的第一极与所述开关电源的输出端电连接，所述第三电阻的第二极与所述光耦的第一输入端电连接。其中，所述光耦的第一输入端通过所述第三电阻与所述开关电源的输出端电连接。所述第四电阻的第一极与所述光耦的第一输入端电连接，所述第四电阻的第二极与所述光耦的第二输入端电连接。所述稳压二极管的负极与所述光耦的第二输入端电连接，所述稳压二极管的正极与所述第一接地点电连接。其中，所述光耦的第二输入端通过所述稳压二极管与所述第一接地点电连接。

另一方面，提供一种电子设备。所述电子设备包括如上述一些实施例中任一项所述的开关电源。

上述电子设备所包括的开关电源具有与上述一些实施例中提供的开关电源相同的结构和有益技术效果，此处不再赘述。

附图说明

为了更清楚地说明本发明中的技术方案，下面将对本发明一些实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例的附图，对于本领域普通技术人员来讲，还可以根据这些附图获得其他的附图。此外，以下描述中的附图可以视作示意图，并非对本发明实施例所涉及的产品的实际尺寸的限制。

图1为本发明一些实施例的开关电源的一种结构示意图；

图2为相关技术中主控芯片的工作模式的原理示意图；

图3为相关技术中光耦的受光器件的集电极和发射极的电位变化示意图；

图4为本发明一些实施例的主控芯片输出的矩形波的波形示意图；

图5为本发明一些实施例的开关电源的另一种结构示意图；

图6为本发明一些实施例的开关电源的又一种结构示意图；

图7为本发明一些实施例的开关电源的又一种结构示意图；

图8为相关技术中开关电源的输出电压的波形示意图；

图9为本发明中开关电源的输出电压的波形示意图；

图10为本发明一些实施例的电子设备的一种结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

除非上下文另有要求，否则，在整个说明书和权利要求书中，术语“包括”被解释为开放、包含的意思，即为“包含，但不限于”。在说明书的描述中，术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例性的”或“比如”等旨在表明与该实施例或示例相关的特定特征、结构、材料或特性包括在本发明的至少一个实施例或示例中。上述术语的示意性表示不一定是指同一实施例或示例。此外，所述的特定特征、结构、材料或特点可以以任何适当方式包括在任何一个或多个实施例或示例中。

术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

本文中“用于”的使用意味着开放和包容性的语言，其不排除适用于或用于执行额外任务或步骤的设备。

由于开关电源中最常用的buck架构和flyback架构各有优势，为了兼具两个架构的优点，实现开关电源中buck架构和flyback架构的归一化设计，并提升开关电源的稳定性逐渐成为一种重要的研究方向。

在一些实施例中，本发明提供了一种开关电源。如图1所示，开关电源100包括主控芯片IC601。

本发明对于主控芯片IC601的选择不做限定，例如可以选用buck架构的开关电源芯片，具体可以根据实际需要进行选择设置。

示例性的，主控芯片IC601可以为松下的MIP2E4DMY，或者罗姆公司的BM2P151X。

需要说明的是，上述两种主控芯片采用buck架构，通常应用于非隔离性拓扑，也即不具有flyback架构所能实现的电器隔离作用。

在一些示例中，如图1所示，主控芯片IC601包括开关元件20和驱动模块30。其中，驱动模块30被配置为控制开关元件20周期性地导通和关断。

示例性的，开关元件20可以为场效应管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，简称为MOSFET)，包括栅极、源极和漏极。

需要说明的是，场效应管可以包括N型场效应管和P型场效应管。此处，以开关元件20为N型场效应管为例进行说明。在栅极和源极之间的电压差大于该场效应管的阈值电压时，该场效应管导通；在栅极和源极之间的电压差小于该场效应管的阈值电压时，该场效应管关断。

示例性的，驱动模块30可以包括PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制器。PWM控制器可以输出矩形波(高电平和低电平交替)信号，并可以控制矩形波信号的占空比。

例如，驱动模块30所包括的PWM控制器可以向上述场效应管的栅极提供矩形波信号。这样在矩形波信号的电平处于高电平时，可以使得上述场效应晶体管的栅极和源极之间的电压差大于该场效应管的阈值电压，从而使得该场效应管导通。在矩形波信号的电平处于低电平时，可以使得该场效应管的栅极和源极之间的电压差小于该场效应管的阈值电压，从而使得该场效应管关断。基于PWM控制器输出的矩形波信号的特性，驱动模块30能够控制开关元件20周期性地导通和关断。

在一些示例中，如图1所示，主控芯片IC601包括高压输入引脚D和反馈供电引脚VCC。反馈供电引脚VCC与驱动模块30电连接。高压输入引脚D被配置为接收主控芯片IC601的启动电压。

示例性的，高压输入引脚D可以接收外界输入的电压，在电压逐渐达到主控芯片IC601的启动电压后，主控芯片IC601进入工作状态。

示例性的，在主控芯片IC601进入工作状态后，开始由反馈供电引脚VCC接收外界输入的电压，以使得与反馈供电引脚VCC电连接的驱动模块30能够持续输出上述矩形波信号，从而控制开关元件20周期性地导通和关断。

在一些示例中，如图1所示，开关电源100还包括反馈供电电路10。反馈供电电路10与反馈供电引脚VCC电连接，且被配置为，根据开关电源100的输出端OUT输出的输出电压生成反馈信号，并将反馈信号传输至反馈供电引脚VCC。

示例性的，反馈信号和输出电压之间存在跟随关系，反馈信号的电压可以随着输出电压的升高而升高，随着输出电压的减小而减小。这样主控芯片IC601可以根据反馈信号的电压的大小来判断输出电压的稳定性，进而通过驱动模块30调整输出电压。

例如，主控芯片IC601包括比较器，反馈供电引脚VCC接收的反馈信号也会作为一路信号输入至比较器，比较器会将反馈信号的电压和基准电压进行比较。在输出电压较大的情况下，反馈信号的电压也随之较大，在反馈信号的电压大于基准电压时，上述PWM控制器可以调整矩形波信号的占空比，进而减小输出电压。在输出电压较小的情况下，反馈信号的电压也较小，在反馈信号的电压小于基准电压时，上述PWM控制器可以调整矩形波信号的占空比，进而增大输出电压。

需要说明的是，主控芯片IC601一般存在多种工作模式，例如包括正常模式和突发模式。其中正常模式下，PWM控制器输出频率和占空比稳定的矩形波信号，输出电压的波动也较小，因此输出电压的纹波较小。而在反馈信号的电压较大的情况下，例如高于基准电压的值较大时，主控芯片IC601会进入突发模式，直接使开关元件20关断，与正常模式中开关元件20周期性地导通和关断相比，突发模式下开关元件20关断的时间增加，使得输出电压的波动较大，进而使得输出电压的纹波较大。

如图2所示，相关技术中的开关电源的主控芯片，由于提供至反馈供电引脚的电压信号的纹波较大，因此，主控芯片会在电压信号的值较大的阶段工作在突发模式下，在电压信号的值较小的阶段工作在正常模式下，从而使得开关电源的输出电压的纹波较大。

还需要说明的是，上述主控芯片IC601采用buck架构，buck架构是一种直流转直流的降压式变换器，理论上的输出电压应该为大小保持不变直流电压信号，但是在实际应用中，buck架构输出的直流电压信号一般不是标准的直线，而会存在交流成分，直流电压信号中包含的交流成分越多，直流电压信号的波动越大，纹波电压也相应越大，而较大的纹波电压可能会在电路中产生谐波以及其他干扰信号，从而影响电路的正常工作。

示例性的，如图1所示，反馈供电电路10包括光耦O，光耦O的输入端可以接收反馈信号，并将反馈信号传输至反馈供电引脚VCC。这样可以通过光耦O实现反馈信号一端和反馈供电引脚VCC一端之间的电气隔离，避免电信号之间的相互干扰。

需要说明的是，光耦O是以光为媒介来传输电信号的器件，能够实现“电-光-电”的转换。光耦O通常包括发光器件与受光器件(例如光敏三级管)。在光耦O的输入端接收反馈信号后，发光器件可以发光，受光器件在接收到发光器件发出的光后可以产生光电流，从而输出反馈信号。

还需要说明的是，光耦O一般具有两个输入端和两个输出端，两个输入端分别连接发光器件的正负极，用于驱动发光器件发光，两个输出端分别连接受光器件(例如光敏三级管)的集电极和发射极，受光器件的集电极和发射极可以在存在正向压差的情况下产生的光电流，并由发射极流出。而光耦O的集电极和发射极之间的反向压差一般规定不能超过某一临界电压值(例如为6V)，在反向压差超过临界电压值的情况下，光耦存在失效的风险。

如图3所示，相关技术中开关电源中，在主控芯片的启动阶段，启动电压会可能会反灌至光耦的发射极，使得发射极的电压较大，例如超过6V。与此同时，主控芯片还未开始工作，光耦的集电极的电压维持在0V左右。因此，在主控芯片的启动阶段，相关技术中的光耦O的集电极和发射极之间可能存在大于6V的反向压差，从而使光耦存在失效的风险。

示例性的，如图1所示，反馈供电电路10还包括控制电路11。控制电路11被配置为，在高压输入引脚D接收启动电压时关闭，切断光耦O和反馈供电引脚VCC之间的通路；或，在将反馈信号传输至供电反馈引脚VCC时，减小反馈信号的振幅。

如图4所示，本发明实施例提供的开关电源100中，主控芯片IC601所包括的驱动模块30可以向开关元件20输出连续的矩形波信号，从而能够控制开关元件20周期性地导通和关断，主控芯片IC601工作在正常模式。

这样，一方面，在主控芯片IC601的启动阶段，也即高压输入引脚D接收启动电压的过程中，由于控制电路11关闭，切断了光耦O与主控芯片IC601的反馈供电引脚VCC之间的通路，使得启动电压不能反灌至光耦O中受光器件的发射极，从而可以避免光耦O中受光器件的发射极的电位升高，进而受光器件的发射极和集电极之间的反向压差小于上述临界电压值，可以避免光耦O失效，对光耦O形成可靠的保护。

另一方面，反馈供电电路10在将反馈信号传输至反馈供电引脚VCC时，由于控制电路11可以减小反馈信号的振幅，从而可以使得反馈信号与主控芯片IC601中的基准信号之间的差值较小，避免主控芯片IC601进入突发模式，使得主控芯片IC601工作在正常模式下，输出电压的波动较小，进而减小输出电压的纹波，避免较大的纹波电压影响开关电源100的正常工作。

下面对开关电源100所包括的主控芯片IC601和反馈供电电路10的结构进行更具体的介绍。

在一些示例中，如图6或图7所示，光耦O的第一输入端与开关电源100的输出端OUT电连接，光耦O的第二输入端与第一接地点GND1电连接，光耦O的第一输出端与第一节点N1电连接。控制电路11包括：第一电阻R1和第一二极管D1。第一电阻R1的第一极与第一节点N1电连接，第一电阻R1的第二极与第二节点N2电连接。第一二极管D1的正极和第一节点N1电连接，第一二极管D1的负极和反馈供电引脚VCC电连接。其中，第二节点N2包括第二接地点GND2或光耦O的第二输出端。

示例性的，光耦O的第一输入端可以作为上述发光器件的正极，光耦O的第二输入端可以作为上述发光器件的负极，光耦O的第一输出端可以作为上述受光器件的发射极，光耦O的第二输出端可以作为上述受光器件的集电极，这样光耦O的发光器件可以在第一输入端和第二输入端的正向压差的作用下发光，并由第一输出端输出电流。

示例性的，在第二节点N2为光耦O的第二输出端的情况下，第一电阻R1的第二极与光耦O的第二输出端电连接。在第二节点N2为第二接地点GND2的情况下，第一电阻R1的第二极与第二接地点GND2电连接。

这样一方面，反馈供电电路10在将反馈信号传输至反馈供电引脚VCC时，在第一电阻R1对电流的阻碍作用下，可以减小传输至反馈供电引脚VCC的电流的变化的斜率，从而使得传输至反馈供电引脚VCC处的信号的变化比较稳定，进而可以减小传输至反馈供电引脚VCC处的反馈信号的振幅，使得反馈信号与主控芯片IC601中的基准信号之间的差值较小，避免主控芯片IC601工作在突发模式。

另一方面，由于二极管的特性，电流只能由第一二极管D1的正极流向第一二极管D1的负极，也即由第一节点N1流向主控芯片IC601的反馈供电引脚。而在主控芯片IC601的启动阶段，电流的流动方向是由主控芯片IC601的反馈供电引脚向第一节点N1的方向流动，与第一二极管D1导通的电流方向相反，因此，第一二极管D1处于关断状态，从而可以切断光耦O和反馈供电引脚VCC之间的通路，避免光耦O在主控芯片IC601的启动阶段失效。

需要说明的是，第一二极管D1在关断状态下仍然可能存在漏电情况。但是在第一电阻R1的第一极与第一节点N1电连接，第一电阻R1的第二极与第二接地点GND2电连接的情况下，即使第一二极管D1存在漏电情况，在第一电阻R1的分压作用下，第一节点N1处的电位仍然可以保持较低的电位。从而可以进一步保证光耦O的第一输出端在主控芯片IC601的启动阶段，处于稳定的低电位状态，第一输出端和第二输出端之间的反向压差小于上述临界电压值，更稳定地避免光耦O失效。

在一些示例中，第一二极管D1的类型为快恢复二极管或超快恢复二极管。这样可以使得第一二极管D1的反向恢复时间较短，加快控制电路11导通和关断的响应时间。

本发明对于第一二极管D1的具体型号不做限定，只要耐压超过50V即可，可以根据实际需要进行选择设置。

示例性的，第一二极管D1的型号可以为IN4148。其中，IN4148的耐压例如为75V。

在一些示例中，第一电阻R1的阻值范围为16KΩ～24KΩ。这样一方面可以保证第一电阻R1可以对反馈信号的振幅有较好的减小作用，保证主控芯片IC601工作在正常模式。另一方面，可以保证光耦O的第一输出端即使在存在外界干扰(例如，第一二级管D1漏电)的情况下，仍然可以保持稳定的低电位，从而更稳定地避免光耦O失效。

示例性的，第一电阻R1的阻值可以为16KΩ、18KΩ、20KΩ、22KΩ或24KΩ。

在一些示例中，如图5所示，主控芯片IC601还包括接地引脚S，接地引脚S和第三接地点GND3电连接。开关电源100还包括：变压器T、启动电路40及负载电路50。变压器T包括：初级绕组PI、辅助绕组PB和次级绕组SI。其中，初级绕组PI与启动电路40电连接，初级绕组PI被配置为，接收并传输来自启动电路40的启动电压至高压输入引脚D。辅助绕组PB与反馈供电电路10电连接，辅助绕组PB被配置为，通过反馈供电电路10向主控芯片IC601供电。次级绕组PI与负载电路50电连接，次级绕组PI被配置为，通过负载电路50，形成开关电源100的输出电压。

示例性的，变压器T的类型为开关变压器。开关变压器是利用直流工作的变压器，这样开关电源100可以实现直流转直流的转换。

示例性的，变压器T可以作为隔离电路，实现开关电源100的初级绕组PI端(例如可以理解为输入端)和次级绕组SI端(例如可以理解为输出端)之间的电器隔离，从而可以避免出现初级绕组PI端的电路和次级绕组SI端的电路之间存在电信号相互干扰的现象。也就是说，本实施例中的开关电源100可以在buck架构的基础上，利用变压器T实现flyback架构所具有的电器隔离作用，从而实现buck架构和flyback架构的归一化设计。

需要说明的是，变压器T的初级绕组PI、辅助绕组PB和次级绕组SI均可以实现电能和磁能的转换。

例如，在主控芯片IC601的启动阶段，初级绕组PI可以将来自启动电压的电能转换为磁能存储起来。

例如，在主控芯片IC601达到启动电压开始工作之后，在开关元件20关断的情况下，初级绕组PI存储的磁能，在电磁感应的作用下，可以转换为辅助绕组PB和次级绕组SI的电能。此时，辅助绕组PB可以作为电源，通过反馈供电电路10向主控芯片IC601供电，次级绕组SI也可以作为电源，通过负载电路50形成开关电源100的输出电压。

示例性的，如图6或图7所示，启动电路40包括瞬变电压抑制二极管TVS，瞬变电压抑制二极管TVS的一端与启动电压信号端Vin电连接，瞬变电压抑制二极管TVS的另一端与高压输入引脚D电连接。初级绕组PI的一端与启动电压信号端Vin电连接，初级绕组PI的另一端与高压输入引脚D电连接。初级绕组PI被配置为，接收并传输来启动电压信号端的启动电压至所述高压输入引脚。

需要说明的是，瞬变电压抑制二极管TVS的两极受到反向瞬态高能量冲击时，能够以极快的速度将两极间的高电阻转变为低电阻，从而使两极间的电压钳位在预定值。

通过在启动电压信号端Vin和主控芯片IC601的高压输入引脚D之间设置瞬变电压抑制二极管TVS，可以使启动电压信号端Vin和高压输入引脚D之间的反向电压被钳位在固定值，从而防止反向电压过大而损坏其他电路器件。

示例性的，如图6或图7所示，反馈供电电路10还包括：第二二极管D2、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第二电阻R2。

例如，辅助绕组PB的一端与第二二极管D2的正极电连接，辅助绕组PB的另一端与第三接地点GND3电连接。第一电容C1的第一极与第三接地点GND3电连接，第一电容C1的第二极与第二二极管D2的负极电连接。第二二极管D2的负极与光耦O的第一输出端电连接。第二电容C2的第一极与第三接地点GND3电连接，第二电容C2的第二极与反馈供电引脚VCC电连接。第三电容C3的第一极与第三接地点GND3电连接，第三电容C3的第二极与第二电阻R2的第一极电连接。第二电阻R2的第二极与反馈供电引脚VCC电连接。

在开关元件20关断时，辅助绕组PB可以作为反馈供电电路10的电源，此时辅助绕组PB的正极为与第二二极管D2的正极电连接的一端，辅助绕组PB的负极为与第三接地点GND3电连接的一端，因此，第二二极管D2处于导通状态。这样，一方面，辅助绕组PB可以为第三电容C3充电。另一方面，辅助绕组PB发出的电流可以依次沿光耦O的第二输出端、光耦O的第一输出端、以及控制电路11到达主控芯片IC601的反馈供电引脚VCC，从而为主控芯片IC601供电。

在开关元件20导通时，初级绕组PI接收电能，电流方向为由启动电压信号端Vin流向第三接地点GND3，此时辅助绕组PB的感应电流的方向为由第二二极管D2的正极流向第三接地点GND3，与第二二极管D2导通所需要的电流方向相反，因此第二二极管D2处于关断状态。但是此时第一电容C1可以释放储存的电能，以继续为主控芯片IC601供电。

需要说明的是，在辅助绕组PB或第一电容C1向主控芯片IC601供电的过程中，需要经过控制电路11。因此在控制电路11的作用下，可以减小传输至反馈供电引脚VCC的电流的变化的斜率，从而使得传输至反馈供电引脚VCC处的信号的变化比较稳定，进而可以使辅助绕组PB或第一电容C1对主控芯片IC601的供电能力变得比较稳定，不会出现过冲的现象。这样也就可以减小传输至反馈供电引脚VCC处的电压信号的振幅，使得该电压信号与主控芯片IC601中的基准信号之间的差值较小，避免主控芯片IC601工作在突发模式。

还需要说明的是，第一电容C1和第二电容C2具有滤波作用，可以滤除辅助绕组PB的供电电压信号中的高频交流成分，从而使得反馈供电引脚VCC处的信号的波动较小，更趋向于标准的直流信号。

例如，如图6或图7所示，负载电路50包括：第三二极管D3、第四电容C4及第五电容C5。次级绕组SI的一端与第三二极管D3的正极电连接，次级绕组SI的另一端与第四接地点GND4电连接。第三二极管D3的负极与开关电源100的输出端电连接。第四电容C4的第一极与第四接地点GND4电连接，第四电容C4的第二极与开关电源100的输出端电连接。第五电容C5的第一极与第四接地点GND4电连接，第五电容C5的第二极与开关电源100的输出端电连接。

在开关元件20关断时，次级绕组SI可以作为负载电路50的电源，此时次级绕组SI的正极为与第三二极管D3的正极电连接的一端，次级绕组SI的负极为与第四接地点GND4电连接的一端，因此，第三二极管D3处于导通状态。这样，一方面，次级绕组SI可以为第四电容C4充电。另一方面，次级绕组SI的正极与开关电源100的输出端直接导通，输出输出电压。

在开关元件20导通时，初级绕组PI接收电能，电流方向为由启动电压信号端Vin流向第三接地点GND3，此时辅助绕组PB的感应电流的方向为由第三二极管D3的正极流向第四接地点GND4，与第三二极管D3导通所需要的电流方向相反，因此第三二极管D3处于关断状态。但是此时第四电容C4可以释放储存的电能，以维持开关电源100的输出电压。

需要说明的是，在开关电源100包括负载电路50的情况下，主控芯片IC601工作在突发模式，与工作在正常模式相比，开关元件20关断的时间增加，因此，通过第四电容C4维持开关电源100的输出电压的时间较长，从而会使得输出电压的波动较大，进而使得输出电压的纹波电压较大，如图8所示，例如输出电压的纹波电压可以达到556mV。而通过设置上述控制电路11，可以避免主控芯片IC601一直工作在突发模式，使主控芯片IC601稳定工作在正常模式下，也就意味着缩短了通过第四电容C4放电来维持开关电源100的输出电压的时间，从而可以使得输出电压较为稳定，减小了输出电压的纹波，如图9所示，例如可以使输出电压的纹波电压减小至84mV。

需要说明的是，第五电容C5具有滤波作用，可以滤除传输至开关电源100的输出端的输出电压中的高频交流成分，从而减小输出电压的波动，使输出电压更趋向于标准的直流电压信号。

在一些示例中，如图6或图7所示，反馈供电电路10还包括：第三电阻R3、第四电阻R4及稳压二极管ZD。第三电阻R3的第一极与开关电源100的输出端电连接，第三电阻R3的第二极与光耦O的第一输入端电连接。其中，光耦的第一输入端通过第三电阻R3与开关电源100的输出端电连接。第四电阻R4的第一极与光耦O的第一输入端电连接，第四电阻R4的第二极与光耦O的第二输入端电连接。稳压二极管ZD的负极与光耦O的第二输入端电连接，稳压二极管ZD的正极与第一接地点GND1电连接。其中，光耦O的第二输入端通过稳压二极管ZD与第一接地点GND1电连接。

需要说明的是，第三电阻R3和第四电阻R4具有分压作用，光耦O的第一输入端和第二输入端与第四电阻R4为并联关系，因此，施加在光耦O的发光器件两端的压差也就是第四电阻R4两端的压差。稳压二极管ZD可以避免光耦O的第二输入端承受较大的电位。

在一些实施例中，如图10所示，本发明提供一种电子设备1000，电子设备1000包括上述一些实施例中提供的开关电源100。

示例性的，电子设备1000可以为空调、冰箱、电视、电脑等设备。

电子设备1000所包括的开关电源100具有与上述一些实施例中提供的开关电源100相同的结构和有益技术效果，此处不再赘述。

以上，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种开关电源，其特征在于，所述开关电源包括主控芯片和反馈供电电路；

所述主控芯片包括开关元件、驱动模块、高压输入引脚和反馈供电引脚；所述驱动模块被配置为控制所述开关元件周期性地导通和关断；所述反馈供电引脚与所述驱动模块电连接；所述高压输入引脚被配置为接收所述主控芯片的启动电压；

所述反馈供电电路，与所述反馈供电引脚电连接，且被配置为，根据所述开关电源的输出端输出的输出电压生成反馈信号，并将所述反馈信号传输至所述供电反馈引脚；

所述反馈供电电路包括光耦和控制电路；所述控制电路被配置为，在所述高压输入引脚接收所述启动电压时关闭，切断所述光耦和所述反馈供电引脚之间的通路；或，在将所述反馈信号传输至所述供电反馈引脚时，减小所述反馈信号的振幅。

2.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述光耦的第一输入端与所述开关电源的输出端电连接，所述光耦的第二输入端与第一接地点电连接，所述光耦的第一输出端与第一节点电连接；

所述控制电路包括：第一电阻和第一二极管；

所述第一电阻的第一极与所述第一节点电连接，所述第一电阻的第二极与第二节点电连接；所述第一二极管的正极和所述第一节点电连接，所述第一二极管的负极和所述反馈供电引脚电连接；

其中，所述第二节点包括第二接地点或所述光耦的第二输出端。

3.根据权利要求2所述的开关电源，其特征在于，所述第一二极管的类型为快恢复二极管或超快恢复二极管。

4.根据权利要求2所述的开关电源，其特征在于，所述第一电阻的阻值范围为16KΩ～24KΩ。

5.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述主控芯片还包括接地引脚；所述接地引脚和第三接地点电连接；

所述开关电源还包括：变压器、启动电路及负载电路；所述变压器包括：初级绕组、辅助绕组和次级绕组；

其中，所述初级绕组与所述启动电路电连接，所述初级绕组被配置为，接收并传输来自所述启动电路的启动电压至所述高压输入引脚；

所述辅助绕组与所述反馈供电电路电连接，所述辅助绕组被配置为，通过所述反馈供电电路向所述主控芯片供电；

所述次级绕组与所述负载电路电连接，所述次级绕组被配置为，通过所述负载电路，形成所述开关电源的输出电压。

6.根据权利要求5所述的开关电源，其特征在于，所述启动电路包括瞬变电压抑制二极管，所述瞬变电压抑制二极管的一端与启动电压信号端电连接，所述瞬变电压抑制二极管的另一端与所述高压输入引脚电连接；

所述初级绕组的一端与所述启动电压信号端电连接，所述初级绕组的另一端与所述高压输入引脚电连接；所述初级绕组被配置为，接收并传输来自所述启动电压信号端的启动电压至所述高压输入引脚。

7.根据权利要求5所述的开关电源，其特征在于，所述反馈供电电路还包括：第二二极管、第一电容、第二电容、第三电容和第二电阻；

所述辅助绕组的一端与所述第二二极管的正极电连接，所述辅助绕组的另一端与所述第三接地点电连接；

所述第一电容的第一极与所述第三接地点电连接，所述第一电容的第二极与所述第二二极管的负极电连接；

所述第二二极管的负极与所述光耦的第一输出端电连接；

所述第二电容的第一极与所述第三接地点电连接，所述第二电容的第二极与所述反馈供电引脚电连接；

所述第三电容的第一极与所述第三接地点电连接，所述第三电容的第二极与所述第二电阻的第一极电连接；

所述第二电阻的第二极与所述反馈供电引脚电连接。

8.根据权利要求5～7中任一项所述的开关电源，其特征在于，所述负载电路包括：第三二极管、第四电容及第五电容；

所述次级绕组的一端与所述第三二极管的正极电连接，所述次级绕组的另一端与第四接地点电连接；

所述第三二极管的负极与所述开关电源的输出端电连接；

所述第四电容的第一极与所述第四接地点电连接，所述第四电容的第二极与所述开关电源的输出端电连接；

所述第五电容的第一极与所述第四接地点电连接，所述第五电容的第二极与所述开关电源的输出端电连接。

9.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述反馈供电电路还包括：第三电阻、第四电阻及稳压二极管；

所述第三电阻的第一极与所述开关电源的输出端电连接，所述第三电阻的第二极与所述光耦的第一输入端电连接；

其中，所述光耦的第一输入端通过所述第三电阻与所述开关电源的输出端电连接；

所述第四电阻的第一极与所述光耦的第一输入端电连接，所述第四电阻的第二极与所述光耦的第二输入端电连接；

所述稳压二极管的负极与所述光耦的第二输入端电连接，所述稳压二极管的正极与所述第一接地点电连接；

其中，所述光耦的第二输入端通过所述稳压二极管与所述第一接地点电连接。

10.一种电子设备，其特征在于，所述电子设备包括如权利要求1～9中任一项所述的开关电源。

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