CN115498883A - 一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路 - Google Patents

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CN115498883A CN202211200833.3A CN202211200833A CN115498883A CN 115498883 A CN115498883 A CN 115498883A CN 202211200833 A CN202211200833 A CN 202211200833A CN 115498883 A CN115498883 A CN 115498883A
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Abstract

本申请涉及开关电源技术领域，公开了一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，包括：辅助绕组，开关管，LDO，第一二极管，第二二极管，正激储能电容和反激储能电容，其中，辅助绕组、反激储能电容和开关管形成反激储能回路为反激储能电容充电，辅助绕组、反激储能电容和开关管形成反激储能回路为反激储能电容充电。在正激状态时，若正激储能电容的电压小于LDO输出端电压，由反激储能电容为控制电路供电，若大于LDO输出端电压，由正激储能电容为控制电路供电。由此，根据当前正激储能电容的电压，将正激储能和反激储能相结合为控制电路供电，由LDO的稳压特性有效降低控制电路电源端的电压。

Description

一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路
技术领域
本申请涉及开关电源技术领域，特别是涉及一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路。
背景技术
在Flyback开关电源供电技术中，通常采用辅助绕组反激供电或辅助绕组正激供电为Flyback开关电源中的控制电路供电，对于宽范围输入电压(例如，50V-375V电压)或宽范围输出电压(例如，3V-20V电压)的Flyback开关电源，反激供电在输出电压较高的工况下，为控制电路供电的电压可能高达70V，此外，正激供电在输入电压较高的工况下，为控制电路供电的电压也可能高达70V，然而，正常情况下控制电路的供电电压不可超过60V，当供电电压超过60V时，部分元器件工作温度升高，影响使用寿命和可靠性，同时，会增加控制电路和Flyback开关电源中整流器件的损耗，进而影响系统的整体可靠性。
目前，为了降低宽范围输入电压或宽范围输出电压工况下控制电路供电端的电压，通常使用双辅助绕组反激供电的方式以降低控制电路的供电电压，或者在单辅助绕组反激供电的基础上，增加Boost电路以降低控制电路供电电压。然而不论是双辅助绕组的方式，还是增加Boost电路的方式，虽然能降低控制电路的供电电压，但是都会增加成本。
由此可见，如何在控制成本的前提下，有效降低宽范围输入电压或宽范围输出电压工况下开关电源的控制电路供电端电压，降低系统损耗，进而提升系统可靠性，是本领域技术人员亟待解决的问题。
发明内容
本申请的目的是提供一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，将正激供电和反激供电相结合为控制电路供电，以便在宽范围输入电压或宽范围输出电压工况下，降低控制电路的供电电压，进而有效降低系统损耗。
为解决上述技术问题，本申请提供一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，包括：辅助绕组，开关管，LDO，第一二极管，第二二极管，正激储能电容和反激储能电容；
所述正激储能电容的一端与所述第一二极管的负极连接产生的公共端分别与所述LDO的输出端及所述控制电路的电源端连接，所述正激储能电容的另一端接地，所述第一二极管的正极与所述反激储能电容的一端连接产生的公共端与所述辅助绕组的异名端连接，所述辅助绕组的同名端接地，所述反激储能电容的另一端与所述第二二极管的正极连接产生的公共端与所述开关管的一端连接，所述开关管的另一端接地，所述第二二极管的负极与所述LDO的输入端连接；
所述辅助绕组、所述第一二极管和所述正激储能电容形成正激储能回路为所述正激储能电容充电，所述辅助绕组、所述反激储能电容和所述开关管形成反激储能回路为所述反激储能电容充电储能；
在正激状态下，当所述正激储能电容的电压小于所述LDO输出端电压时，由所述反激储能电容为所述控制电路供电，当所述正激储能电容的电压大于所述LDO输出端电压时，由所述正激储能电容为所述控制电路供电。
优选地，所述的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，还包括：稳压电容；
所述稳压电容的一端与所述LDO的输入端连接，另一端接地。
优选地，所述的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，还包括：第三二极管；
所述第三二极管的正极与所述LDO的输出端连接，负极与所述控制电路的电源端连接。
优选地，当所述开关管为场效应管时，所述的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，还包括：
所述场效应管的一端与所述反激储能电容的另一端连接，所述场效应管的另一端接地，且所述控制端与所述控制电路的ZVS控制端连接，用于实现开关电源的ZVS。
优选地，所述的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，还包括：第一电阻和第二电阻；
所述第一电阻与所述第二电阻串联产生的公共端与所述控制芯片的电压采样端连接，且所述第二电阻的另一端接地，所述第一电阻的另一端与所述辅助绕组的异名端连接。
为了解决上述技术问题，本申请还提供了一种开关电源，包括所述的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路。
本发明所提供的一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，包括：辅助绕组，开关管，LDO，第一二极管，第二二极管，正激储能电容和反激储能电容，其中，辅助绕组、反激储能电容和开关管形成反激储能回路为反激储能电容充电储能，辅助绕组、反激储能电容和开关管形成反激储能回路为反激储能电容充电储能。在正激状态为控制电路供电时，若正激储能电容的电压小于LDO输出端电压，由反激储能电容为控制电路供电，若正激储能电容的电压大于LDO输出端电压，由正激储能电容为控制电路供电。由此，本申请所提供的技术方案，根据当前正激储能电容的电压，将正激储能和反激储能相结合为控制电路供电，由LDO的稳压特性有效降低控制电路电源端的电压。
此外，本申请还提供了一种开关电源，与上述的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路相对应，效果同上。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本申请所提供的一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路的示意图；
图2为本申请另一实施例所提供的一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路的示意图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下，所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护范围。
本申请的核心是提供一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，为控制电路供电时，根据正激储能电容的电压与LDO输出端电压的大小关系，由正激储能电容或反激储能电容为控制电路供电，即，将正激供电和反激供电相结合为控制电路供电，以便在特殊工况下降低控制电路的供电端的电压，进而有效降低系统损耗。
为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面结合附图和具体实施方式对本申请作进一步的详细说明。
在Flyback开关电源供电技术中，通常采用辅助绕组反激供电或辅助绕组正激供电为Flyback开关电源中的控制电路供电，对于宽范围输入电压(例如，50V-375V电压)或宽范围输出电压(例如，3V-20V电压)的Flyback开关电源，反激供电在输出电压较高的工况下，为控制电路供电的电压可能高达70V，此外，正激供电在输入电压较高的工况下，为控制电路供电的电压也可能高达70V，然而，正常情况下控制电路的供电电压不可超过60V，当供电电压超过60V时，部分元器件工作温度升高，影响使用寿命和可靠性，同时，会增加控制电路和Flyback开关电源中整流器件的损耗，进而影响系统的整体可靠性。
目前，为了降低宽范围输入电压或宽范围输出电压工况下控制电路供电端的电压，通常使用双辅助绕组反激供电的方式以降低控制电路的供电电压，或者在单辅助绕组反激供电的基础上，增加Boost电路以降低控制电路供电电压。然而不论是双辅助绕组的方式，还是增加Boost电路的方式，虽然能降低控制电路的供电电压，但是都会增加成本。
为了实现在控制成本的前提下，有效降低宽范围输入电压或宽范围输出电压工况下开关电源的控制电路供电端电压，降低系统损耗，本申请提供了一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，电路在正激状态为控制电路供电时，将正激供电和反激供电，以及LDO的性质相结合为控制电路供电，有效降低宽范围输入或宽范围输出工况下控制电路供电端的电压。
图1为本申请所提供的一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路的示意图，如图1所示，该电路包括：辅助绕组W，开关管Qa，LDO，第一二极管D1，第二二极管D2，正激储能电容C1和反激储能电容C2。
正激储能电容C1的一端与第一二极管D1的负极连接产生的公共端分别与LDO的输出端OUT1及控制电路的电源端VCC连接，正激储能电容C1的另一端接地，第一二极管D1的正极与反激储能电容C2的一端连接产生的公共端与辅助绕组W的异名端连接，辅助绕组W的同名端接地，反激储能电容C2的另一端与第二二极管D2的正极连接产生的公共端与开关管Qa的一端连接，开关管Qa的另一端接地，第二二极管D2的负极与LDO的输入端IN1连接。
在实施中，当开关电源中，耦合于变压器T原边绕组同名端，且受控于控制电路的功率开关Qp断开时，控制电路的供电电路处于反激状态，此时，辅助绕组W、反激储能电容C2和开关管Qa形成反激储能回路，电流从开关管Qa接地端经过开关管Qa流向反激储能电容C2，并从反激储能电容C2流向辅助绕组W，再到接地端形成反激储能回路为反激储能电容C2充电储能。
当功率开关Qp导通时，供电电路处于正激状态，此时辅助绕组W、第一二极管D1和正激储能电容C1形成正激储能回路，电流从辅助绕组W接地端经过辅助绕组W流向第一二极管D1，并从第一二极管D1流向正激储能电容C1再到接地端，进而形成正激储能回路为正激储能电容C1充电储能。
功率开关Qp导通，供电电路处于正激状态为控制电路供电时，若正激储能电容C1的电压小于LDO输出端OUT1的电压，则由反激储能电容C2在反激状态下存储的电能为控制电路供电，若正激储能电容C1的电压大于LDO输出端OUT1的电压，则由正激储能电容C1为控制电路供电。
可以理解的是，低压差线性稳压器(low dropout regulator，简称LDO)用于稳定电压，因此，当LDO输入端IN1的输入电压大于LDO的稳定电压，LDO均输出稳定电压。如图1所示，需要说明的是，第一二极管D1正极电压Vaux必须大于负极电压才能保证第一二极管D1导通，同理，第二二极管D2正极电压Vsw必须大于负极电压才能使第二二极管D2导通，在导通时，由于二极管存在压降，则负极电压为正极电压减去压降电压。
实施中，如图1所示，第一二极管D1正极的电压Vaux＝Vin*Naux/Np，其中，Vin为开关电源的输入电压，Naux为辅助绕组的匝数，Np为变压器T原边绕组的匝数。第二二极管D2正极电压Vsw＝Vaux+Vout*Naux/Ns，其中，Vout为开关电源的输出电压，Ns为变压器T副边绕组的匝数。因为，反激储能电容C2两端电压为Vc2＝Vsw-Vaux，因此，第二二极管D2正极电压Vsw也等于反激储能电容C2两端电压与第一二极管D1正极的电压之和，即Vsw＝Vc2+Vaux。
此外，还需要说明的是，若第一二极管D1和正激储能电容C1连接的公共节点电压与LDO输出端OUT1的电压不同时，以电压较大值为控制电路供电。由此，根据正激储能电容C1的电压和LDO输出端OUT1的电压大小关系，以及LDO的性质可有效降低宽范围输入电压或宽范围输出电压工况下控制电路的供电电压，即，由正激供电和反激供电相结合可有效降低控制电路VCC端的电压。为了便于理解，下面将举例说明。
当功率开关Qp导通，供电电路处于正激状态时，假设Vaux＝7V，反激储能电容C2两端电压为Vc2＝20V，第一二极管D1和第二二极管D2的压降均为Vx＝1V，且LDO的稳定电压Vy＝15V。此时，Vc1＝Vaux-Vx＝6V，Vsw＝Vc2+Vaux＝20+7＝27V，LDO输入端IN1的电压Vin1＝Vsw-Vx＝27-1＝26V，LDO输出端OUT1的电压Vout1＝15V。如图2可知，正激储能电容C1和LDO输出端处于一个节点，此时，Vc1＜Vout1，VCC供电以LDO输出端和正激储能电容C1的电压较高者为准，因此取Vout1＝15V为控制电路供电，即VCC＝Vout1＝15V。可以理解的是，此时经过LDO的电能由反激状态时反激储能回路为反激储能电容C2充电时的电能，即，控制电路由反激供电。
若Vaux＝＝20V，Vc2＝20V，Vx＝1V，且LDO的稳定电压为Vy＝15V。Vc1＝Vaux-Vx＝19V，Vsw＝Vc2+Vaux＝40V，LDO输入端IN1的电压Vin1＝Vsw-Vx＝40-1＝39V，由于LDO的稳压性质，LDO输出端OUT1的电压Vout1＝15V。此时，Vc1＞Vout1，因此取Vc1＝19V为控制电路供电，即，VCC＝Vc1＝19V。可以理解的是，此时由正激储能回路为正激储能电容C1充电时的电能为控制电路供电，即，控制电路由正激供电。
综上所述可得，若Vaux-Vx>Vy，则VCC＝Vaux-Vx，若Vaux-Vx<Vy且Vsw-Vx>Vy，则VCC＝Vy，若Vaux-Vx<Vy且Vsw-Vx<Vy，则VCC＝Vsw-Vx，其中，Vy为LDO的稳定电压。
故，当Vaux较高时，正激供电，当Vaux较小时，由反激供电，因此，本申请所提供的技术方案，将正激供电和反激供电相互结合为控制电路供电，避免在宽范围输入或宽范围输出时，控制电路的供电电压超过所能承受的最大电压，导致部分元器件工作温度升高，影响元器件的使用寿命，进而影响系统的可靠性。
本申请实施例所提供的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，包括：辅助绕组，开关管，LDO，第一二极管，第二二极管，正激储能电容和反激储能电容，其中，辅助绕组、反激储能电容和开关管形成反激储能回路为反激储能电容充电储能，辅助绕组、反激储能电容和开关管形成反激储能回路为反激储能电容充电储能。在正激状态为控制电路供电时，若正激储能电容的电压小于LDO输出端电压，由反激储能电容为控制电路供电，若正激储能电容的电压大于LDO输出端电压，由正激储能电容为控制电路供电。由此，本申请所提供的技术方案，根据当前正激储能电容的电压，将正激储能和反激储能相结合为控制电路供电，由LDO的稳压特性有效降低控制电路电源端的电压。
图2为本申请另一实施例所提供的一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路的示意图，在上述实施例的基础上，为了避免LDO输入端电压发生抖动，本申请实施例所提供的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路还包括稳压电容C3，如图2所示，稳压电容C3的一端与LDO的输入端IN1连接，另一端接地。
实施中，若第二二极管D2为理想二极管时，在使用中第二二极管D2不会产生寄生电电容，则经过LDO输出端的电压为稳定电压。然而，在实际应用中，第二二极管D2并不能达到理想状态，通常会产生寄生电容，导致Vsw发生波动，进而导致LDO输入端电压发生波动，当LDO输入端电压波动至负电压时，可能会损坏LDO。
因此，为了避免LDO损坏，提高系统的整体可靠性，本申请所提供的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路在第二二极管D2和LDO之间增加设置稳压电容C3。
增加设置稳压电容C3后，当功率开关Qp导通时，除了辅助绕组W、第一二极管D1和正激储能电容C1形成正激储能回路之外，辅助绕组W、反激储能电容C2、第二二极管D2和稳压电容C3也形成正激储能回路，电流方向为由辅助绕组W接地端通过辅助绕组W流向反激储能电容C2，然后经过第二二极管D2后流向稳压电容C3为稳压电容C3充电储能。也就是说，在正激状态时，正激储能包括两路储能回路，分别为正激储能电容C1和稳压电容C3进行充电。
本申请实施例所提供的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，在第二二极管和LDO中间增加设置稳压电容，避免LDO输入端电压发生抖动导致LDO损坏，进而降低系统损耗，提高可靠性。
在上述实施例的基础上，为了避免LDO输入端与控制电路VCC端发生反向导通，本申请所提供的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路还包括第三二极管D3，如图2所示，第三二极管D3的正极与LDO的输出端OUT1连接，负极与控制电路的电源端VCC连接。
本申请实施例所提供的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，在LDO输出端与控制电路供电端之间增加设置一个二极管，避免LDO输入端与控制电路VCC端发生反向导通，进一步提升开关电源的可靠性。
在具体实施中，开关管Qa可以是二极管，也可以是场效应管，对此本申请不作限定。当开关管Qa为场效应管时，如图2所示，将场效应管Qa的一端与反激储能电容C2的另一端连接，场效应管Qa的另一端接地，且控制端与控制电路的控制端ZVS-DR连接。
功率开关Qp导通前，控制电路根据Vaux点的电压产生ZVS控制信号，并通过控制端ZVS-DR控制场效应管Qa导通，使得辅助绕组W、反激储能电容C2和开关管Qa间形成谐振电流，该谐振电流影响功率开关Qp电压产生向下的谐振，同时，辅助绕组W与变压器T间的磁耦合实现原边绕组的励磁电流反向，反抽原边功率开关Qp的结电容电荷，进而使原边功率开关的Vds电压降低至零，实现原边功率开关Qp的ZVS，进而有效提供开关电源的效率。
本申请实施例所提供的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，将开关管设置为场效应管，并将场效应管的控制端连接控制电路ZVS控制端，进而实现开关电源的ZVS，提升系统的工作效率，进一步提升系统可靠性。
作为优选的实施例，如图2所示，本申请所提供的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路还包括第一电阻R1和第二电阻R2，第一电阻R1与第二电阻R2串联产生的公共端与控制芯片的电压采样端DEM连接，且第二电阻R2的另一端接地，第一电阻R1的另一端与辅助绕组W的异名端连接。由第一电阻R1与第二电阻R2实现对Vaux的分压采样，进而产生对ZVS控制信号。
本申请实施例所提供的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，增加设置第一电阻和第二电阻，并将第一电阻和第二电阻串联产生的公共端与控制芯片的电压采样端连接，且第二电阻的另一端接地，第一电阻的另一端与辅助绕组的异名端连接，由此，由第一电阻和第二电阻实现对辅助绕组异名端的分压采样，以便生成开关电源的ZVS控制信号，进而实现开关电源的ZVS提升系统工作效率。
在上述实施例中已对基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路做了详细说明，本申请实施例还提供了一种开关电源，包括上述实施例中所提供的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，所产生的有益效果与上述实施例中基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路相对应，效果同上，此处暂不赘述。
以上对本申请所提供的一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以对本申请进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本申请权利要求的保护范围内。
还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

Claims (6)

1.一种基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，其特征在于，包括：辅助绕组，开关管，LDO，第一二极管，第二二极管，正激储能电容和反激储能电容；
所述正激储能电容的一端与所述第一二极管的负极连接产生的公共端分别与所述LDO的输出端及所述控制电路的电源端连接，所述正激储能电容的另一端接地，所述第一二极管的正极与所述反激储能电容的一端连接产生的公共端与所述辅助绕组的异名端连接，所述辅助绕组的同名端接地，所述反激储能电容的另一端与所述第二二极管的正极连接产生的公共端与所述开关管的一端连接，所述开关管的另一端接地，所述第二二极管的负极与所述LDO的输入端连接；
所述辅助绕组、所述第一二极管和所述正激储能电容形成正激储能回路为所述正激储能电容充电，所述辅助绕组、所述反激储能电容和所述开关管形成反激储能回路为所述反激储能电容充电储能；
在正激状态下，当所述正激储能电容的电压小于所述LDO输出端电压时，由所述反激储能电容为所述控制电路供电，当所述正激储能电容的电压大于所述LDO输出端电压时，由所述正激储能电容为所述控制电路供电。
2.根据权利要求1所述的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，其特征在于，还包括：稳压电容；
所述稳压电容的一端与所述LDO的输入端连接，另一端接地。
3.根据权利要求2所述的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，其特征在于，还包括：第三二极管；
所述第三二极管的正极与所述LDO的输出端连接，负极与所述控制电路的电源端连接。
4.根据权利要求1所述的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，其特征在于，当所述开关管为场效应管时，还包括：
所述场效应管的一端与所述反激储能电容的另一端连接，所述场效应管的另一端接地，且所述控制端与所述控制电路的ZVS控制端连接，用于实现开关电源的ZVS。
5.根据权利要求4所述的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路，其特征在于，还包括：第一电阻和第二电阻；
所述第一电阻与所述第二电阻串联产生的公共端与所述控制芯片的电压采样端连接，且所述第二电阻的另一端接地，所述第一电阻的另一端与所述辅助绕组的异名端连接。
6.一种开关电源，其特征在于，包括权利要求1-5任意一项所述的基于辅助绕组为开关电源控制电路供电的电路。
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