CN114531169A - 高频信号收发电路 - Google Patents

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CN114531169A CN202111317548.5A CN202111317548A CN114531169A CN 114531169 A CN114531169 A CN 114531169A CN 202111317548 A CN202111317548 A CN 202111317548A CN 114531169 A CN114531169 A CN 114531169A
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Abstract

提供一种高频信号收发电路，抑制向多个接收路径混入的高频发送信号。包括：至少一个功率放大电路，其将高频发送信号放大后输出；多个双工器，其分别包括使由功率放大电路放大后的高频发送信号通过的发送滤波器以及使高频接收信号通过的接收滤波器；至少一个分配电路，其根据向功率放大电路输入的高频发送信号进行分配，输出第一信号；信号输出电路，其基于第一信号，在多个高频接收信号的多个传输路径内的至少一个传输路径中，输出至少一个第二信号，该至少一个第二信号与向高频接收信号混入的高频发送信号的延迟量大致相同、相位反转、功率大致相同；以及多个耦合电路，其将第二信号与在至少一个传输路径中传输的高频接收信号耦合。

Description

高频信号收发电路
技术领域
本发明涉及高频信号收发电路。
背景技术
在下述专利文献1中，记载有一种消除从高功率放大器到接收信道的泄漏信号的半导体装置。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2003-179521号公报
专利文献2：日本特开2011-120120号公报
专利文献3：日本特开平11-308143号公报
发明内容
发明要解决的课题
近年来，高频信号收发电路为了在多个频段进行接收而具有多个接收路径。但是，在专利文献1记载的半导体装置中，无法抑制向多个接收路径混入的发送信号。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于，能够抑制向多个接收路径混入的高频发送信号。
用于解决课题的手段
本发明的一方面的高频信号收发电路包括：至少一个功率放大电路，其将高频发送信号放大后输出；多个双工器，其分别包括使由功率放大电路放大后的高频发送信号通过的发送滤波器以及使高频接收信号通过的接收滤波器；至少一个分配电路，其根据向功率放大电路输入的高频发送信号进行分配，输出第一信号；信号输出电路，其基于第一信号，在多个高频接收信号的多个传输路径内的至少一个传输路径中，输出至少一个第二信号，该至少一个第二信号与向高频接收信号混入的高频发送信号的延迟量大致相同、相位反转、功率大致相同；以及多个耦合电路，其将第二信号与在至少一个传输路径中传输的高频接收信号耦合。
发明效果
根据本发明，能够抑制向多个接收路径混入的高频发送信号。
附图说明
图1是示出第一实施方式的高频信号收发电路的结构的图。
图2是示出第一实施方式的高频信号收发电路的结构的图。
图3是示出第一实施方式的高频信号收发电路的各部分的损耗及增益、以及信号的功率的具体例的图。
图4是示出第一实施方式的高频信号收发电路的电路仿真结果的图。
图5是示出第一实施方式的高频信号收发电路的电路仿真结果的图。
图6是示出第二实施方式的高频信号收发电路的结构的图。
图7是示出第三实施方式的高频信号收发电路的结构的图。
图8是示出第四实施方式的高频信号收发电路的结构的图。
图9是示出第五实施方式的高频信号收发电路的结构的图。
图10是示出第六实施方式的高频信号收发电路的结构的图。
附图标记说明：
1、1A、1B、1C、1D、1E 高频信号收发电路
2、2-1、……、2-N 前端电路
3、3-1、……、3-N 天线
10、15-1、……、15-N、41、41-1、41-2 耦合器
11 功率放大电路
12、12B、14、14B、23、23B 开关
13-1、……、13-N 双工器
20、20A、20B、20C、20D、20E 信号输出电路
21、21-1、……、21-N 延迟电路
22、22-1、……、22-N 移相器
24-1、……、24-N 衰减器
25、25E 分配电路
26 可变衰减器
31、32 混合耦合器。
具体实施方式
以下，基于附图对本发明的高频信号收发电路的实施方式详细进行说明。需要说明的是，并不通过该实施方式来限定本发明。各实施方式是例示，当然能够进行不同实施方式所示的结构的局部置换或组合。在第二实施方式以后，省略针对与第一实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。尤其是针对由相同的结构带来的相同的作用效果，并不在每个实施方式中逐次提及。
<第一实施方式>
(电路结构)
图1是示出第一实施方式的高频信号收发电路的结构的图。高频信号收发电路1是在以便携电话装置例示的移动体通信装置中能够经由前端电路2向天线3输出高频发送信号RFT并经由前端电路2从天线3接受高频接收信号RFR-1至RFR-N的高频信号收发模块。高频信号收发模块能够通过在基板上安装一个或多个部件来构成。
高频发送信号RFT及高频接收信号RFR-1至RFR-N的频率例示出几百兆赫(MHz)至几十吉赫(GHz)的程度，但本公开不限于此。
高频信号收发电路1进行FDD(Frequency Division Duplex：频分双工)。
高频信号收发电路1包括耦合器10、功率放大电路11、开关12和14、双工器13-1至13-N(N为2以上的自然数)、耦合器15-1至15-N、以及信号输出电路20。信号输出电路20包括延迟电路21、移相器22、开关23、以及衰减器24-1至24-N。
耦合器10相当于本公开的“分配电路”的一例。耦合器15-1至15-N分别相当于本公开的“耦合电路”的一例。
双工器13-1包括使高频发送信号RFT通过的发送滤波器13-1T和使高频接收信号RFR-1通过的接收滤波器13-1R。双工器13-N包括使高频发送信号RFT通过的发送滤波器13-NT和使高频接收信号RFR-N通过的接收滤波器13-NR。
在第一实施方式中，发送滤波器13-1T至13-NT及接收滤波器13-1R至13-NR分别为带通滤波器，但本公开不限于此。发送滤波器13-1T至13-NT及接收滤波器13-1R至13-NR分别也可以为低通滤波器，也可以为高通滤波器，还可以为陷波滤波器(带阻滤波器)。
从双工器13-1至13-N分别通过的高频发送信号及高频接收信号的频率可以彼此不同，也可以相同。
在第一实施方式中，发送滤波器13-1T例如使LTE(Long Term Evolution，长期演进)的频段1的高频发送信号RFT带通。接收滤波器13-1R使LTE的频段1的高频接收信号RFR-1带通。发送滤波器13-NT使LTE的频段3的高频发送信号RFT带通。接收滤波器13-NR使LTE的频段3的高频接收信号RFR-N带通。
开关12包括第一端子12a和第二端子12b-1至12b-N。
开关12的第一端子12a与功率放大电路11的输出端子电连接。开关12的第二端子12b-1至12b-N与发送滤波器13-1T至13-NT分别电连接。
接收滤波器13-1R至13-NR的一端经由耦合器15-1至15-N与输出端子1c-1至1c-N分别电连接。
开关14包括第一端子14a-1至14a-N和第二端子14b。开关14的第一端子14a-1至14a-N与双工器13-1至13-N的另一端分别电连接。
开关14的第二端子14b经由输入输出端子1b与前端电路2电连接。
(高频信号收发动作)
经由输入端子1a及耦合器10向功率放大电路11输入高频发送信号RFT。功率放大电路11将高频发送信号RFT放大后向开关12的第一端子12a输出。
开关12将第一端子12a与第二端子12b-1至12b-N中的任意一个端子之间电连接。
在图1所示的情况(以下称为“第一情况”)下，示出高频发送信号RFT为LTE的频段1的高频发送信号且开关12将第一端子12a与第二端子12b-1之间电连接的状态。
开关14将第一端子14a-1至14a-N中的任意一方与第二端子14b之间电连接。
在第一情况下，示出高频发送信号RFT为LTE的频段1的高频发送信号、高频接收信号RFR-1为LTE的频段1的高频接收信号、并且开关14将第一端子14a-1与第二端子14b之间电连接的状态。
在第一情况下，高频发送信号RFT被功率放大电路11放大后，经由第一端子12a及第二端子12b-1，在发送滤波器13-1T进行带通，经由第一端子14a-1、第二端子14b及前端电路2被发送到天线3。
另外，在第一情况下，从前端电路2输入的高频接收信号RFR-1经由第二端子14b及第一端子14a-1，在接收滤波器13-1R进行带通，经由耦合器15-1从输出端子1c-1输出。
此时，理想上期望取得发送滤波器13-1T与接收滤波器13-1R之间的隔离，避免高频发送信号RFT混入到高频接收信号RFR-1。但是，现实上难以完全取得发送滤波器13-1T与接收滤波器13-1R之间的隔离。因此，如箭头71所示，高频发送信号RFT会按照功率放大电路11→开关12→发送滤波器13-1T→接收滤波器13-1R→输出端子1c-1这样的路径而混入到高频接收信号RFR-1。
需要说明的是，在FDD中，在一个频段中同时进行发送和接收。例如，发送滤波器13-1T使高频发送信号RFT带通，并且接收滤波器13-1R使高频接收信号RFR-1带通。但是，在DLCA(Downlink Carrier Aggregation，下行链路载波聚合)时，存在不进行发送仅进行接收的频段。例如，发送滤波器13-NT不使高频发送信号RFT带通，接收滤波器13-NR使高频接收信号RFR-N带通。在该情况下，开关14将第二端子14b与第一端子14a-1之间电连接，并且，也将第二端子14b与第一端子14a-N之间电连接。此时，由于第一端子12a与第二端子12b-N之间未电连接，因此，高频发送信号RFT没有混入到高频接收信号RFR-N。
图2是示出第一实施方式的高频信号收发电路的结构的图。在图2所示的情况(以下称为“第二情况”)下，开关12将第一端子12a与第二端子12b-N之间电连接，开关14将第一端子14a-N与第二端子14b之间电连接。
在第二情况下，示出高频发送信号RFT为LTE的频段3的高频发送信号并且开关12将第一端子12a与第二端子12b-N之间电连接的状态。
在第二情况下，高频发送信号RFT被功率放大电路11放大后，经由第一端子12a及第二端子12b-N，在发送滤波器13-NT进行带通，经由第一端子14a-N、第二端子14b及前端电路2被发送到天线3。
另外，在第二情况下，从前端电路2输入的高频接收信号RFR-N经由第二端子14b及第一端子14a-N，在接收滤波器13-NR进行带通，经由耦合器15-N从输出端子1c-N输出。
此时，理想上期望取得发送滤波器13-NT与接收滤波器13-NR之间的隔离，避免高频发送信号RFT混入到高频接收信号RFR-N。但是，实际上难以完全取得发送滤波器13-NT与接收滤波器13-NR之间的隔离。因此，如箭头72所示，高频发送信号RFT会按照功率放大电路11→开关12→发送滤波器13-NT→接收滤波器13-NR→输出端子1c-N这样的路径而混入到高频接收信号RFR-N。
需要说明的是，在DL CA时，例如，发送滤波器13-1T不使高频发送信号RET带通，接收滤波器13-1R使高频接收信号RFR-1带通。在该情况下，开关14将第二端子14b与第一端子14a-N之间电连接，并且，也将第二端子14b与第一端子14a-1之间电连接。此时，由于第一端子12a与第二端子12b-1之间未电连接，因此，高频发送信号RFT没有混入到高频接收信号RFR-1。
(信号输出电路的动作)
[第一情况]
再次参照图1，信号输出电路20包括延迟电路21、移相器22、开关23、以及衰减器24-1至24-N。
衰减器24-1至24-N相当于本公开的“衰减电路”的一例。
开关23包括第一端子23a和第二端子23b-1至23b-N。开关23的第一端子23a与移相器22电连接。开关23的第二端子23b-1与衰减器24-1电连接。开关23的第二端子23b-N与衰减器24-N电连接。
耦合器10将高频发送信号RFT分配为两个信号，向功率放大电路11输出一个高频发送信号RFT，向延迟电路21输出另一个信号S1。信号S1是与高频发送信号RFT相同的波形且功率小的信号。
在第一实施方式、第二实施方式、第五实施方式及第六实施方式中，信号S1相当于本公开的“第一信号”的一例。
延迟电路21向移相器22输出使信号S1延迟了预先确定的延迟时间的信号S2。
在第一实施方式、第二实施方式、第五实施方式及第六实施方式中，信号S2相当于本公开的“第三信号”的一例。
需要说明的是，延迟电路21的预先确定的延迟时间是从耦合器10、功率放大电路11、开关12、双工器13-1及耦合器15-1的延迟时间之和减去耦合器10、移相器22、开关23、衰减器24-1及耦合器15-1的延迟时间之和而得到的值。由此，在耦合器15-1的高频接收信号RFR-1的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT的延迟与从衰减器24-1向耦合器15-1输入的信号S5的延迟相同。
移相器22向开关23的第一端子23a输出使信号S2的相位相移了预先确定的相移量的信号S3。
在第一实施方式、第二实施方式、第五实施方式及第六实施方式中，信号S3相当于本公开的“第四信号”的一例。
需要说明的是，移相器22的预先确定的相移量是从将耦合器10、功率放大电路11、开关12、双工器13-1及耦合器15-1的相移量之和加上180°所得的值减去耦合器10、延迟电路21、开关23、衰减器24-1及耦合器15-1的相移量之和而得到的值。由此，在耦合器15-1的高频接收信号RFR-1的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT的相位与从衰减器24-1向耦合器15-1输入的信号S5的相位反转。
在第一情况下，开关23将第一端子23a与第二端子23b-1电连接。开关23使信号S3通过，使信号S4向衰减器24-1输出。
在第一实施方式中，信号S4相当于本公开的“第五信号”的一例。
衰减器24-1向耦合器15-1输出使信号S4衰减了预先确定的衰减量的信号S5。
在第一实施方式中，信号S5相当于本公开的“第二信号”的一例。
需要说明的是，衰减器24-1的预先确定的衰减量是从耦合器10、功率放大电路11、开关12、双工器13-1及耦合器15-1的损耗及增益之和减去耦合器10、延迟电路21、移相器22、开关23及耦合器15-1的损耗之和而得到的值。由此，在耦合器15-1的高频接收信号RFR-1的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT的功率与从衰减器24-1向耦合器15-1输入的信号S5的功率大致相同。本公开中的大致相同定义为所混入的高频发送信号RFT与信号S5的振幅之差为2dB以下。
耦合器15-1将信号S5与高频接收信号RFR-1耦合(重合)。在耦合器15-1的高频接收信号RFR-1的传输路径中，信号S5与混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT的延迟量相同，相位反转，功率大致相同。因此，在通过耦合器15-1之后的高频接收信号RFR-1中，抑制了所混入的高频发送信号RFT(理想上是消除)。
[第二情况]
再次参照图2，耦合器10将高频发送信号RFT分配为两个信号，向功率放大电路11输出一个高频发送信号RFT，向延迟电路21输出另一个信号S1。信号S1是与高频发送信号RFT相同的波形且功率小的信号。
延迟电路21向移相器22输出使信号S1延迟了预先确定的延迟时间的信号S2。
移相器22向第一端子23a输出使信号S2的相位相移了预先确定的相移量的信号S3。
在第二情况下，开关23将第一端子23a与第二端子23b-N电连接。开关23使信号S3通过，将信号S4向衰减器24-N输出。
衰减器24-N向耦合器15-N输出使信号S4衰减了预先确定的衰减量的信号S6。
在第一实施方式中，信号S6相当于本公开的“第二信号”的一例。
需要说明的是，衰减器24-N的预先确定的衰减量是从耦合器10、功率放大电路11、开关12、双工器13-N及耦合器15-N的损耗及增益之和减去耦合器10、延迟电路21、移相器22、开关23及耦合器15-N的损耗之和而得到的值。由此，在耦合器15-N的高频接收信号RFR-N的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-N的高频发送信号RFT的功率与从衰减器24-N向耦合器15-N输入的信号S6的功率大致相同。
耦合器15-N将信号S6与高频接收信号RFR-N耦合(重合)。在耦合器15-N的高频接收信号RFR-N的传输路径中，信号S6与混入到高频接收信号RFR-N的高频发送信号RFT的延迟量大致相同、相位反转、功率大致相同。因此，在通过耦合器15-N之后的高频接收信号RFR-N中，抑制了所混入的高频发送信号RFT(理想上是消除)。
(具体例)
图3是示出第一实施方式的高频信号收发电路的各部分的损耗及增益、以及信号的功率的具体例的图。
[第一情况]
向耦合器10输入的高频发送信号RFT的功率为0.5dBm。耦合器10的损耗朝向功率放大电路11侧为-1.5dB，朝向延迟电路21侧为-5dB。
从耦合器10向功率放大电路11输入的高频发送信号RFT的功率大约为-1dBm(＝0.5-1.5)。功率放大电路11的增益为30dB。从功率放大电路11输出的高频发送信号RFT的功率大约为29dBm(＝-1+30)。
开关12的损耗大约为-1dB。发送滤波器13-1T的损耗大约为-2dB。开关14的损耗大约为-1dB。因此，从输入输出端子1b向前端电路2输出的高频发送信号RFT的功率为25dBm(＝29-1-2-1)。
双工器13-1的发送滤波器13-1T与接收滤波器13-1R之间的隔离所引起的损耗大约为-52dB。因此，从接收滤波器13-1R向耦合器15-1输出的混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT的功率为-24dBm(＝29-1-52)。
另一方面，从耦合器10向延迟电路21输入的信号的功率大约为-4.5dBm(＝0.5-5)。
延迟电路21的损耗大约为-1dB。因此，从延迟电路21向移相器22输出的信号的功率大约为-5.5dBm(＝-4.5-1)。
移相器22包括混合耦合器31和32。混合耦合器31和32各自的损耗大约为-3dB。因此，从移相器22向开关23输出的信号的功率大约为-11.5dBm(＝-5.5-3-3)。
开关23的损耗大约为-1dB。因此，从开关23向衰减器24-1输出的信号的功率大约为-12.5dBm(＝-11.5-1)。
衰减器24-1的衰减量大约为-1.5dB。因此，从衰减器24-1向耦合器15-1输出的信号的功率大约为-14dBm(＝-12.5-1.5)。
从衰减器24-1到耦合器15-1的耦合路径的损耗大约为-10dB。因此，在耦合器15-1中，混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT的功率-24dBm与从衰减器24-1向耦合器15-1输入的信号的功率大约-24dBm(＝-14-10)相同。
从衰减器24-1向耦合器15-1输入的信号与混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT的功率大致相同。因此，在通过耦合器15-1之后的高频接收信号RFR-1中，抑制了所混入的高频发送信号RFT。
图4是示出第一实施方式的高频信号收发电路的电路仿真结果的图。波形101是示出第一实施方式的向高频信号收发电路1的高频接收信号RFR-1混入的高频发送信号RFT的功率的波形。波形102是示出不具备信号输出电路20的高频信号收发电路的向高频接收信号RFR-1混入的高频发送信号RFT的功率的波形。
频率m1是LTE的频段1的高频发送信号的下限频率1.92GHz。频率m2是LTE的频段1的高频发送信号的上限频率1.98GHz。
当比较波形101与波形102时，高频信号收发电路1能够在LTE的频段1的高频发送信号的频带(频率m1至m2)的整个区域内抑制向高频接收信号RFR-1混入的高频发送信号RFT的功率。
[第二情况]
再次参照图3，向耦合器10输入的信号的功率为0.5dBm。耦合器10的损耗朝向功率放大电路11侧大约为-1.5dB，朝向延迟电路21侧大约为-5dB。
从耦合器10向功率放大电路11输入的高频发送信号RFT的功率大约为-1dBm(＝0.5-1.5)。功率放大电路11的增益大约为30dB。从功率放大电路11输出的高频发送信号RFT的功率大约为29dBm(＝-1+30)。
开关12的损耗大约为-1dB。双工器13-N的发送滤波器13-NT与接收滤波器13-NR之间的隔离所引起的损耗大约为-70dB。因此，从接收滤波器13-NR向耦合器15-N输出的所混入的高频发送信号RFT的功率大约为-42dBm(＝29-1-70)。
另一方面，从耦合器10向延迟电路21输入的高频发送信号RFT的功率大约为-4.5dBm(＝0.5-5)。
延迟电路21的损耗大约为-1dB。因此，从延迟电路21向移相器22输出的信号的功率大约为-5.5dBm(＝-4.5-1)。
混合耦合器31及32各自的损耗大约为-3dB。因此，从移相器22向开关23输出的信号的功率大约为-11.5dBm(＝-5.5-3-3)。
开关23的损耗大约为-1dB。因此，从开关23向衰减器24-N输出的信号的功率大约为-12.5dBm(＝-11.5-1)。
衰减器24-N的衰减量大约为-19.5dB。因此，从衰减器24-N向耦合器15-N输出的信号的功率大约为-32dBm(＝-12.5-19.5)。
从衰减器24-N到耦合器15-N的耦合路径的损耗大约为-10dB。因此，在耦合器15-N中，混入到高频接收信号RFR-N的高频发送信号RFT的功率大约-42dBm与从衰减器24-N向耦合器15-N输入的信号的功率大约-42dBm(＝-32-10)相同。
从衰减器24-N向耦合器15-N输入的信号与混入到高频接收信号RFR-N的高频发送信号RFT的功率相同。因此，在通过耦合器15-N之后的高频接收信号RFR-N中，抑制了所混入的高频发送信号RFT。
图5是示出第一实施方式的高频信号收发电路的电路仿真结果的图。波形103是示出第一实施方式的高频信号收发电路1的向高频接收信号RFR-N混入的高频发送信号RFT的功率的波形。波形104是示出不具备信号输出电路20的高频信号收发电路的向高频接收信号RFR-N混入的高频发送信号RFT的功率的波形。
频率m3是LTE的频段3的高频发送信号的下限频率1.71GHz。频率m4是LTE的频段3的高频发送信号的上限频率1.785GHz。
当比较波形103与波形104时，高频信号收发电路1能够在LTE的频段3的高频发送信号的频带(频率m3至m4)的整个区域内抑制向高频接收信号RFR-N混入的高频发送信号RFT的功率。
(总结)
如以上说明的那样，信号输出电路20向耦合器15-1输出与混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT的延迟量大致相同、相位反转且功率大致相同的信号S5。耦合器15-1将信号S5与高频接收信号RFR-1耦合。由此，高频信号收发电路1能够抑制混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT。
另外，信号输出电路20向耦合器15-N输出与混入到高频接收信号RFR-N的高频发送信号RFT的延迟量大致相同、相位反转且功率大致相同的信号S6。耦合器15-N将信号S6与高频接收信号RFR-N耦合。由此，高频信号收发电路1能够抑制混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT。
这样，高频信号收发电路1能够抑制混入到多个高频接收信号RFR-1至RFR-N的高频发送信号RFT。由此，高频信号收发电路1能够提高多个高频接收信号RFR-1至RFR-N的接收灵敏度。
<第二实施方式>
图6是示出第二实施方式的高频信号收发电路的结构的图。针对高频信号收发电路1A的结构要素中的与第一实施方式的高频信号收发电路1相同的结构要素标注相同的参照标记并省略说明。
第二实施方式的高频信号收发电路1A示出N＝2的情况。
高频信号收发电路1A与高频信号收发电路1(参照图1及图2)相比，取代信号输出电路20而包括信号输出电路20A。
信号输出电路20A与信号输出电路20相比，取代开关23而包括分配电路25。
在第二实施方式中，分配电路25相当于本公开的“第二分配电路”的一例。
分配电路25将从移相器22输入的信号S3分配为两个信号并输出。
分配电路25包括耦合器41。耦合器41将从移相器22输入的信号S3分配为两个信号，向衰减器24-1输出一个信号S11，向衰减器24-2输出另一个信号S12。
在第二实施方式中，信号S11和S12相当于本公开的“第五信号”的一例。
耦合器41的损耗朝向衰减器24-1侧(信号S11侧)大约为-1.5dB，朝向衰减器24-2侧(信号S12侧)大约为-5dB。
衰减器24-1向耦合器15-1输出使信号S11衰减了预先确定的衰减量的信号S13。
在第二实施方式中，信号S13相当于本公开的“第二信号”的一例。
需要说明的是，衰减器24-1的预先确定的衰减量是从耦合器10、功率放大电路11、开关12、双工器13-1及耦合器15-1的损耗及增益之和减去耦合器10、延迟电路21、移相器22、耦合器41(损耗-1.5dB)及耦合器15-1的损耗之和而得到的值。由此，在耦合器15-1的高频接收信号RFR-1的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT的功率与从衰减器24-1向耦合器15-1输入的信号S13的功率相同。
衰减器24-2向耦合器15-2输出使信号S12衰减了预先确定的衰减量的信号S14。
在第二实施方式中，信号S14相当于本公开的“第二信号”的一例。
与图6不同，研究开关12将第一端子12a与第二端子12b-2电连接的情况。衰减器24-2的预先确定的衰减量是从耦合器10、功率放大电路11、开关12、双工器13-2及耦合器15-2的损耗及增益之和减去耦合器10、延迟电路21、移相器22、耦合器41(损耗-5dB)及耦合器15-2的损耗之和而得到的值。由此，在耦合器15-2的高频接收信号RFR-2的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-2的高频发送信号RFT的功率与从衰减器24-2向耦合器15-2输入的信号S14的功率相同。
高频信号收发电路1A与高频信号收发电路1同样地能够抑制混入到多个高频接收信号RFR-1至RFR-2的高频发送信号RFT。由此，高频信号收发电路1A能够提高多个高频接收信号RFR-1至RFR-2的接收灵敏度。
此外，高频信号收发电路1A与高频信号收发电路1相比，不包括开关23。因此，高频信号收发电路1A能够抑制开关23部分的成本。另外，高频信号收发电路1A不需要开关23的控制布线，因此，能够实现小型化。
另外，高频信号收发电路1A不使用有源部件。因此，高频信号收发电路1A能够抑制功率消耗，控制信号的时钟噪声不会混入到高频接收信号。
<第三实施方式>
(电路结构)
图7是示出第三实施方式的高频信号收发电路的结构的图。针对高频信号收发电路1B的结构要素中的与第一实施方式的高频信号收发电路1或第二实施方式的高频信号收发电路1A相同的结构要素，标注相同的参照标记并省略说明。
高频信号收发电路1B是高频信号收发模块，该高频信号收发模块能够将高频发送信号RFT-1至RFT-N经由前端电路2-1至2-N输出到天线3-1至3-N，并经由前端电路2-1至2-N从天线3-1至3-N接受高频接收信号RFR-1至RFR-N。
高频信号收发电路1B与高频信号收发电路1(参照图1和图2)相比，取代耦合器10而包括耦合器10-1至10-N。另外，高频信号收发电路1B与高频信号收发电路1相比，取代功率放大电路11而包括功率放大电路11-1至11-N。另外，高频信号收发电路1B与高频信号收发电路1相比，取代开关12而包括开关12B。另外，高频信号收发电路1B与高频信号收发电路1相比，取代开关14而包括开关14B。另外，高频信号收发电路1B与高频信号收发电路1相比，取代信号输出电路20而包括信号输出电路20B。
耦合器10-1至10-N分别相当于本公开的“分配电路”。
开关12B包括第一端子12a-1至12a-N、以及第二端子12b-1至12b-N。
开关12B的第一端子12a-1至12a-N与功率放大电路11-1至11-N的输出端子分别电连接。
开关14B包括第一端子14a-1至14a-N、以及第二端子14b-1至14b-N。
开关14B的第二端子14b-1至14b-N经由输入输出端子1b-1至1b-N与前端电路2-1至2-N分别电连接。
(高频信号收发动作)
经由输入端子1a-1及耦合器10-1向功率放大电路11-1输入高频发送信号RFT-1。关于高频发送信号RFT-1，例示出LTE的频段1的高频发送信号，但本公开不限于此。功率放大电路11-1将高频发送信号RFT-1放大后向开关12B的第一端子12a-1输出。
经由输入端子1a-N及耦合器10-N向功率放大电路11-N输入高频发送信号RFT-N。关于高频发送信号RFT-N，例示出LTE的频段3的高频发送信号，但本公开不限于此。功率放大电路11-N将高频发送信号RFT-N放大后向开关12B的第一端子12a-N输出。
开关12B将第一端子12a-1与第二端子12b-1至12b-N中的任意一个端子之间电连接。另外，开关12B将第一端子12a-N与第二端子12b-1至12b-N中的任意一个端子之间电连接。
在图7所示的情况下，示出高频发送信号RFT-1为LTE的频段1的高频发送信号并且开关12B将第一端子12a-1与第二端子12b-1之间电连接的状态。另外，示出高频发送信号RFT-N为LTE的频段3的高频发送信号并且开关12B将第一端子12a-N与第二端子12b-N之间电连接的状态。
开关14B将第一端子14a-1至14a-N中的任意一个端子与第二端子14b-1之间电连接。另外，开关14B将第一端子14a-1至14a-N中的任意一个端子与第二端子14b-N之间电连接。
在图7所示的情况下，示出高频发送信号RFT-1为LTE的频段1的高频发送信号、高频接收信号RFR-1为LTE的频段1的高频接收信号、并且开关14B将第一端子14a-1与第二端子14b-1之间电连接的状态。另外，示出高频发送信号RFT-N为LTE的频段3的高频发送信号、高频接收信号RFR-N为LTE的频段3的高频接收信号、并且开关14B将第一端子14a-N与第二端子14b-N之间电连接的状态。
在图7所示的情况下，高频发送信号RFT-1被功率放大电路11-1放大后，经由第一端子12a-1及第二端子12b-1，在发送滤波器13-1T进行带通，经由第一端子14a-1、第二端子14b-1及前端电路2-1被发送到天线3-1。
另外，在图7所示的情况下，从前端电路2-1输入的高频接收信号RFR-1经由第二端子14b-1及第一端子14a-1，在接收滤波器13-1R进行带通，从输出端子1c-1输出。
另外，在图7所示的情况下，高频发送信号RFT-N被功率放大电路11-N放大后，经由第一端子12a-N及第二端子12b-N，在发送滤波器13-NT进行带通，经由第一端子14a-N、第二端子14b-N及前端电路2-N被发送到天线3-N。
另外，在图7所示的情况下，从前端电路2-N输入的高频接收信号RFR-N经由第二端子14b-N及第一端子14a-N，在接收滤波器13-NR进行带通，从输出端子1c-N输出。
高频信号收发电路1B能够同时发送多个高频发送信号RFT-1至RFT-N。另外，高频信号收发电路1B能够同时接收多个高频接收信号RFR-1至RFR-N。
(信号输出电路的动作)
信号输出电路20B与信号输出电路20，取代延迟电路21而包括延迟电路21-1至21-N。另外，信号输出电路20B与信号输出电路20相比，取代移相器22而包括移相器22-1至22-N。另外，信号输出电路20B与信号输出电路20相比，取代开关23而包括开关23B。
开关23B包括第一端子23a-1至23a-N、以及第二端子23b-1至23b-N。开关23B的第一端子23a-1至23a-N与移相器22-1至22-N分别电连接。开关23B的第二端子23b-1至23b-N与衰减器24-1至24-N分别电连接。
开关23B将第一端子23a-1与第二端子23b-1至23b-N中的任意一个端子之间电连接。另外，开关23B将第一端子23a-N与第二端子23b-1至23b-N中的任意一个端子之间电连接。
在图7所示的情况下，示出开关23B将第一端子23a-1与第二端子23b-1之间电连接的状态。另外，示出开关23B将第一端子23a-N与第二端子23b-N之间电连接的状态。
耦合器10-1将高频发送信号RFT-1分配为两个信号，向功率放大电路11-1输出一个高频发送信号RFT-1，向延迟电路21-1输出另一个信号S21。信号S21是与高频发送信号RFT-1相同的波形且功率小的信号。
在第三实施方式中，信号S21相当于本公开的“第一信号”的一例。
延迟电路21-1向移相器22-1输出使信号S21延迟了预先确定的延迟时间的信号S22。
在第三实施方式中，信号S22相当于本公开的“第三信号”的一例。
需要说明的是，延迟电路21-1的预先确定的延迟时间是从耦合器10-1、功率放大电路11-1、开关12B，双工器13-1及耦合器15-1的延迟时间之和减去耦合器10-1、移相器22-1、开关23B、衰减器24-1及耦合器15-1的延迟时间之和而得到的值。由此，在耦合器15-1的高频接收信号RFR-1的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT-1的延迟与从衰减器24-1向耦合器15-1输入的信号S25的延迟相同。
移相器22-1向开关23B的第一端子23a-1输出使信号S22的相位相移了预先确定的相移量的信号S23。
在第三实施方式中，信号S23相当于本公开的“第四信号”的一例。
需要说明的是，移相器22-1的预先确定的相移量是从将耦合器10-1、功率放大电路11-1、开关12B、双工器13-1及耦合器15-1的相移量之和加上180°所得的值减去耦合器10-1、延迟电路21-1、开关23B、衰减器24-1及耦合器15-1的相移量之和而得到的值。由此，在耦合器15-1的高频接收信号RFR-1的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT-1的相位与从衰减器24-1向耦合器15-1输入的信号S25的相位反转。
在图7所示的情况下，开关23B将第一端子23a-1与第二端子23b-1电连接。开关23B向衰减器24-1输出使信号S23通过后的信号S24。
在第三实施方式中，信号S24相当于本公开的“第五信号”的一例。
衰减器24-1向耦合器15-1输出使信号S24衰减了预先确定的衰减量的信号S25。
在第三实施方式中，信号S25相当于本公开的“第二信号”的一例。
需要说明的是，衰减器24-1的预先确定的衰减量是从耦合器10-1、功率放大电路11-1、开关12B、双工器13-1及耦合器15-1的损耗及增益之和减去耦合器10-1、延迟电路21-1、移相器22-1、开关23B及耦合器15-1的损耗之和而得到的值。由此，在耦合器15-1的高频接收信号RFR-1的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT-1的功率与从衰减器24-1向耦合器15-1输入的信号S25的功率相同。
耦合器15-1将信号S25与高频接收信号RFR-1耦合。在耦合器15-1的高频接收信号RFR-1的传输路径中，信号S25和混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT-1的延迟量相同，相位反转，功率相同。因此，在通过耦合器15-1之后的高频接收信号RFR-1中，抑制了所混入的高频发送信号RFT-1。
耦合器10-N将高频发送信号RFT-N分配为两个信号，向功率放大电路11输出一个高频发送信号RFT-N，向延迟电路21-N输出另一个信号S31。信号S31是与高频发送信号RFT-N相同的波形且功率小的信号。
在第三实施方式中，信号S31相当于本公开的“第一信号”的一例。
延迟电路21-N向移相器22-N输出使信号S31延迟了预先确定的延迟时间的信号S32。
在第三实施方式中，信号S32相当于本公开的“第三信号”的一例。
需要说明的是，延迟电路21-N的预先确定的延迟时间是从耦合器10-N、功率放大电路11-N、开关12B、双工器13-N及耦合器15-N的延迟时间之和减去耦合器10-N、移相器22-N、开关23B、衰减器24-N及耦合器15-N的延迟时间之和而得到的值。由此，在耦合器15-N的高频接收信号RFR-N的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-N的高频发送信号RFT-N的延迟与从衰减器24-N向耦合器15-N输入的信号S35的延迟相同。
移相器22-N向开关23B的第一端子23a-N输出使信号S32的相位相移了预先确定的相移量的信号S33。
在第三实施方式中，信号S33相当于本公开的“第四信号”的一例。
需要说明的是，移相器22-N的预先确定的相移量是从将耦合器10-N、功率放大电路11-N、开关12B、双工器13-N及耦合器15-N的相移量之和加上180°所得的值减去耦合器10-N、延迟电路21-N、开关23B、衰减器24-N及耦合器15-N的相移量之和而得到的值。由此，在耦合器15-N的高频接收信号RFR-N的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-N的高频发送信号RFT-N的相位与从衰减器24-N向耦合器15-N输入的信号S35的相位反转。
在图7所示的情况下，开关23B将第一端子23a-N与第二端子23b-N电连接。开关23B向衰减器24-N输出使信号S33通过后的信号S34。
在第三实施方式中，信号S34相当于本公开的“第五信号”的一例。
衰减器24-N向耦合器15-N输出使信号S34衰减了预先确定的衰减量的信号S35。
在第三实施方式中，信号S35相当于本公开的“第二信号”的一例。
需要说明的是，衰减器24-N的预先确定的衰减量是从耦合器10-N、功率放大电路11-N、开关12B、双工器13-N及耦合器15-N的损耗及增益之和减去耦合器10-N、延迟电路21-N、移相器22-N、开关23B及耦合器15-N的损耗之和而得到的值。由此，在耦合器15-N的高频接收信号RFR-N的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-N的高频发送信号RFT-N的功率与从衰减器24-N向耦合器15-N输入的信号S35的功率相同。
耦合器15-N将信号S35与高频接收信号RFR-N耦合。在耦合器15-N的高频接收信号RFR-N的传输路径中，信号S35与混入到高频接收信号RFR-N的高频发送信号RFT-N的延迟量相同，相位反转，功率相同。因此，在通过耦合器15-N之后的高频接收信号RFR-N中，抑制了所混入的高频发送信号RFT-N。
(总结)
高频信号收发电路1B即便在同时收发多个频段的高频信号的情况下，也能够抑制分别混入到多个高频接收信号RFR-1至RFR-N的高频发送信号RFT-1至RFT-N。由此，高频信号收发电路1B能够提高多个高频接收信号RFR-1至RFR-N的接收灵敏度。
<第四实施方式>
图8是示出第四实施方式的高频信号收发电路的结构的图。针对高频信号收发电路1C的结构要素中的与第一实施方式至第三实施方式的高频信号收发电路1至1B相同的结构要素，标注相同的参照标记并省略说明。
高频信号收发电路1C与高频信号收发电路1(参照图1和图2)相比，取代信号输出电路20而包括信号输出电路20C。
信号输出电路20C与信号输出电路20相比，取代延迟电路21而包括延迟电路21-1至21-N。另外，信号输出电路20C与信号输出电路20相比，取代移相器22而包括移相器22-1至22-N。
开关23的第一端子23a与耦合器10电连接。开关23的第二端子23b-1至23b-N与延迟电路21-1至21-N分别电连接。
开关23将第一端子23a与第二端子23b-1至23b-N中的任意一个端子之间电连接。在图8所示的情况下，示出开关23将第一端子23a与第二端子23b-1之间电连接的状态。
延迟电路21-1至21-N及移相器22-1至22-N的动作与第三实施方式的高频信号收发电路1B相同，因此省略说明。
在第四实施方式中，开关23输出的信号相当于本公开的“第三信号”的一例。在第四实施方式中，延迟电路21-1至21-N输出的信号相当于本公开的“第四信号”的一例。在第四实施方式中，移相器22-1至22-N输出的信号相当于本公开的“第五信号”的一例。在第四实施方式中，衰减器24-1至24-N输出的信号相当于本公开的“第二信号”的一例。
(总结)
高频信号收发电路1C与高频信号收发电路1同样地能够抑制混入到多个高频接收信号RFR-1至RFR-N的高频发送信号RFT。由此，高频信号收发电路1C能够提高多个高频接收信号RFR-1至RFR-N的接收灵敏度。
此外，高频信号收发电路1C与高频信号收发电路1相比，能够调整延迟电路21-1至21-N各自的延迟时间。由此，高频信号收发电路1C能够按照每个频段细微地调整延迟时间。同样地，高频信号收发电路1C与高频信号收发电路1相比，能够调整移相器22-1至22-N各自的相移量。由此，高频信号收发电路1C能够按照每个频段细微地调整相移量。因此，高频信号收发电路1C能够按照每个频段，细微地调整并控制混入到多个高频接收信号RFR-1至RFR-N的高频发送信号RFT。
<第五实施方式>
图9是示出第五实施方式的高频信号收发电路的结构的图。针对高频信号收发电路1D的结构要素中的与第一实施方式至第四实施方式的高频信号收发电路1至1C相同的结构要素，标注相同的参照标记并省略说明。
高频信号收发电路1D与高频信号收发电路1(参照图1和图2)相比，取代信号输出电路20而包括信号输出电路20D。
信号输出电路20D与信号输出电路20相比，取代衰减器24-1至24-N而包括可变衰减器26。
可变衰减器26相当于本公开的“可变衰减电路”的一例。
可变衰减器26与移相器22和开关23的第一端子23a之间电连接。
可变衰减器26向第一端子23a输出使信号S3衰减了预先确定的衰减量的信号S41。
在第五实施方式中，信号S41相当于本公开的“第五信号”的一例。
在图9所示的情况下，可变衰减器26的衰减量是从耦合器10、功率放大电路11、开关12、双工器13-1及耦合器15-1的损耗及增益之和减去耦合器10、延迟电路21、移相器22、开关23及耦合器15-1的损耗之和而得到的值。由此，在耦合器15-1的高频接收信号RFR-1的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT的功率与从开关23向耦合器15-1输入的信号S42的功率相同。
在第五实施方式中，信号S42相当于本公开的“第二信号”的一例。
另外，可变衰减器26的衰减量与图9不同，在开关23的第一端子23a与第二端子23b-N电连接的情况下，是从耦合器10、功率放大电路11、开关12、双工器13-N及耦合器15-N的损耗及增益之和减去耦合器10、延迟电路21、移相器22、开关23及耦合器15-N的损耗之和而得到的值。由此，在耦合器15-N的高频接收信号RFR-N的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-N的高频发送信号RFT的功率与从开关23向耦合器15-N输入的信号S43的功率相同。
在第五实施方式中，信号S43相当于本公开的“第二信号”的一例。
高频信号收发电路1D与高频信号收发电路1同样地能够抑制混入到多个高频接收信号RFR-1至RFR-N的高频发送信号RFT。由此，高频信号收发电路1D能够提高多个高频接收信号RFR-1至RFR-N的接收灵敏度。
此外，高频信号收发电路1D与高频信号收发电路1相比，能够将衰减器的数量从N个削减为一个。因此，高频信号收发电路1D能够实现小型化。
<第六实施方式>
图10是示出第六实施方式的高频信号收发电路的结构的图。针对高频信号收发电路1E的结构要素中的与第一实施方式至第五实施方式的高频信号收发电路1至1D相同的结构要素，标注相同的参照标记并省略说明。
第六实施方式的高频信号收发电路1E示出N＝3的情况。
高频信号收发电路1E与N＝2的情况下的高频信号收发电路1A(参照图6)相比，取代信号输出电路20A而包括信号输出电路20E。
信号输出电路20E与信号输出电路20A相比，取代分配电路25而包括分配电路25E。
在第六实施方式中，分配电路25E相当于本公开的“第二分配电路”的一例。
分配电路25E将从移相器22输入的信号S3分配为三个信号并输出。
分配电路25E包括耦合器41-1和41-2。
耦合器41-1相当于本公开的“第一耦合器”的一例。耦合器41-2相当于本公开的“第二耦合器”的一例。
耦合器41-1将从移相器22输入的信号S3分配为两个信号，向耦合器41-2输出一个信号S51，向衰减器24-3输出另一个信号S52。
耦合器41-2将从耦合器41-1输入的信号S51分配为两个信号，向衰减器24-1输出一个信号S53，向衰减器24-2输出另一个信号S54。
在第六实施方式中，信号S52至S54相当于本公开的“第五信号”的一例。
衰减器24-1向耦合器15-1输出使信号S53衰减了预先确定的衰减量的信号S55。
需要说明的是，衰减器24-1的预先确定的衰减量是从耦合器10、功率放大电路11、开关12、双工器13-1及耦合器15-1的损耗及增益之和减去耦合器10、延迟电路21、移相器22、耦合器41-1及41-2的损耗之和而得到的值。由此，在耦合器15-1的高频接收信号RFR-1的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-1的高频发送信号RFT的功率与从衰减器24-1向耦合器15-1输入的信号S55的功率大致相同。
衰减器24-2向耦合器15-2输出使信号S54衰减了预先确定的衰减量的信号S56。
需要说明的是，衰减器24-2的预先确定的衰减量是从耦合器10、功率放大电路11、开关12、双工器13-2及耦合器15-2的损耗及增益之和减去耦合器10、延迟电路21、移相器22、耦合器41-1及41-2的损耗之和而得到的值。由此，在耦合器15-2的高频接收信号RFR-2的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-2的高频发送信号RFT的功率与从衰减器24-2向耦合器15-2输入的信号S56的功率大致相同。
衰减器24-3向耦合器15-3输出使信号S52衰减了预先确定的衰减量的信号S57。
需要说明的是，衰减器24-3的预先确定的衰减量是从耦合器10、功率放大电路11、开关12、双工器13-3及耦合器15-3的损耗及增益之和减去耦合器10、延迟电路21、移相器22及耦合器41-1的损耗之和而得到的值。由此，在耦合器15-3的高频接收信号RFR-3的传输路径中，混入到高频接收信号RFR-3的高频发送信号RFT的功率与从衰减器24-3向耦合器15-3输入的信号S57的功率大致相同。
高频信号收发电路1E与高频信号收发电路1同样地能够抑制混入到多个高频接收信号RFR-1至RFR-3的高频发送信号RFT。由此，高频信号收发电路1E能够提高多个高频接收信号RFR-1至RFR-3的接收灵敏度。
此外，高频信号收发电路1E与高频信号收发电路1相比，不包括开关23。因此，高频信号收发电路1E能够抑制成本。另外，由于高频信号收发电路1E不需要开关23的控制布线，因此，能够实现小型化。
另外，高频信号收发电路1E不使用有源部件。因此，高频信号收发电路1E能够抑制功率消耗，控制信号的时钟噪声不会混入到高频接收信号。
在第二实施方式中说明了N＝2的情况，在第六实施方式中说明了N＝3的情况，但本公开不限于此。也能够为N为4以上的情况。在该情况下，将3个以上的耦合器多级连接即可。
需要说明的是，上述的实施方式用于容易理解本发明，并非用于限定性地解释本发明。本发明能够在不脱离其主旨的范围内进行变更/改良，并且本发明也包含其等效物。

Claims (7)

1.一种高频信号收发电路，包括：
至少一个功率放大电路，其将高频发送信号放大后输出；
多个双工器，其分别包括使由所述功率放大电路放大后的所述高频发送信号通过的发送滤波器以及使高频接收信号通过的接收滤波器；
至少一个分配电路，其根据向所述功率放大电路输入的所述高频发送信号进行分配，输出第一信号；
信号输出电路，其基于所述第一信号，在多个所述高频接收信号的多个传输路径内的至少一个传输路径中，输出至少一个第二信号，该至少一个第二信号与向所述高频接收信号混入的所述高频发送信号的延迟量大致相同、相位反转、功率大致相同；以及
多个耦合电路，其将所述第二信号与在所述至少一个传输路径中传输的所述高频接收信号耦合。
2.根据权利要求1所述的高频信号收发电路，其中，
所述信号输出电路包括：
延迟电路，其使所述第一信号延迟预先确定的延迟时间，输出第三信号；
移相器，其使所述第三信号相移预先确定的相移量，输出第四信号；
开关，其将第一端子与多个第二端子中的任意一个端子电连接，所述第一端子被输入所述第四信号，从所述多个第二端子中的任意一个端子输出第五信号；以及
多个衰减电路，其与所述多个第二端子分别电连接，使所述第五信号衰减预先确定的衰减量，输出所述第二信号。
3.根据权利要求1所述的高频信号收发电路，其中，
所述信号输出电路包括：
延迟电路，其使所述第一信号延迟预先确定的延迟时间，输出第三信号；
移相器，其使所述第三信号相移预先确定的相移量，输出第四信号；
第二分配电路，其将所述第四信号分配为多个第五信号；以及
多个衰减电路，其使所述多个第五信号分别衰减预先确定的衰减量，分别输出多个所述第二信号。
4.根据权利要求3所述的高频信号收发电路，其中，
所述第二分配电路包括：
第一耦合器，其将所述第四信号分配为两个信号；以及
第二耦合器，其将所述两个信号内的一方分配为两个信号。
5.根据权利要求1所述的高频信号收发电路，其中，
所述高频信号收发电路包括：
多个所述功率放大电路，其将多个所述高频发送信号分别放大后输出；以及
多个所述分配电路，其根据向多个所述功率放大电路输入的多个所述高频发送信号分别进行分配，分别输出多个所述第一信号，
所述信号输出电路包括：
多个延迟电路，其使多个所述第一信号分别延迟预先确定的延迟时间，分别输出多个第三信号；
多个移相器，其与所述多个延迟电路分别电连接，使所述多个第三信号分别相移预先确定的相移量，分别输出多个第四信号；
开关，其将多个第一端子与多个第二端子电连接，所述多个第一端子分别被输入所述多个第四信号，从所述多个第二端子分别输出多个第五信号；以及
多个衰减电路，其与所述多个第二端子分别电连接，使所述多个第五信号分别衰减预先确定的衰减量，分别输出多个所述第二信号。
6.根据权利要求1所述的高频信号收发电路，其中，
所述信号输出电路包括：
开关，其将第一端子与多个第二端子中的任意一个端子电连接，所述第一端子被输入所述第一信号，从所述多个第二端子中的任意一个端子输出第三信号；
多个延迟电路，其与所述多个第二端子分别电连接，使所述第三信号延迟预先确定的延迟时间，输出第四信号；
多个移相器，其与所述多个延迟电路分别电连接，使所述第四信号相移预先确定的相移量，输出第五信号；以及
多个衰减电路，其与所述多个移相器分别电连接，使所述第五信号衰减预先确定的衰减量，输出所述第二信号。
7.根据权利要求1所述的高频信号收发电路，其中，
所述信号输出电路包括：
延迟电路，其使所述第一信号延迟预先确定的延迟时间，输出第三信号；
移相器，其使所述第三信号相移预先确定的相移量，输出第四信号；
可变衰减电路，其使所述第四信号衰减预先确定的多个衰减量内的任意一个衰减量，输出第五信号；以及
开关，其将第一端子与多个第二端子中的任意一个端子电连接，所述第一端子被输入所述第五信号，从所述多个第二端子中的任意一个端子输出所述第二信号。
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