CN114503423A - 用于步进马达驱动器的改进的电流感测和调节 - Google Patents

用于步进马达驱动器的改进的电流感测和调节 Download PDF

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Abstract

一种集成电路(100A)包括H桥电路(102)，其具有用于耦合到电感器(103)的高侧端子的第一输出节点(OUT1)和用于耦合到电感器的低侧端子的第二输出节点(OUT2)。电流感测FET(SNS‑DRV)耦合在电流源(110)和下电源电压之间以提供参考电流(Itrip)，其包括感测节点处的峰值电流限制。电流感测比较器(104)具有耦合到感测节点的第一输入端、耦合到第二输出节点的第二输入端和经耦合以向驱动器控制电路发送输出信号的输出端(113)。FET线性检测电路(112)经耦合以接收有源低侧功率FET(Mls2)的栅极电压(LS2)并且具有经耦合以在有源低侧功率FET在线性区域操作时启用电流感测比较器的输出端(CMP EN)。

Description

用于步进马达驱动器的改进的电流感测和调节
背景技术
在步进马达中，通过调节两个或更多个马达绕组中的电流来控制马达位置。不同的步进马达设计可以具有不同数量的绕组，每个绕组中的电流波形领先或落后于与其他绕组相关联的电流波形。尽管电流调节的许多方面都很好理解，但有问题的控制领域仍然存在。
发明内容
公开的实施例提供了一种FET线性检测电路，该电路跟踪有源低侧功率FET上的栅极电压以确定何时关闭消隐(blanking)并启用电流感测比较器。当有源低侧功率FET处于线性区域时，可以启用电流感测比较器。在一个实施例中，当有源低侧功率FET的栅极上的电压大于比数字上限电源电压低一个阈值电压时，启用电流感测比较器。
在一个方面，公开了一种集成电路的实施例。该集成电路包括：H桥电路，其包括与第一低侧功率FET串联耦合在马达电源电压和下电源电压之间的第一高侧功率场效应晶体管(FET)和与第二低侧功率FET串联耦合在马达电源电压和下电源电压之间的第二高侧功率FET、在第一高侧功率FET和第一低侧功率FET之间的用于耦合到电感器的高侧端子的第一输出节点，以及在第二高侧功率FET和第二低侧功率FET之间的用于耦合到电感器的低侧端子的第二输出节点；电流感测FET，其耦合在电流源和下电源电压之间，以提供参考电流，该参考电流包括在电流源和电流感测FET之间的感测节点处的峰值电流限制；电流感测比较器，其包括耦合到感测节点的第一输入端、耦合到第二输出节点的第二输入端和经耦合以向驱动器控制电路发送输出信号的输出端；以及FET线性检测电路，其经耦合以接收第二低侧功率FET的栅极电压，并且具有经耦合以在第二低侧功率FET在线性区域中操作时启用电流感测比较器的输出端。
在另一方面，公开了一种系统的实施例。该系统包括：步进马达，其具有第一电感器和第二电感器；第一H桥电路，其包括与第一低侧功率FET串联耦合在马达电源电压和下电源电压之间的第一高侧功率FET和与第二低侧功率FET串联耦合在马达电源电压和下电源电压之间的第二高侧功率FET、在第一高侧功率FET和第一低侧功率FET之间的用于耦合到第一电感器的高侧端子的第一输出节点，以及在第二高侧功率FET和第二低侧功率FET之间的用于耦合到第一电感器的低侧端子的第二输出节点；第一电流感测FET，其耦合在电流源和下电源电压之间，以提供参考电流，该参考电流包括在电流源和第一电流感测FET之间的第一感测节点处的峰值电流限制；第一电流感测比较器，其包括耦合到第一感测节点的第一输入端、耦合到第二输出节点的第二输入端和经耦合以向驱动器控制电路发送输出信号的输出端；以及第一FET线性检测电路，其经耦合以接收第二低侧功率FET的栅极电压，并且具有经耦合以在第二低侧功率FET在线性区域中操作时启用第一电流感测比较器的输出端。
在又一方面，公开了一种操作步进马达的方法的实施例。该方法包括：将H桥电路中的第一输出节点附接到电感器的高侧端子，第一输出节点位于耦合到马达电源电压的第一高侧功率FET和耦合到下电源电压的第一低侧功率FET之间；将H桥电路中的第二输出节点附接到电感器的低侧端子，第二输出节点位于耦合到马达电源电压的第二高侧功率FET和耦合到下电源电压的第二低侧功率FET之间；以及当H桥电路在驱动模式中操作时，跟踪第二低侧功率FET上的栅极电压以确定第二低侧功率FET何时在线性区域中操作，并且当第二低侧功率FET在线性区域中操作时，启用第一电流感测比较器，该第一电流感测比较器经耦合以将第二输出节点处的电流与峰值电流限制进行比较。
附图说明
本公开的实施例在附图的图中以示例的方式而非以限制的方式示出，其中相似的附图标记指示相似的元素。应当注意的是，本公开中对“一(an)”或“一个(one)”实施例的不同引用不一定是相同的实施例，这样的引用可以意味着至少一个。此外，当结合实施例描述特定特征、结构或特性时，认为是在本领域技术人员的知识范围内实现与其他实施例结合的这种特征、结构或特性，无论是否被明确描述。如本文所用，术语“耦合(couple或couples)”旨在表示间接或直接电连接，除非限定为“可通信地耦合”，其可以包括无线连接。因此，如果第一设备耦合到第二设备，则该连接可以是通过直接电连接，或通过经由其他设备和连接的间接电连接。
附图被并入并形成说明书的一部分以说明本公开的一个或多个示例性实施例。本公开的各种优点和特征将从以下具体实施方式结合所附权利要求并参考附图来理解，其中：
图1A示出了根据本公开的实施例的具有H桥电路和提供自适应消隐的FET线性检测电路的集成电路；
图1B描绘了根据本公开的实施例的FET线性检测电路的一个示例；
图1C描绘了启动驱动模式时有源低侧功率FET上的栅极电压和第二输出节点OUT2上的电压；
图1D描绘了根据本公开的实施例的FET线性检测电路的一个示例；
图1E描绘了由图1A的电流调节装置提供的消隐时间的及时终止和没有过冲(overshoot)；
图2A-图2C描绘了根据本公开的实施例的操作步进马达的方法；
图3A示出了根据本公开的实施例的H桥和在快速衰减模式期间具有电流感测的电流感测电路；
图3B示出了根据本公开的实施例的H桥和在驱动模式和快速衰减模式期间都具有电流感测的电流感测电路，并且描绘了驱动模式操作；
图3C示出了根据本公开的实施例的H桥和在驱动模式和快速衰减模式期间都具有电流感测的电流感测电路，并且描绘了快速衰减模式操作；
图4A和图4B描绘了根据本公开的实施例的使用公开的电流感测电路在若干示例情况下对电感器电流的改进；
图5A描绘了根据本公开的实施例的操作步进马达的方法；
图5B和图5C描绘了根据本公开的实施例的操作步进马达的方法中的附加元素；
图6为示出根据本公开的实施例的包括电流调节装置的系统的示意图；
图7A展示了通过步进马达的两个线圈中的每一个线圈的电流以及每个步进中的电流控制的示例；
图7B展示了图7A的电流图的每个步进内的电流控制的示例；
图8描绘了可以与步进马达一起使用的电流调节电路的基线实施方式；
图9描绘了H桥电路并示出了三相中的每一相中的电流流动；
图10描绘了在H桥从快速衰减模式切换到驱动模式时的电感器电流和第二输出节点OUT2上的电压，并且示出了在驱动模式开始时需要消隐；
图11A描绘了在消隐时间过长时可能发生的过冲；
图11B描绘了一种潜在的过冲结果；并且
图12A和图12B描绘了使用固定衰减时间可能发生的潜在问题。
具体实施方式
现在将参照附图详细描述本发明的具体实施例。在本发明的实施例的以下详细描述中，阐述了许多具体细节以便提供对本发明的更透彻的理解。然而，对于本领域的普通技术人员来说明显的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践本发明。在其他情况下，没有详细描述众所周知的特征以避免不必要地使描述复杂化。
步进马达操作
步进马达通常具有两个线圈，即电感器，它们在线圈之间以90度角布置。为了平稳操作，通过每个线圈的电流需要具有90度的相位分离，以便为转子产生旋转磁场以跟随。尽管可以使用方波或正弦波来调节线圈中的电流，但使用正弦波轮廓的电流调节具有更平滑的操作和增加的位置分辨率。出于本公开的目的，单个绕组中的电流调节被称为每个绕组中的电流调节的示例。
在当前实施方式中，给定马达绕组中的电流波形由数模转换器(正弦DAC)的输出整形。DAC输出波形，当以足够的放大倍率观察时，以阶梯状形成。对于每个数字输入代码(“DAC代码”)，理想的DAC保持对应的模拟输出电压电平。图7A描绘了步进马达的两个线圈中的输出电流的曲线图形700A，其中“A”线圈提供跟随正弦波的电流Aout并且“B”线圈提供跟随余弦波的电流Bout。在所示出的示例中，电流信号的每个象限被分为十六(16)步进。需要更高位置准确度的应用可以利用更大的步进数，例如256、1024或4096个微步进。
在步进马达的情况下，每个DAC输入代码导致步进马达转子的不同机械旋转位置。因此，波形的任何特定部分都会阶梯式上升以增加电流并且阶梯式下降以降低电流。一旦应用DAC输入代码并且绕组电流达到对应于DAC步进上升的顶部或达到DAC步进下降的底部的电平，该绕组电流的电平被调节以避免转子的任何进一步机械旋转或振动，直到应用不同的DAC输入代码。在没有这种调节的情况下，诸如电源电压变化和步进马达上机械负载的变化等因素可能导致绕组电流在期望步进的持续时间期间发生变化。
在波形中的每个步进处，例如在曲线图形700A中圈出的步进705处，可以发生多个脉冲宽度调制循环，如图7B中曲线图形700B所示。曲线图形700B描绘了由驱动器控制装置提供电流调节时的电流，诸如电流Bout，在该示例中，驱动器控制装置使用峰值电流调节方案。由于线圈被提供有新的上升步进，因此电流Bout在驱动模式中上升，直到电流调节电路能够检测到电流已达到标识为Itrip的新的峰值电流限制。然后电流以快速衰减模式或慢速衰减模式衰减一段时间；然后交替驱动和衰减循环以保持期望电流。
图8描绘了可以用于驱动步进马达的一个电感器的电流调节电路800的基线实施方式。电流调节电路800包含H桥电路802，其包含与第一低侧功率FET Mls1串联耦合在马达电源电压Vm和可以是接地平面的下电源电压之间的第一高侧功率FET Mhs1。第一输出节点OUT1位于第一高侧功率FET Mhs1和第一低侧功率FET Mls1之间。H桥电路802还包含与第二低侧功率FET Mls2串联耦合在马达电源电压Vm和下电源电压之间的第二高侧功率FETMhs2；第二输出节点OUT2位于第二高侧功率FET Mhs2和第二低侧功率FET Mls2之间。在操作期间，电感器803耦合在第一输出节点OUT1和第二输出节点OUT2之间，并且通过电感器803的电流用于驱动例如步进马达。针对功率FET Mhs1、Mls1、Mhs2和Mls2提供相应栅极控制信号HS1、LS1、HS2和LS2。
电流调节电路800还包括数模(正弦-DAC)电路808、电压-电流(V2I)运算放大器810、驱动模式电流感测FET SNS-DRV、电流感测比较器804和驱动器控制电路806。微步进索引器807具有耦合到DAC电路808的输出端，DAC电路808也经耦合以接收模拟参考电压VREF。DAC电路808的输出端耦合到V2I运算放大器810的输入端。驱动模式电流感测FET SNS-DRV耦合在V2I运算放大器810和下电源电压之间，并且驱动模式电流感测FET SNS-DRV的栅极耦合到第二低侧功率FET Mls2的栅极。感测节点812位于V2I运算放大器810和驱动模式电流感测FET SNS-DRV之间。电流感测比较器804具有耦合到第二输出节点的第一输入端、耦合到感测节点812的第二输入端以及耦合到驱动器控制电路806的输出端。
在图8所示的示例中，电流调节电路800在驱动模式中操作，其中第一高侧功率FETMhs1和第二低侧功率FET Mls2导通。电感器电流Iout从马达电源电压Vm通过第一高侧功率FET Mhs1、电感器803和第二低侧功率FET Mls2流到下电源电压，从而增加了通过电感器803的电感器电流Iout。在操作期间，微步进索引器807提供微步进索引器位，其是对应于与一个或多个步进马达位置命令相关联的电流波形的期望形状的DAC代码序列。DAC电路808接收这些微步进索引器位和模拟参考电压VREF。DAC电路808将电流DAC代码转换为模拟电压设定点Vtrip，其被提供给V2I运算放大器810，V2I运算放大器810进而提供对应于电流微步进的峰值电流限制Itrip。由于驱动模式感测FET SNS_DRV也在驱动模式期间导通，所以感测节点812反映峰值电流限制Itrip的值。电流感测比较器804将会将第二输出节点OUT2上的电流与峰值电流限制Itrip进行比较，以确定何时关闭驱动模式。比较结果被发送到驱动器控制电路806，驱动器控制电路806提供栅极控制信号HS1、HS2、LS1和LS2来控制H桥电路中的功率FET。当电流感测比较器804检测到电感器电流Iout大于峰值电流限制Itrip时，驱动模式结束并且衰减模式开始。
图9描绘了H桥电路900并且示出了可以用于驱动步进马达的三种传导模式：驱动模式DRV、快速衰减模式FD和慢速衰减模式SD。在驱动模式中，第一高侧功率FET Mhs1和第二低侧功率FET Mls2导通以驱动来自马达电源电压Vm的电流通过第一高侧功率FET Mhs1、电感器903和第二低侧功率FET Mls2到下电源电压，如实线箭头所示。电感器903中的电流以Vm/L的速率斜坡上升，其中L是电感器903的电感。在驱动模式开始时的初始消隐时段(将在下面进一步解释)之后，例如使用比较器(诸如电流调节电路800的电流感测比较器804)将通过电感器903的电流与峰值电流限制Itrip进行比较。如前所述，当电感器电流Iout超过峰值电流限制Itrip的值时，驱动模式关闭。然后将控制H桥电路进入快速衰减模式或慢速衰减模式。
在快速衰减模式中，第二高侧FET Mhs2和第一低侧功率FET Mls1被导通。由于电感器903的电感，电流从下电源电压通过第一低侧功率FET Mls1、电感器903和第二高侧功率FET Mhs2流到马达电源电压Vm，如虚线箭头所示，但以-Vm/L的斜率衰减。在一个实施例中，快速衰减模式在再次进入驱动模式之前操作达固定时间。
在慢速衰减模式中，第一高侧功率FET Mhs1和第二高侧功率FET Mhs2都关断，并且第一低侧功率FET Mls1和第二低侧功率FET Mls2都导通，使得电流在从下电源电压通过第一低侧功率FET Mls1、电感器903、第二低侧功率FET Mls2回到下电源电压的回路中行进，如弯曲箭头所示。正如名称所暗示的，在慢速衰减模式中，通过电感器903的电流不会像在快速衰减模式中那样快速衰减。
自适应消隐时间
尽管可以在驱动模式开始后立即开始将电感器电流Iout与峰值电流限制Itrip进行比较，但是由于电路中的噪声，不能立即获得准确的比较结果。图10示出了这个问题。曲线图形1000描绘了在快速衰减模式结束和驱动模式开始期间电感器电流Iout和第二输出节点OUT2上的电压。在快速衰减模式结束期间，电感器电流Iout以稳定的速率下降，而输出节点上的电压稳定在约马达电源电压Vm处。
当快速衰减模式在时间T1处关闭时，第二输出节点OUT2上的电压快速朝零下降，而电感器电流Iout继续短暂地向下移动，然后随着驱动模式生效再次开始上升。当第二输出节点OUT2上的电压达到零时，在电压开始上升之前，信号中可能存在振铃(ringing)。
为了实现图8所示的电流感测电路提供准确的测量结果，第二低侧功率FET Mls2需要在线性区域中操作，其中第二输出节点上的电压接近零。在驱动模式开始之后，必须等待第二输出节点OUT2从马达电源电压Vm转换(slew)到0，例如在时间T2左右，然后尝试通过第二低侧功率FET Mls2感测电感器803中的电流。这意味着消隐时间应始终大于驱动器的转换时间。
确定适当量的消隐时间已被证明是困难的，尤其是当预期电流调节系统跨一系列马达电压和电感操作时。提供更高的消隐时间，即在驱动模式开始后在感测之前等待更长的时间，在某些情况下可能导致电感器电流Iout超过峰值电流限制Itrip的值。图11A描绘了包含这种发生的实例的曲线图形1100A。在消隐时间Tblank完成之前，电感器电流Iout已经超过峰值电流限制Itrip。在一些实施例中，例如，当衰减时间Toff是固定值时，过高的消隐时间可能导致在随后的循环中失去调节并导致失控电流。在调节较低的电流电平和较高的马达电源电压与电感的比率(即Vm/L)期间，该问题更为突出。另一方面，提供过短的消隐时间可能导致驱动模式过早关闭和未调节的电感器电流Iout。这种电流失真使运动或步进马达更加粗糙，导致振动、可听噪声和角度误差。这种不均匀运动的示例在图11B的曲线图形1100B中示出。
虽然步进马达的驱动器的消隐时间主要取决于开关节点的转换速率/压摆率(slew-rate)，但支持汽车和工业市场的步进马达的驱动器预期将提供广泛的可编程转换速率，例如，从10V/μs到150V/μs，以满足像更小的电磁干扰(EMI)、最佳功耗等标准。此外，转换速率可以随工艺和温度变化大约百分之三十(30％)。
步进马达的许多驱动器电路使用固定的消隐时间，该消隐时间源自仿真数据的最大值，并取决于转换速率随工艺、温度、设备类型的变化以及在某种程度上取决于马达电源电压Vm。通常，该消隐时间是针对最坏情况选择的，并且因此在许多其他情况下都高于所需时间。根据最坏的情况选择消隐时间可能导致电流失真问题和/或电流失控。一些驱动器电路具有消隐时间可编程性，以用于更低和更高的电流。在较低的电流电平下，产生的噪声要少得多，因此需要较低的消隐时间来防止电流失控。然而，消隐时间可编程性将基于所使用的马达选择消隐时间的负担置于客户身上。
通过尝试具有固定的消隐时间可能导致许多问题，因为不同的转换速率选项需要不同的消隐时间。对于一个器件系列，设计时间和数字逻辑修改非常广泛，以支持多种转换速率的不同消隐时间。在某些设备上，客户可以通过调整引脚上提供的电阻来改变转换速率。在这种情况下，编程消隐时间是困难的。可以选择消隐时间限制以适应最坏情况拐角(worst case corner)，以防止误跳闸，但这种选择通常将导致消隐时间高于所需的消隐时间，并可能导致上述电流失真问题和/或电流失控。
此外，由于器件建模限制，如果硅中的转换速率与仿真转换速率不匹配，则结果可能是电流感测期间的功能故障。当选择更高的消隐时间时，在步进马达的最大步进频率和最大旋转速度上施加了限制。因此，优化消隐时间至关重要。
图1A描绘了根据本公开的实施例的具有提供自适应消隐的FET线性检测电路112的H桥和电流感测电路100A。H桥和电流感测电路100A包含H桥电路102，其具有耦合在第一输出节点OUT1和第二输出节点OUT2之间的电感器103。H桥和电流感测电路100A还包括微步进索引器107、DAC电路108、V2I运算放大器110、驱动模式电流感测FET SNS-DRV和电流感测比较器104。虽然在电流感测电路100A中没有具体示出，但除了接收马达电压Vm的H桥之外，索引器107、DAC 108、V2I运算放大器110、驱动模式电流感测FET SNS-DRV、电流感测比较器104和FET线性检测电路112均由数字上电源电压DVDD供电，在一个实施例中数字上电源电压DVDD为5V。微步进索引器107和模拟参考电压VREF经耦合以向DAC电路108提供输入。DAC电路108的输出端耦合到V2I运算放大器110的输入端。驱动模式电流感测FET SNS-DRV耦合在V2I运算放大器110和下电源电压之间，并且驱动模式电流感测FET SNS-DRV的栅极耦合到第二低侧功率FET M1s2的栅极。感测节点111位于V2I运算放大器110和驱动模式电流感测FET SNS-DRV之间。电流感测比较器104具有耦合到第二输出节点OUT2的第一输入端、耦合到感测节点111的第二输入端以及经耦合以将输出信号113提供给驱动器控制电路(未具体示出)的输出端。
当H桥和电流感测电路100A在驱动模式中操作时，第一高侧功率FET Mhs1和第二低侧功率FET Mls2导通并且电感器电流Iout如箭头114所示流动。在驱动模式中的操作如前所述继续，其中微步进索引器107提供索引器位，这些索引器位是对应于电流波形的期望形状的DAC代码序列。DAC电路108接收这些微步进索引器位和模拟参考电压VREF，将电流DAC代码转换为模拟电压设定点Vtrip，并将模拟电压设定点Vtrip提供给V2I运算放大器110。在驱动模式期间，驱动模式电流感测FET SNS-DRV被导通，使得V2I运算放大器110耦合到下电源电压以提供对应于电流微步进的峰值电流限制Itrip。感测节点111将峰值电流限制Itrip的值提供给电流感测比较器804的第二输入节点，电流感测比较器804将第二输出节点OUT2上的电流与峰值电流限制Itrip进行比较。当电流感测比较器104检测到电感器电流Iout大于峰值电流限制Itrip时，电流感测比较器104将高值发送到驱动器控制电路，使得驱动模式结束并且衰减模式开始。
当两个低侧功率FET都活动时，FET线性检测电路与H桥电路中的有源低侧功率FET一起操作，或者与第二低侧功率FET一起操作。这里描述了在驱动模式期间FET线性检测电路的操作，但是如下文将进一步讨论的，FET线性检测电路的实施例也可以在快速衰减模式或慢速衰减模式期间操作。在H桥和电流感测电路100A中，FET线性检测电路112经耦合以接收第二低侧栅极控制信号LS2作为输入并将比较器使能信号CMP_EN提供给电流感测比较器104。FET线性检测电路112在第二低侧功率FET Mls2从“饱和”区域转变到“线性”区域之后，通过在电流感测比较器104处启用电流感测来提供自适应消隐。在一个实施例中，FET线性检测电路112通过检测第二低侧功率FET LS2的栅极何时变得大于比数字上电源电压DVDD低一个阈值电压来做出该确定。
图1C描绘了当第二低侧功率FET Mls2被导通时第二低侧栅极控制信号LS2上的电压和第二输出节点OUT2上的电压的曲线图形100C；这个短暂的时段分为三个分开的时间段。在第一时间段内，第二低侧栅极控制信号LS2上的电压开始上升，并将穿过阈值电压Vth，使得第二低侧功率FET Mls2开始导通。在第二时间段内，第二低侧栅极控制信号LS2处于米勒平台，并且不上升；在第三时间段期间，第二低侧栅极控制信号LS2再次开始上升。
在驱动模式中，第一高侧栅极控制信号HS1和第二低侧栅极控制信号LS2上的电压都变高，并且第二输出节点OUT2上的电压从高转变为低。如曲线图形100C所示，第二低侧栅极控制信号LS2在第二输出节点OUT2的转变期间保持在米勒平台区域。FET线性检测电路112检测到电压已经通过米勒平台的末端，这指示第二低侧功率FET Mls2正在进入线性区域，并且因此指示对消隐时间的需要结束。
图1B描绘了FET线性检测电路100B的一个实施例，其可以使用曲线图形100C中所示的知识来确定何时开启比较器使能信号CMP_EN。在FET线性检测电路100B中，检测P型场效应晶体管(PFET)M3与电流吸收器115串联耦合在数字上电源电压DVDD和下电源电压之间。当用于驱动模式期间的自适应消隐时，检测PFET M3的栅极耦合到第二低侧功率FETMls2的栅极以接收第二低侧栅极控制信号LS2。施密特触发器116也耦合在数字上电源电压DVDD和下电源电压之间。施密特触发器具有耦合到位于检测PFET M3和电流吸收器115之间的栅极感测节点118的输入端，并且具有经耦合以提供比较器使能信号CS-EN的输出端，该比较器使能信号启用电流感测比较器104。
在H桥和电流检测电路100A的操作期间，当H桥电路102处于快速衰减模式，使得第二低侧栅极控制信号LS2为低时，检测PFET M3导通并提供电流到电流吸收器115，电流吸收器115保持栅极感测节点118上的电压为高。施密特触发器116在比较器使能信号CMP_EN上产生低信号，使得电流感测比较器104不被启用。当H桥电路102开始驱动模式时，第二低侧栅极控制信号LS2开始上升并且当它达到比数字电源电压DVDD低阈值电压Vt时，检测PFETM3关断。因为电流吸收器115继续从栅极感测节点118吸收电流，所以栅极感测节点118上的电压将变低并且施密特触发器116将在比较器使能信号CMP_EN上提供高信号，从而触发电感器电流Iout与峰值电流限制Itrip的比较。
图1D描绘了驱动模式期间的第二低侧控制信号LS2和比较器使能信号CMP_EN。最初，第二低侧控制信号LS2和比较器使能信号CMP_EN都为低，但随着第二低侧功率FET Mls2被导通，第二低侧控制信号LS2斜坡上升。当第二低侧控制信号LS2变得大于DVDD-Vt的值时，比较器使能信号CMP_EN变高，结束消隐并开始电流感测。当驱动模式结束时，第二低侧控制信号LS2下降到低于DVDD-Vt，比较器使能信号CMP_EN关闭，并且电流感测比较器104被禁用，直到下一次第二低侧功率FET Mls2被导通。因此，作为FET线性检测电路112的示例的FET线性检测电路100B提供了不依赖于转换速率的自适应消隐时段。消隐时间可以是最佳的，从而避免了过早感测或电流失控。
图1E描绘了当FET线性检测电路112与H桥电路102一起使用时电感器电流Iout的示例曲线图形100E。曲线图形100E中的电感器电流Iout不是如曲线图形1100A所示具有太长的消隐时段，而是具有减少的消隐时段Tblank。这个较短的消隐时段使电流感测比较器104能够及时检测到电感器电流Iout达到峰值电流限制Itrip并触发快速衰减模式的开始。因此可以避免诸如电流失控的问题。
图2A描绘了根据本公开的实施例的操作步进马达的方法200。该方法开始于将H桥电路中的第一输出节点附接205到电感器的高侧端子并且将H桥电路中的第二输出节点附接210到电感器的低侧端子。第一输出节点位于耦合到马达电源电压的第一高侧功率FET和耦合到下电源电压的第一低侧功率FET之间。第二输出节点位于耦合到马达电源电压的第二高侧功率FET和耦合到下电源电压的第二低侧功率FET之间。当H桥电路在驱动模式中操作时，跟踪215第二低侧功率FET上的栅极电压以确定第二低侧功率FET何时在线性区域中操作。当第二低侧功率FET在线性区域中操作时，启用220第一电流感测比较器。第一电流感测比较器经耦合以将第二输出节点OUT2处的电感器电流Iout与峰值电流限制Itrip进行比较。
尽管上面针对在驱动模式中的操作进行描述，但自适应消隐也可以用于慢速衰减模式和快速衰减模式两者。在慢速衰减模式中的操作在图2B中示出。当H桥电路在慢速衰减模式中操作时，跟踪225第二低侧功率FET上的栅极电压以确定第二低侧功率FET何时在线性模式中操作。当第二低侧功率FET在线性模式中操作时，启用230第一电流感测比较器，该比较器现在经耦合以将第二输出节点处的电流与第一谷值电流限制进行比较。
如图2C所示，当H桥电路在快速衰减模式中操作时，跟踪235第一低侧功率FET上的栅极电压以确定第一低侧功率FET何时在线性模式中操作。当第一低侧功率FET在线性模式中操作时，启用240第二电流感测比较器。第二电流感测比较器经耦合以将第一输出节点处的电流组合第一谷值电流限制与下电源电压进行比较。将理解的是，当比较器使用的参考电流是承载峰值电流限制Itrip和谷值电流限制Ivalley两者的迟滞参考电流时，图2B和图2C中所示的方法是可操作的。
所公开的FET线性检测电路和操作步进马达的相关联方法可以提供以下优点中的一个或多个：
·与驱动器的转换速率无关；
·独立于用于电流调节的算法，例如固定关闭时间、固定频率、纹波控制等；
·移除针对多个不同转换速率中的每一个的固定定时器，从而允许简化的电路、面积节省、降低数字复杂性并缩短产品系列的设计时间；
·由于没有选择悲观的消隐时间，因此避免了平均马达电流和电流失控问题的误差；
·利用输出电流自动缩放最小驱动时间，并且通过限制低电流步进处的驱动时间可以帮助减轻过零失真；
·当H桥电路从驱动模式转变到慢速衰减模式时，第二输出节点OUT2已经具有为零的值，使得第二输出节点OUT2没有转换。在这种情况下，FET线性检测电路112已经提供了高值，这导致没有消隐时间。这种响应是理想的。因为现有技术不跟踪栅极电压，所以现有技术电路将增加消隐时间而不考虑转变。
快速衰减模式中的电流感测
当期望波形需要降低步进时，电感器电流Iout需要在每个步进处降低到下一个较低电平。在纹波控制方案中，当发生递减步进时，启动快速衰减模式以尽快达到较低电平。然而，现有设计在快速衰减模式期间没有电流感测。相反，在快速衰减模式中的固定时间后，驱动器进入驱动模式以感测电流。
图12A描绘了示出在具有高电感的马达中的这个问题的曲线图形1200A。曲线图形1200A描绘了峰值电流限制Itrip、电感器电流Iout和步进指示器Step。最初，电感器电流Iout描述了当连续驱动模式将电流驱动到峰值电流限制Itrip的值时的电流，然后允许电流衰减固定量的时间。在时间Ta处，步进指示器Step提供脉冲来指示期望新的步进，在所示的实施例中是步进向下。随着峰值电流限制Itrip的值步进向下，电感器电流Iout被设置为在快速衰减模式中衰减2μs的固定时间段，然后将H桥电路置于驱动模式足够长的一段时间来通过消隐时间并测量电感器电流Iout。因此，快速衰减循环与驱动模式的交替增加了到达下一个较低电平所花费的总时间，而不是期望的快速下降到下一个较低电平。这产生转矩纹波。
如图12B中的曲线图形1200B所示，低电感马达可能出现不同的问题。在这种情况下，再次利用2μs的快速衰减时段。但是，每次步进指示器Step提供脉冲并且峰值电流限制Itrip的值下降时，电感器电流Iout在快速衰减模式期间下降得比期望的要大得多，而不是花费长时间段来衰减到下一个电平。这种过度下降导致巨大的电流纹波，其使电流波形失真。如曲线图形1200A和1200B所示，用于快速衰减时间的基于延迟的方法无法跨马达参数进行优化。
曲线图形1200A和1200B中所示的问题是由于在快速衰减模式中不能感测电感器电流Iout的事实。如果可以在快速衰减模式中可靠地感测通过马达的电流，则可以取消使用基于时间的方法，并且可以更精确地调节电流。在快速衰减模式期间感测电感器电流Iout的问题是电感器两端的电压为负，这给电流检测带来了问题。
图3A描绘了H桥和电流感测电路300A，其包括接收马达电源电压Vm作为上电源电压的H桥电路301和接收数字电源电压DVDD作为上电源电压的电流感测电路303。电流感测电路303经耦合以在快速衰减模式期间检测谷值电流限制并且包括微步进索引器307、DAC电路308、V2I运算放大器310、快速衰减模式电流感测FET SNS-FD和电流感测比较器304。微步进索引器307和模拟参考电压VREF经耦合以向DAC电路308提供输入。DAC电路308耦合到V2I运算放大器310的输入端。快速衰减模式电流感测FET SNS-FD耦合在V2I运算放大器110和第一输出节点OUT1之间，并且快速衰减模式电流感测FET SNS-FD的栅极耦合到第一低侧功率FET Mls1的栅极。感测节点311位于V2I运算放大器310和快速衰减模式电流感测FETSNS-FD之间。电流感测比较器304具有耦合到感测节点311的第一输入端、耦合到下电源电压的第二输入端以及经耦合以将输出信号313发送到驱动器控制电路(未具体示出)的输出端。
因为在快速衰减模式期间第一输出节点OUT1处的电流为负，所以第一输出节点OUT1处的电流被加到谷值电流限制Ivalley并提供给电流感测比较器304的第一输入端。在感测节点311上感测到的组合电流将与下电源电压(例如0V)进行比较，以检测组合电流何时过零。在一个实施例中，H桥和电流感测电路300A可以与电流调节电路800组合，使得电流感测比较器804是用于在驱动模式期间调节电流的第一电流感测比较器，并且电流感测比较器104是用于在快速衰减模式期间调节电流的第二电流感测比较器。在利用峰值电流限制Itrip和谷值电流限制Ivalley两者的情况下，当第一低侧功率FET Mls1和第二低侧功率FET Mls2都导通时，电流感测比较器804也可以用于在慢速衰减模式期间感测电流。
H桥和电流感测电路300B的另一个实施例在图3B和图3C中都示出。H桥和电流感测电路300B1在图3B中示出为具有用于驱动模式的设置，并且H桥和电流感测电路300B2在图3C中示出为具有用于快速衰减模式的设置。使用H桥和电流感测电路300B，可以使用单个电流感测比较器320在驱动模式和快速衰减模式两者中执行电流感测。如图3B和图3C所描绘的，H桥和电流感测电路300B是包括H桥电路322和电流感测电路324的集成电路(IC)芯片321的一部分。IC芯片321上的四个引脚在H桥和电流感测电路300B中示出，即引脚P1-P4。第一引脚P1可以耦合到马达电源电压Vm以将马达电源电压提供给H桥。第二引脚P2耦合到第一输出节点OUT1并且可以耦合到步进马达328的第一电感器326的高侧端子。第三引脚P3耦合到第二输出节点OUT2并且可以耦合到第一电感器326的低侧端子。第四引脚P4经耦合以提供下电源电压，并且在一个实施例中可以耦合到接地平面。H桥和电流感测电路300B的第二副本(未具体示出)通常存在于IC芯片321上并且可以耦合到步进马达328中的第二电感器330的端子，但是将接收提供与H桥和电流感测电路300B的波形偏移的波形的控制信号。
电流感测电路324包括电流源CS1，其与感测节点SNS-DUAL串联耦合在数字上电源电压DVDD和第一可切换节点SW1之间。第一可切换节点SW1可以可切换地耦合到第一输出节点OUT1或下电源电压。感测节点332位于电流源CS1和第一可切换节点SW1之间并且耦合到电流感测比较器320的第一输入端。电流感测比较器320的第二输入端耦合到第二可切换节点SW2。第二可切换节点SW2可以可切换地耦合到下电源电压或者耦合到第二输出节点OUT2。如将在下面进一步讨论的，电流源CS1提供迟滞参考电流。在期望波形中的每个步进处，电流源CS1都能够提供对应的峰值电流限制和对应的谷值电流限制两者。
如图3B所示，H桥和电流感测电路300B1在驱动模式中操作，其中电流如箭头334所示移动通过H桥电路322和第一电感器326。第二输出节点OUT2提供第二输出电压V2，其等于Iout*Rds(on)，其中Iout是电感器电流并且Rds(on)是主要FET的源极/漏极导通电阻，该主要FET在驱动模式中是第二低侧功率FET Mls2。第二输出节点OUT2在驱动模式中通过第二可切换节点SW2耦合到电流感测比较器320的第二输入端，并且第一可切换节点SW1耦合到下电源电压。在驱动模式期间，电流源CS1提供峰值电流限制Itrip。电流感测比较器320因此将第二输出节点OUT2上的电流与峰值电流限制Itrip进行比较，并且当第二输出节点OUT2上的电流变得大于峰值电流限制Itrip时，输出信号319被发送到驱动器电路(未具体示出)以结束驱动模式。尽管未具体示出，但H桥和电流感测电路300B1中的设置也可以用于在第一低侧FET Mls1和第二低侧FET Mls2都活动时的慢速衰减模式期间提供自适应消隐。在这种情况下，电流源CS1提供代表谷值电流限制的电流。
如图3C所示，H桥和电流感测电路300B2在快速衰减模式中操作，其中电流如箭头336所示移动通过H桥电路322和第一电感器326。第一输出节点OUT1提供等于–Iout*Rds(on)的第一输出电压V1，其中再次Iout是电感器电流并且Rds(on)是主要FET的源极/漏极导通电阻，该主要FET在快速衰减模式中是第一低侧功率FET Mls1。在快速衰减模式中，第一输出节点OUT1通过第一可切换节点SW1耦合到感测节点332和电流感测比较器320的第一输入端，并且第二可切换节点SW2耦合到下电源电压。在快速衰减模式期间，电流源CS1提供谷值电流限制Ivalley，使得电流感测比较器320将第一输出节点OUT1上的电流组合谷值电流限制Ivalley与零进行比较，并且当组合电流过零时，将输出信号319发送到驱动器电路(未具体示出)以结束快速衰减模式。
尽管未在这些图中具体示出，但是H桥和电流感测电路300A、300B中的每一个可以包括FET线性检测电路以确定何时启用相应电流感测比较器304、320。在图3A中，FET线性检测电路可以经耦合以接收第一低侧功率FET Mls1上的栅极电压并耦合到比较器304以提供比较器使能信号。在图3B中，FET线性检测电路可以可切换地耦合以在快速衰减模式期间接收第一低侧功率FET Mls1上的栅极电压并且在驱动模式和慢速衰减模式期间接收第二低侧功率FET Mls2上的栅极电压。
图12A和图12B已经描绘了当不能在快速衰减模式中感测电流时可能出现的问题。图4A和图4B描绘了在快速衰减模式中使用电流感测时的电感器电流Iout；图4A描绘了与图12A相似的情况并且图4B描绘了与图12B相似的情况。在图4A和图12A两者中，马达具有高电感。当每个快速衰减时段使用2μs并随后切换到驱动模式时，导致缓慢下降到新设置。在图4A中，由于使用了快速衰减模式中的电流感测，电感器电流Iout能够在快速衰减模式中继续，直到达到谷值电流限制Ivalley，从而导致更快地下降到新的电平。
在图4B和图12B两者中，马达具有低电感。当在固定快速衰减时段期间没有电流感测可用时，在马达切换到驱动模式以确定电感器电流Iout的值之前，电感器电流Iout可能会下降到远低于峰值电流限制Itrip。在图4B中，通过在快速衰减模式中使用谷值电流限制和电流感测，电感器电流Iout不会下降到低于期望值并且可以提供更平滑的操作。
图5A描绘了根据本公开的实施例的操作步进马达的方法500A。方法500A开始于将H桥电路中的第一输出节点附接505到电感器的高侧端子并且将H桥电路中的第二输出节点附接510到电感器的低侧端子。第一输出节点位于耦合到马达电源电压的第一高侧功率FET和耦合到下电源电压的第一低侧功率FET之间，并且第二输出节点位于耦合到马达电源电压的第二高侧功率FET和耦合到下电源电压的第二低侧功率FET之间。
方法500A还包括，在快速衰减模式期间，耦合515电流源以提供谷值电流限制，该电流源耦合到电流感测节点，该电流感测节点也耦合到电流感测比较器的第一输入端。该方法还包括将电流感测节点耦合520到第一输出节点并且将电流感测比较器的第二输入端耦合到下电源电压。
当H桥和电流感测电路如以H桥和电流感测电路300A或如以H桥和电流感测电路300B配置时，可以利用方法500A。图5B和图5C向方法500A添加了附加元素，但仅在使用单个电流感测比较器执行驱动模式和快速衰减模式两者期间的电流感测时利用。在这种情况下，在驱动模式期间，电流源被耦合525以提供峰值电流限制。电流感测节点耦合530到下电源电压，并且电流感测比较器的第二输入端耦合到第二输出节点。在慢速衰减模式期间，电流源经耦合535以提供谷值电流限制；电流感测节点耦合540到第二输出节点，并且电流感测比较器的第二输入端耦合到下电源电压。
使用快速衰减电流感测可以跨马达电源电压Vm和电感L的所有变化提供更好的电流调节。此外，使用单个比较器来测量峰值电流限制和谷值电流限制两者可以提供纹波的增加的准确度。
图6描绘了可以包括H桥和电流感测电路100A、300A、300B1、300B2中的一个或多个的系统600。系统600包括IC芯片602，其通过控制通过第一电感器606和第二电感器608的电感器电流而耦合到驱动步进马达604。可替代地，IC芯片可以用于驱动双向电流通过两个外部负载。在一个替代实施例中，两个外部负载是第一有刷直流马达603和第二有刷直流马达605。
多个引脚向IC芯片602提供输入和输出，尽管这里只指出了几个引脚。若干第一引脚P1耦合到马达电源电压Vm，并且若干第四引脚P4耦合到接地平面以提供下电源电压。第二引脚P2耦合到第一电感器606的高侧端子，并且引脚P3耦合到第一电感器606的低侧端子。类似地，第五引脚P5耦合到第二电感器608的高侧端子，并且第六引脚P6耦合到第二电感器608的低侧端子。
在IC芯片602内，电力供应电路610接收马达电压Vm并将电力分配给IC芯片602上的其他电路。电力供应电路610可以包括例如电荷泵和用于数字上电源电压DVDD的稳压器。控制输入电路612接收用于控制H桥电路的逻辑控制信号。这些逻辑控制信号可以包括例如使能信号和脉宽调制(PWM)控制。电力供应电路610和控制输入电路612都耦合到数字核心电路616。数字核心电路616经耦合以将控制信号发送到第一栅极驱动器电路620和第二栅极驱动器电路622。
第一栅极驱动器620耦合到H桥和电流感测电路624以提供用于H桥FET的控制信号并接收电流感测信息。H桥和电流感测电路624通过第二引脚P2耦合到第一电感器606的高侧端子并且通过第三引脚P3耦合到第一电感器606的低侧端子。H桥和电流感测电路624中的电流感测元件也耦合到电流感测比较器625以用于与第一参考电压Vref1进行比较。
类似地，第二栅极驱动器622耦合到H桥和电流感测电路626以提供用于相关联的H桥FET的控制信号并接收电流感测信息。H桥和电流感测电路626通过第五引脚P5耦合到第二电感器608的高侧端子并且通过第六引脚P6耦合到第二电感器608的低侧端子。H桥和电流感测电路626中的电流感测元件也耦合到电流感测比较器627以用于与第二参考电压Vref2进行比较。
IC芯片602还包括：模拟电压参考输入电路614，其经耦合以接收用于每个栅极驱动器的电压参考信号；保护电路628，其监测例如过流、欠压和过温状况；以及故障输出电路630，其提供由保护电路628检测到的任何故障的通信。IC芯片602并且更具体地H桥和电流感测电路624、626可以结合FET线性检测电路以提供自适应消隐，诸如FET线性检测电路100B。IC芯片还可以在快速衰减模式中单独或与自适应消隐组合来结合电流感测。用于快速衰减模式期间的电流感测的比较器可以专用于快速衰减模式中的电流感测，如电流感测电路303所示，或者可以在驱动模式和快速衰减模式之间共享，如电流感测电路324所示。
申请人已经公开了提供自适应消隐的方法、电路、系统和IC芯片，该自适应消隐与驱动器的转换速率无关并且独立于用于电流调节的算法。申请人还已经公开了在快速衰减模式中提供电流感测的方法、电路、系统和IC芯片，这使得能够更快地下降到较低的步进而不会下降到低于期望的步进。在快速衰减模式中的自适应消隐和电流感测可以分开使用或相互结合使用，以提供更稳健的电流感测。使用这些工具，马达操作可以更平滑且噪声更小。
尽管已经详细示出和描述了各种实施例，但权利要求不限于任何特定实施例或示例。以上详细描述均不应被理解为暗示任何特定部件、元素、步骤、动作或功能是必不可少的，使得必须将其包括在权利要求的范围内。除非明确说明，否则对单数元素的引用并不旨在意味着“一个且只有一个”，而是“一个或多个”。本领域普通技术人员已知的上述实施例的元素的所有结构和功能等效物通过引用明确地结合在本文中并且旨在被本权利要求所涵盖。因此，本领域的技术人员将认识到，在下面所附权利要求的精神和范围内，可以通过各种修改和改变来实践本文描述的示例性实施例。

Claims (16)

1.一种集成电路，其包括：
H桥电路，其包括与第一低侧功率FET串联耦合在马达电源电压和下电源电压之间的第一高侧功率场效应晶体管即第一高侧功率FET和与第二低侧功率FET串联耦合在所述马达电源电压和所述下电源电压之间的第二高侧功率FET、在所述第一高侧功率FET和所述第一低侧功率FET之间的用于耦合到电感器的高侧端子的第一输出节点，以及在所述第二高侧功率FET和所述第二低侧功率FET之间的用于耦合到所述电感器的低侧端子的第二输出节点；
电流感测FET，其耦合在电流源和所述下电源电压之间，以提供参考电流，所述参考电流包括在所述电流源和所述电流感测FET之间的感测节点处的峰值电流限制；
电流感测比较器，其包括耦合到所述感测节点的第一输入端、耦合到所述第二输出节点的第二输入端和经耦合以向驱动器控制电路发送输出信号的输出端；以及
FET线性检测电路，其经耦合以接收所述第二低侧功率FET的栅极电压，并且具有经耦合以在所述第二低侧功率FET在线性区域中操作时启用所述电流感测比较器的输出端。
2.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述FET线性检测电路经耦合以在所述栅极电压上升到比所述数字上电源电压低一个阈值电压的值以上时启用所述电流感测比较器。
3.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述电流感测FET的栅极耦合到所述第二低侧功率FET的栅极。
4.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第一电流源包括数模转换器即DAC，所述DAC耦合到电压-电流运算放大器，所述电压-电流运算放大器经耦合以提供所述参考电流。
5.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述FET线性检测电路包括：
检测P型场效应晶体管即检测PFET，其与电流吸收器串联耦合在数字上电源电压和所述下电源电压之间，所述检测PFET的栅极耦合到所述第二低侧功率FET的所述栅极；以及
施密特触发器，其耦合在所述数字上电源电压和所述下电源电压之间，所述施密特触发器具有耦合到所述检测PFET和所述电流吸收器之间的栅极感测节点的输入端并且具有经耦合以启用所述电流感测比较器的输出端。
6.根据权利要求5所述的集成电路，其中所述参考电流是迟滞参考电流，其还包括谷值电流限制。
7.根据权利要求6所述的集成电路，其中所述FET线性检测电路可切换地耦合到所述第一低侧功率FET的栅极，以在所述第一低侧功率FET在线性区域中操作时启用所述电流感测比较器。
8.一种系统，其包括：
步进马达，其具有第一电感器和第二电感器；
第一H桥电路，其包括与第一低侧功率FET串联耦合在马达电源电压和下电源电压之间的第一高侧功率FET和与第二低侧功率FET串联耦合在所述马达电源电压和所述下电源电压之间的第二高侧功率FET、在所述第一高侧功率FET和所述第一低侧功率FET之间的用于耦合到所述第一电感器的高侧端子的第一输出节点，以及在所述第二高侧功率FET和所述第二低侧功率FET之间的用于耦合到所述第一电感器的低侧端子的第二输出节点；
第一电流感测FET，其耦合在电流源和所述下电源电压之间，以提供参考电流，所述参考电流包括在所述电流源和所述第一电流感测FET之间的第一感测节点处的峰值电流限制；
第一电流感测比较器，其包括耦合到所述第一感测节点的第一输入端、耦合到所述第二输出节点的第二输入端和经耦合以向驱动器控制电路发送输出信号的输出端；以及
第一FET线性检测电路，其经耦合以接收所述第二低侧功率FET的栅极电压，并且具有经耦合以在所述第二低侧功率FET在线性区域中操作时启用所述第一电流感测比较器的输出端。
9.根据权利要求8所述的系统，其中所述第一电流源包括经耦合以提供第一参考电压的第一数模转换器即第一DAC和经耦合以接收所述第一参考电压并且提供所述第一参考电流的第一运算放大器。
10.根据权利要求8所述的系统，其中所述FET线性检测电路包括：
检测P型场效应晶体管即检测PFET，其与电流吸收器串联耦合在数字上电源电压和所述下电源电压之间，所述检测PFET的栅极耦合到所述第二低侧功率FET的所述栅极；以及
施密特触发器，其耦合在所述数字上电源电压和所述下电源电压之间，所述施密特触发器具有耦合到所述检测PFET和所述电流吸收器之间的栅极感测节点的输入端并且具有经耦合以启用所述电流感测比较器的输出端。
11.根据权利要求9所述的系统，其中所述第一参考电流是迟滞参考电流，其还包括谷值电流限制。
12.根据权利要求8所述的系统，其还包括：
第二H桥电路，其包括与第三低侧功率FET串联耦合在所述马达电源电压和所述下电源电压之间的第三高侧功率FET和与第四低侧功率FET串联耦合在所述马达电源电压和所述下电源电压之间的第四高侧功率FET、在所述第三高侧功率FET和所述第三低侧功率FET之间的用于耦合到所述第二电感器的高侧端子的第三输出节点，以及在所述第四高侧功率FET和所述第四低侧功率FET之间的用于耦合到所述第二电感器的低侧端子的第四输出节点；
第二电流感测FET，其耦合在第二电流源和所述下电源电压之间，以提供第二参考电流，所述第二参考电流包括在所述第二电流源和所述第二电流感测FET之间的第二感测节点处的第二峰值电流限制；
第二电流感测比较器，其包括耦合到所述第二感测节点的第一输入端、耦合到所述第四输出节点的第二输入端和经耦合以向所述驱动器控制电路发送第二输出信号的输出端；以及
第二FET线性检测电路，其经耦合以接收所述第四低侧功率FET的栅极电压，并且具有经耦合以在所述第四低侧功率FET在所述线性区域中操作时启用所述第二电流感测比较器的输出端。
13.一种操作步进马达的方法，所述方法包括：
将H桥电路中的第一输出节点附接到电感器的高侧端子，所述第一输出节点位于耦合到马达电源电压的第一高侧功率FET和耦合到下电源电压的第一低侧功率FET之间；
将所述H桥电路中的第二输出节点附接到所述电感器的低侧端子，所述第二输出节点位于耦合到所述马达电源电压的第二高侧功率FET和耦合到所述下电源电压的第二低侧功率FET之间；以及
当所述H桥电路在驱动模式中操作时，跟踪所述第二低侧功率FET上的栅极电压以确定所述第二低侧功率FET何时在线性区域中操作，并且当所述第二低侧功率FET在所述线性区域中操作时，启用第一电流感测比较器，所述第一电流感测比较器经耦合以将所述第二输出节点处的电流与峰值电流限制进行比较。
14.根据权利要求13所述的方法，其还包括：当所述H桥电路在慢速衰减模式中操作时，跟踪所述第二低侧功率FET上的所述栅极电压以确定所述第二低侧功率FET何时在所述线性区域中操作，并且当所述第二低侧功率FET在所述线性区域中操作时，启用所述第一电流感测比较器，所述第一电流感测比较器经耦合以将所述第二输出节点处的所述电流与谷值电流限制进行比较。
15.根据权利要求13所述的方法，其还包括：当所述H桥电路在快速衰减模式中操作时，跟踪所述第一低侧功率FET上的所述栅极电压以确定所述第一低侧功率FET何时在所述线性区域中操作，并且当所述第一低侧功率FET在所述线性区域中操作时，启用第二电流感测比较器，所述第二电流感测比较器经耦合以将所述第一输出节点处的所述电流组合谷值电流限制与所述下电源电压进行比较。
16.根据权利要求15所述的方法，其中所述第一电流感测比较器和所述第二电流感测比较器是单个比较器。
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