CN114465692A

CN114465692A - 一种协同测距样机设计方法

Info

Publication number: CN114465692A
Application number: CN202210141353.8A
Authority: CN
Inventors: 龚阳; 邵杰; 杨凯博; 王路生; 张斌; 梅永星
Original assignee: Beijing Weixinjie Technology Development Co ltd
Current assignee: Beijing Weixinjie Technology Development Co ltd
Priority date: 2022-02-16
Filing date: 2022-02-16
Publication date: 2022-05-10
Anticipated expiration: 2042-02-16
Also published as: CN114465692B

Abstract

本发明公开了一种协同测距样机设计方法，涉及高精度时间同步技术领域。本发明包括如下步骤：计算机控制主节点按照设计的时隙发射信号，各从节点进入入网模式，直到捕获锁定主节点信号，获取初步时间同步信息；计算机控制同步后的从节点，进入组网工作模式；计算机控制各节点在自身时隙进行数传和测量信号的发射。本发明通过采用宽带扩频体制，建立了高抗干扰、隐蔽通信的无线时间传递链路，结合抗干扰数据处理算法提高系统的抗干扰能力，通过宽带扩频体制提供安全可靠的通信服务，进而提高抗干扰性和隐蔽通信性，通过采用非相干延迟锁定环，在同等信噪比条件下通过合理减小码环相关窗宽，有效控制码环的抖动。

Description

一种协同测距样机设计方法

技术领域

本发明属于高精度时间同步技术领域，特别是涉及一种协同测距样机设计方法。

背景技术

高精度时间同步是指利用各种技术手段使相距一定距离两个或多个时钟输出的时间精确对准，在双或多基地雷达、无线电导航等领域具有重要的应用价值，它是实现目标高精度测距和定位的基础。

现有的协同测距样机抗干扰和隐蔽通信能力较差，难以提供安全可靠的通信服务，同时，缺少有效控制码环抖动的方法，影响伪码测距的精准度。

发明内容

本发明的目的在于提供一种协同测距样机设计方法，解决了现有的协同测距样机抗干扰和隐蔽通信能力较差，难以提供安全可靠的通信服务，同时，缺少有效控制码环抖动的方法，影响伪码测距的精准度的技术问题。

为达上述目的，本发明是通过以下技术方案实现的：

一种协同测距样机设计方法，包括如下步骤：

计算机控制主节点按照设计的时隙发射信号，各从节点进入入网模式，即进入只接收状态，直到捕获锁定主节点信号，获取初步时间同步信息，其中，协同测距样机由一个地面节点和五个空中节点组成，地面节点为主节点，空中节点为从节点，每个节点之间通过建立统一信道的无线微波链路实现数据通信、相对测距和时频同步功能；

计算机控制同步后的从节点，进入组网工作模式，即按照分配的时隙发射信号；

计算机控制各节点在自身时隙进行数传和测量信号的发射，在接收时隙完成对其他各个节点的数传数据的接收、测量信息的接收、以及对对方信号的伪距和多普勒的测量，并完成距离的解算，当对方节点为主节点时，完成钟差的解算和时间的同步；

计算机输出数传数据和测距信息等遥测数据。

可选的，各个节点之间的无线微波链路采用时分双工(TDD)的工作模式，通过时分多址+码分多址的方式(TDMA+CDMA)完成节点的接入，从而实现两两之间的通信测距组网功能，主、从节点样机为软硬件完全相同的设备，通过指令配置或自主配置实现主机模式和从机模式的切换，实现样机间的互换性，每个样机配置唯一ID号，对应各自发射的伪随机码Cx(x＝1,2,3…n)用于码分多址，每个样机分配一个时隙，在该时隙内发射信号，其余时隙用于接收其他节点的信号。

可选的，根据用户需求，频率选择在1.4GHz附近，根据任务需求，节点之间的微波链路采用数传、测距和时统的一体化信道设计，将双向测距、时频比对与高速数传以码分多址和UQPSK调制的方式复用。

可选的，主节点和从节点分别以自身时钟为基准发射前向测距信号和反向测距信号。

可选的，在主节点通过捕获跟踪反向测距信号可以得到前向测距信号帧同步与反向测距信号的帧同步之间的时延，其计算公式为：T₁＝t₂+τ+r₁+Δt，其中，Δt为主节点与从节点双方发送的测距信号帧之间存在钟差，τ为主节点与从节点天线间的电磁波传播时延，t₂为从节点的发射设备时延，r₁为主节点的接收设备时延，在从节点通过捕获跟踪反向测距信号可以得到前向测距信号帧同步与反向测距信号的帧同步之间的时延，其计算公式为：T₂＝t₁+τ+r₂-Δt，t₁为主节点的发射设备时延，r₂为从节点的接收设备时延，主节点与从节点间的真实距离的计算公式为：

主节点与从节点间的真实钟差的计算公式为：

在测量中，T₁和T₂可以分别从主节点和从节点的码跟踪环中提取并嵌入传输帧的勤务段数据区内，并通过双向链路向对方发送。

可选的，时隙周期为30ms，每个时隙5ms，一共6个时隙循环，对应6个节点，每个时隙之间设有保护时隙，共0.2ms，每个时隙内的帧结构包含测量支路和数传支路，其中测量支路帧主要包含帧头、时间信息、双向比对数据(勤务段)、状态信息等数据(数据段)；数传支路主要透传用户数据，帧周期设计为0.2ms，每个时隙包含22帧。

本发明的实施例具有以下有益效果：

本发明的一个实施例通过采用宽带扩频体制，建立了高抗干扰、隐蔽通信的无线时间传递链路，结合抗干扰数据处理算法提高系统的抗干扰能力，通过宽带扩频体制提供安全可靠的通信服务，进而提高抗干扰性和隐蔽通信性，通过采用非相干延迟锁定环，在同等信噪比条件下通过合理减小码环相关窗宽，有效控制码环的抖动，提高伪码测距的精度，同时环路采用窄相关技术对多路径效应也有一定的抑制作用。

当然，实施本发明的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。

附图说明

构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1为本发明一实施例的系统组网工作示意图；

图2为本发明一实施例的双向单程伪距测量原理；

图3为本发明一实施例的信号体制设计图；

图4为本发明一实施例的时隙帧结构设计示意图；

图5为本发明一实施例的节点测距值对应时隙关系图；

图6为本发明一实施例的样机总体设计结构框图；

图7为本发明一实施例的AD9364的内部结构框图；

图8为本发明一实施例的AD9364接收通道的结构框图；

图9为本发明一实施例的AD9364发送通道的结构框图；

图10为本发明一实施例的基带处理电路原理框图；

图11为本发明一实施例的基带信号处理软件总体设计架构；

图12为本发明一实施例的系统功耗评估表；

图13为本发明一实施例的扩频系统抗干扰原理示意图；

图14为本发明一实施例的并行相关+FFT捕获方法原理框图；

图15为本发明一实施例的捕获检测概率与输入信噪比关系图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。以下对至少一个示例性实施例的描述实际上仅仅是说明性的，决不作为对本发明及其应用或使用的任何限制。

为了保持本发明实施例的以下说明清楚且简明，本发明省略了已知功能和已知部件的详细说明。

请参阅图1-15所示，在本实施例中提供了一种协同测距样机设计方法，包括如下步骤：

计算机控制主节点按照设计的时隙发射信号，各从节点进入入网模式，即进入只接收状态，直到捕获锁定主节点信号，获取初步时间同步信息，其中，协同测距样机由一个地面节点和五个空中节点组成，地面节点为主节点，空中节点为从节点，每个节点之间通过建立统一信道的无线微波链路实现数据通信、相对测距和时频同步等功能，；

计算机输出数传数据和测距信息等遥测数据。

本实施例一个方面的应用为：主节点上电启动后，计算机先控制主节点按照设计的时隙发射信号，各从节点进入入网模式，即进入只接收状态，直到捕获锁定主节点信号，获取初步时间同步信息，然后同步后的从节点，进入组网工作模式，即按照分配的时隙发射信号，节点在自身时隙进行数传和测量信号的发射，在接收时隙完成对其他各个节点的数传数据的接收、测量信息的接收、以及对对方信号的伪距和多普勒的测量，并完成距离的解算，当对方节点为主节点时，完成钟差的解算和时间的同步，最后，输出数传数据和测距信息等遥测数据。需要注意的是，本申请中所涉及的用电设备均可通过蓄电池供电或外接电源。

通过采用宽带扩频体制，建立了高抗干扰、隐蔽通信的无线时间传递链路，结合抗干扰数据处理算法提高系统的抗干扰能力，通过宽带扩频体制提供安全可靠的通信服务，进而提高抗干扰性和隐蔽通信性，通过采用非相干延迟锁定环，在同等信噪比条件下通过合理减小码环相关窗宽，有效控制码环的抖动，提高伪码测距的精度，同时环路采用窄相关技术对多路径效应也有一定的抑制作用。

如图1所示，本实施例的各个节点之间的无线微波链路采用时分双工(TDD)的工作模式，通过时分多址+码分多址的方式(TDMA+CDMA)完成节点的接入，从而实现两两之间的通信测距组网功能，主、从节点样机为软硬件完全相同的设备，通过指令配置或自主配置实现主机模式和从机模式的切换，实现样机间的互换性，每个样机配置唯一ID号，对应各自发射的伪随机码Cx(x＝1,2,3…n)用于码分多址，每个样机分配一个时隙，在该时隙内发射信号，其余时隙用于接收其他节点的信号。

如图3所示，本实施例的根据用户需求，频率选择在1.4GHz附近，根据任务需求，节点之间的微波链路采用数传、测距和时统的一体化信道设计，将双向测距、时频比对与高速数传以码分多址和UQPSK调制的方式复用，其中，I支路定义为数传支路，用于用户数据的透传；Q支路定义为测量支路，用于测距和时频对比，同时可以传输内部数据，如时间信息、双向测量信息等，并且为降低通信链路误码率采用LDPC编码作为信道编码方式，该编码方式具有实时性和很强的抗突发错误能力，具有较高的编码增益。

如图2所示，本实施例的主节点和从节点分别以自身时钟为基准发射前向测距信号和反向测距信号，与其类似的是双向单程伪距测量(Dual One-way Ranging:DOWR)，双向单程伪距测量(DOWR)是现代航天测控中广泛应用的一种测距-时间比对方法，在这种方法中，两个飞行器各安装发射机和接收机，通过伪码和载波相位测量，两个飞行器各自得到相对伪距，通过双向测量消除钟差，实现星间测距、时间同步和数据交互。在主节点通过捕获跟踪反向测距信号可以得到前向测距信号帧同步与反向测距信号的帧同步之间的时延，其计算公式为：T₁＝t₂+τ+r₁+Δt，其中，Δt为主节点与从节点双方发送的测距信号帧之间存在钟差，τ为主节点与从节点天线间的电磁波传播时延，t₂为从节点的发射设备时延，r₁为主节点的接收设备时延，在从节点通过捕获跟踪反向测距信号可以得到前向测距信号帧同步与反向测距信号的帧同步之间的时延，其计算公式为：T₂＝t₁+τ+r₂-Δt，t₁为主节点的发射设备时延，r₂为从节点的接收设备时延，主节点与从节点间的真实距离的计算公式为：

主节点与从节点间的真实钟差的计算公式为：

在工作中，主节点和从节点的测量和数据交换过程完全相同，以从节点为例，利用接收到主节点的传输帧头时刻得伪距测量值(实际实现用从节点测到的本地时延测量值T₂计算)带入方程T₁＝t₂+τ+r₁+Δt，同时利用接收到的主节点传输帧勤务段内伪距数据(主节点测到的本地时延测量值T₁计算)带入方程T₂＝t₁+τ+r₂-Δt，方程

方程

给出了主节点与从节点之间的距离和主节点与从节点之间的钟差计算公式，在测量中，T₁和T₂可以分别从主节点和从节点的码跟踪环中提取并嵌入传输帧的勤务段数据区内，并通过双向链路向对方发送；单向传播时延t₁₂和t₂₁可以通过标校得到，从而通过双向单程伪距测量即可得到准确的距离和时间比对测量值，其中t₁₂＝t₁+r₂、t₂₁＝t₂+r₁。

如图4、5所示，本实施例的时隙周期为30ms，每个时隙5ms，一共6个时隙循环，对应6个节点，每个时隙之间设有保护时隙，共0.2ms，每个时隙内的帧结构包含测量支路和数传支路，其中测量支路帧主要包含帧头、时间信息、双向比对数据(勤务段)、状态信息等数据(数据段)；数传支路主要透传用户数据，帧周期设计为0.2ms，每个时隙包含22帧。

样机包含三个单元，分别是：天线、射频收发通道和基带处理单元，天线形式待定，其中，射频收发通道主要包括上下变频、频综、ADC采样、DAC等，基带信号处理主要包括调制解调、接口处理、测距解算等部分，如图6所示，其中，L波段天线主要针对本设计选用1.4GHz频段的全向天线，可水平覆盖空中各个节点和地面节点，且具备较为稳定的相位中心；射频收发通道包含上变频通道、下变频通道和频综等单元，用于实现对天线接收的信号进行下变频、ADC采样和接收基带的数字中频信号进行DAC转换、上变频、功率放大后经天线发射，收发共用一个接口，通过微波开关进行收发的分时切换；调制部分主要功能是接收来自接口的通信数据并将其调制至扩频码上，数传数据则直接进行BPSK调制，再经BPSK/QPSK调制至数字中频输出；解调单元完成信号接收处理的所有关键算法，其中包括载波和伪码的捕获、跟踪、位同步、帧同步，最终解调出数据信息，并获取本地伪距、多普勒等测量值和对方的观测量值；接收调制解调模块输入的本地测量观测量与对方测量的观测量，配对后进行相对距离、速度、钟差、钟漂的解算；接口处理部分主要具备所需要的对外接口处理能力，包括数传和遥测接口；L波段天线选用1.4GHz频段的全向天线，可水平覆盖空中各个节点和地面节点，且具备较为稳定的相位中心。

接收通道采用RF收发器AD9364，集成一路12bitADC接收通道，支持的频段为70MHz至6GHz，支持TDD和FDD模式，内部集成有低噪放和带通滤波器，其中低噪放增益范围为0dB至72dB，步进1dB，带通滤波器可以配置，如图7所示，接收通道主要包括低噪放、模拟混频器、低通滤波器、AD量化、数字滤波器、数字混频器、FIR滤波器，如图8所示。

发送采用RF收发器AD9364，集成一路12bitDAC发射通道，支持的频段为70MHz至6GHz，支持TDD和FDD模式，内部集成有滤波器和衰减器，最大输出功率为7.5dBm，衰减器的衰减范围为0dB至90dB，步进0.25dB，滤波器可配置，AD9361的发送通道主要包括发送FIR滤波器、HB滤波器、DA数模转换、低通滤波器，结构图9所示。

基带信号处理板卡完成设备通信与测量的核心功能，如图10所示，硬件电路上主要包含了以下几个部分：

SOC电路：基带信号的核心处理芯片采用自带逻辑和ARM处理器的片上系统芯片，型号为XC7Z020，具有丰富的逻辑资源和多个ARM处理器，可完成基带信号处理的全部可编程工作；

接口电路：基带信号处理板卡负责对外数据的交互，包含LVDS高速接口和4路RS422接口电路，1路TTL电平的秒脉冲输出等，其中秒脉冲输出电路选用抖动性能较好的接口驱动芯片，保证输出1PPS的精度；

电路转换：对12V输入电源进行再转换，用于基带信号处理板卡各个芯片的供电，保证芯片正常工作。

基带信号处理的全部软件功能均在SOC芯片上完成，SOC芯片分为PL端(逻辑)和PS端(ARM)，PS端通过内部总线与PL端进行数据交互，如图11所示，其中，调制处理、解调处理、时统管理、接口处理软件在PL端完成；测距解算、遥测组帧和软件流程主控处理在PS端完成。

解调处理软件主要完成以下功能：接收伪码生成，包括：接收通道I路和Q路的伪码；完成输入信号的捕获和跟踪；对数传数据的即时相关结果进行处理，获得软判决数据；对软判决数据进行LDPC译码；当测量时刻到来时，从跟踪环路中提取原始的伪距和载波相位的观测量；完成接收通道的接收信号的载噪比(CN0)估算。

板卡外形尺寸：宽(40±1)mm×长(70±1)mm×厚(20±1)mm(不包括连接器、安装脚等突出物)。

系统中需要的电源有+12VA(1A)、+3.3VD(100mA)、+2.5VD(200mA)、+1.8VD(500mA)、+1.3VA(800mA)和+1.0VD(2000mA)，总功耗17W左右，满足技术要去≯50W的要求，如图12所示。

时差测量支路采用宽带扩频体制，建立了高抗干扰、隐蔽通信的无线时间传递链路，结合抗干扰数据处理算法提高系统的抗干扰能力。

宽带扩频体制即扩频通信技术，主要用于复杂电磁环境下，提供安全可靠的通信服务，其独特的信号传输原理从根本上克服了传统通信体制易受干扰的缺陷，具有抗干扰和隐蔽通信特点。

根据香农(C.E.Shannon)在信息论研究中总结出来的信道容量公式，即香农公式：C＝W×log2(S/N)，由该公式可以看出：为了提高信道容量C，可以从两种途径实现，即加大信道带宽W或提高信噪比S/N，换句话说，当信道容量C一定时，信号的带宽W和信噪比S/N是可以互换的，即增加信号带宽可以降低对信噪比的要求，由此可以理解，当带宽增加到一定程度时，允许信噪比进一步降低，有用信号功率接近噪声功率甚至淹没在噪声之下也是可能的。

扩频通信就是用宽带传输技术换取信噪比降低来实现可靠性传输，如图13所示，双向扩频通信系统采用CDMA的工作模式，基带采用扩频测距的原理提取伪距，在CDMA工作模式下，基带设备的随机误差主要来源于解调测量模块对信号跟踪的随机误差，而解调测量模块中的随机误差主要由扩频码环的热噪声决定，码跟踪环采用的是非相干延迟锁定环，鉴相器使用超前滞后功率型鉴相器，在同等信噪比条件下通过合理减小码环相关窗宽，可有效控制码环的抖动，提高伪码测距的精度，同时环路采用窄相关技术对多路径效应也有一定的抑制作用。

对扩频信号的捕获采用的算法为并行相关+FFT的捕获方法，并行相关+FFT捕获方法是频率并行搜索方法中的一种，这种方法不但通过FFT对相关结果进行并行搜索多普勒频率，同时在信号相关部分，采用并行相关器完成信号和本地伪码的短时相关，如图14所示。

捕获采用相干积分时间为25us，捕获中信号在误检测概率为10-5时，如图15所示，从图中可以看出，单次检测概率达到99％时，所对应信噪比大约为15dB，接收信号正常载噪比CN0为74dBHz，信号带宽25MHz，可以计算得到接收的信噪比为0dB，经过相干接扩后的信噪比为24dB，同时，考虑捕获时的其他损耗，包括载波多普勒频率偏移引起的信噪比损失、码片未完全对准带来的损失引入的损耗约为3dB，因此捕获得到的峰值信噪比达到21dB，大于单次检测概率达到99％时所对应信噪比15dB，因此捕获成功率高。

捕获算法中设定短时相干积分时间为50us，因此对载波的多普勒搜索范围为±10kHz，所以满足静态或一定动态条件下的对信号的成功捕获。

捕获模块内部采用多路路相关器，码间距为0.65码片，采用数据和伪码缓存方式，可实现实时捕获，满足时分突发信号的快速捕获能力。

针对短突发扩频信号的快速精密跟踪技术，分为两个步骤，第一为线性估计，第二为闭环快速跟踪。

在第一步骤的载波频偏估计中，采用相差矢量累加结合四象限鉴相方法实现精密频偏估计；在伪码相位估值中，采用超前滞后鉴相函数的线性插值实现精密码相位估计。

第二步利用第一步的载波和伪码相位的精确估计值预先修正载波频偏和伪码相位偏差，使得闭环跟踪的输入误差将至最小，达到跟踪环路在精度不损失的情况下的快速收敛。

上述实施例可以相互结合。

需要说明的是，本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本申请的实施方式能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。

在本发明的描述中，需要理解的是，方位词如“前、后、上、下、左、右”、“横向、竖向、垂直、水平”和“顶、底”等所指示的方位或位置关系通常是基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，在未作相反说明的情况下，这些方位词并不指示和暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位或者以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明保护范围的限制；方位词“内、外”是指相对于各部件本身的轮廓的内外。

Claims

1.一种协同测距样机设计方法，其特征在于，包括如下步骤：

计算机控制主节点按照设计的时隙发射信号，各从节点进入入网模式，直到捕获锁定主节点信号，获取初步时间同步信息；

计算机控制同步后的从节点，进入组网工作模式；

计算机输出数传数据和测距信息。

2.如权利要求1所述的一种协同测距样机设计方法，其特征在于，各个节点之间的无线微波链路采用时分双工的工作模式，通过时分多址+码分多址的方式完成节点的接入。

3.如权利要求1所述的一种协同测距样机设计方法，其特征在于，节点之间的微波链路采用数传、测距和时统的一体化信道设计，将双向测距、时频比对与高速数传以码分多址和UQPSK调制的方式复用。

4.如权利要求1所述的一种协同测距样机设计方法，其特征在于，主节点和从节点分别以自身时钟为基准发射前向测距信号和反向测距信号。

5.如权利要求3所述的一种协同测距样机设计方法，其特征在于，在主节点通过捕获跟踪反向测距信号得到前向测距信号帧同步与反向测距信号的帧同步之间的时延，其计算公式为：T₁＝t₂+τ+r₁+Δt，其中，Δt为主节点与从节点双方发送的测距信号帧之间存在钟差，τ为主节点与从节点天线间的电磁波传播时延，t₂为从节点的发射设备时延，r₁为主节点的接收设备时延。

6.如权利要求4所述的一种协同测距样机设计方法，其特征在于，在从节点通过捕获跟踪反向测距信号得到前向测距信号帧同步与反向测距信号的帧同步之间的时延，其计算公式为：T₂＝t₁+τ+r₂-Δt，t₁为主节点的发射设备时延，r₂为从节点的接收设备时延。

7.如权利要求5所述的一种协同测距样机设计方法，其特征在于，主节点与从节点间的真实距离的计算公式为：

8.如权利要求6所述的一种协同测距样机设计方法，其特征在于，主节点与从节点间的真实钟差的计算公式为：

9.如权利要求7所述的一种协同测距样机设计方法，其特征在于，在测量中，T₁和T₂分别从主节点和从节点的码跟踪环中提取并嵌入传输帧的勤务段数据区内，并通过双向链路向对方发送。

10.如权利要求7所述的一种协同测距样机设计方法，其特征在于，每个时隙内的帧结构包含测量支路和数传支路，其中测量支路帧主要包含帧头、时间信息、双向比对数据、状态信息数据，数传支路主要透传用户数据，帧周期设计为0.2ms，每个时隙包含22帧。