CN114424454A - 具有集成谐波终止的多尔蒂放大器电路 - Google Patents

具有集成谐波终止的多尔蒂放大器电路 Download PDF

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Abstract

在多尔蒂放大器(30)中，第一或主(18a)和第二或峰值(18b)晶体管的输出由组合阻抗逆变器和谐波终止电路(36)连接。谐波终止电路(40)合并阻抗逆变器(38)的预定部分，并在目标谐波频率(例如，二次谐波)处提供谐波负载阻抗。控制谐波负载阻抗的幅度和相位有助于对漏极电流和电压波形成形，以最大化增益和效率，而同时在基频处保持良好的负载调制。特别是对于第三族氮化物半导体（诸如GaN），谐波控制（26）和输出阻抗匹配电路（20）二者可以从每个晶体管（18）的输出中消除。组合阻抗逆变器和谐波终止电路(36)减少了放大器电路(30)的占地面积，以实现高集成度和低功耗。

Description

具有集成谐波终止的多尔蒂放大器电路
相关申请
本申请要求2019年5月24日提交的美国专利申请序列号16/421,999的优先权，其全部内容通过引用合并于此。
技术领域
本发明一般涉及射频放大器电路，并且尤其涉及具有组合阻抗逆变器和谐波终止电路的射频多尔蒂（Doherty）放大器配置。
背景技术
现代无线通信网络通常通过在固定接入点(称为基站、eNB、gNB等)和大量移动终端(用户设备或UE、平板电脑、笔记本电脑等)之间传输调制到射频（RF）信号上的语音和数据内容来进行操作。在两个方向上的信号传输需要RF功率放大器。效率(输出功率除以DC功率)在这两种情况下都是重要的考虑因素。在接入点处需要高效的功率放大器，因为低效的放大器只会将消耗的大部分功率转化为热量，从而提高操作成本，并需要物理设计来释放热量。移动终端中的功率放大器是电池功率的主要消耗者，并且期望高效率来延长每次充电的有用设备寿命。
放大器在压缩或接近压缩（放大器始终处于开启（ON）或强导通的点）时最高效地操作。操作在其压缩点以下的放大器在线性范围内操作——输出信号是输入信号的放大版本。部分或全部以压缩操作的放大器可以高效率地以高功率传输频率/相位调制信号或开关（On-Off）键控调制信号(例如莫尔斯码)。在这些应用中，不要求线性——也就是说，放大器可能会使信号幅度失真，而不会影响调制到信号上的信息。然而，通过调制载波信号的幅度来（甚至部分地）编码信息的通信信号需要功率放大器以高线性度工作，以保存AM信息。
被标准化用于现代无线通信网络中的许多信号调制方案（诸如例如各种级别的正交幅度调制(16-QAM、64-QAM、256-QAM)）需要线性放大器来避免幅度调制信息的丢失，如果放大器在压缩下运行，就会出现这种丢失。许多此类信号的一个特性是平均信号功率相对较低，但与平均值相比，信号中的间歇峰值具有高功率。这一特性被量化为峰均功率比(PAPR)。传输高PAPR信号的单个功率放大器表现出低效率，因为它必须针对很少出现的信号峰值定尺寸，并且平均而言，它以非常低的功率运行。也就是说，功率放大器必须设计有较大的“裕量（headroom）”，平均而言，该“裕量”是不使用的。由于放大器的操作点远低于其压缩点，因此效率很低。这意味着它消耗的大部分能量(在移动终端的情况下来自电池)被浪费为热量。
威廉多尔蒂在1936年解决了这个问题，其设计了一种功率放大器，所述功率放大器在传输高PAPR AM无线电信号的同时具有改善的效率。在图1中以框图形式表示的RF多尔蒂放大器10包括用于大多数信号放大的第一晶体管18a，通常称为“主”或“载波”放大器级，以及用于放大信号峰值的第二晶体管18b，通常称为“辅助”或“峰值”放大器级。本文使用更通用的术语“第一”和“第二”晶体管。AB类偏置放大器通常用于第一放大器级，它可以被偏置以在线性范围内放大平均信号，但接近压缩(即，具有低裕量)。信号峰值由例如作为第二放大器级的C类偏置放大器放大，第二放大器级在大多数时间是不活动的，并且只需要在输入信号传导角的一小部分上是线性的。
多尔蒂放大器的一个特征是第一晶体管18a和第二晶体管18b的输出连接，其通过阻抗逆变器22实现，所述阻抗逆变器通常使用四分之一波长传输线实现，并且通常具有90度相移。在低输入信号功率电平下，第二晶体管18b不活动，并且实际上是开路。由于输出匹配网络24，系统阻抗(例如50Ω)在第二晶体管18b的输出处降低。该阻抗被阻抗逆变器22逆变为高得多的阻抗，向第一晶体管18a呈现高输出阻抗，提高其效率。当第二晶体管18b开始放大信号峰值时，其增加的输出电流(与第一晶体管18a的输出电流相加)增加了负载阻抗两端的电压，阻抗逆变器22将其向第一晶体管18a呈现为降低的阻抗。较低的阻抗允许第一晶体管18a输出功率随着输入信号功率增加而增加。这被称为负载调制，并且它导致多尔蒂放大器10在输入信号功率的整个范围上表现出高效率。
换句话说，发生负载调制是因为多尔蒂放大器10的输出电压是由第一晶体管18a和第二晶体管18b输出电流之和乘以负载阻抗确定的。因此，第一晶体管18a的输出阻抗由第二晶体管18b输送的负载电流改变。
注意，尽管阻抗变换器22经常实现90度相移，但这不一定是获得多尔蒂放大器的负载调制的要求。例如，可以在例如第二晶体管18b路径中引入不同于90度的相位滞后（lag），并且阻抗逆变器22引入对应的相移，使得两个晶体管18a、18b路径之间的总相位差处于或接近90度。
参考图1，功率分配器电路12响应于其瞬时功率电平而在第一晶体管18a和第二晶体管18b之间分配RF输入信号。移相器14通过匹配输出阻抗逆变器22施加给第一晶体管18a的输出的延迟来延迟第二晶体管18b输入的相位，该延迟通常为90度。在一些实施例中，功率分配器12和移相器14可以组合在正交功率分配器中，该正交功率分配器既分割输入信号，又向第二晶体管18b输入施加90度相移。输入匹配电路16a、16b执行阻抗匹配，例如，将标准50Ω系统阻抗匹配到第一晶体管18a和第二晶体管18b的低输入阻抗。类似地，输出阻抗匹配电路20a、20b将晶体管18a、18b的低输出阻抗匹配到标准系统阻抗，诸如50Ω。
如上所述，多尔蒂配置10中的第一晶体管18a和第二晶体管18b的输出由具有90度相位延迟的阻抗逆变器22连接。阻抗逆变器22通常使用四分之一波长传输线来实现。多尔蒂放大器10的输出在所谓的求和节点处获得，通常在阻抗逆变器22的第二晶体管18b侧。阻抗变换器24将多尔蒂放大器电路10看到的负载阻抗Zload变换成标准50Ω系统阻抗。
在多尔蒂放大器应用中，减小系统尺寸和延长电池寿命二者都需要更高的效率。使用谐波控制的高效率功率放大器拓扑（诸如F类、逆F类、J类功率放大器等）被广泛部署。提高功率放大器的效率的一种方式是使器件本身耗散的功率最小化。降低器件功率耗散的一种方式是使放大信号的电压和电流波形之间的重叠最小化。也就是说，因为耗散的功率是电压和电流的总和，所以最大输出电压应该理想地出现在低(或零)电流水平，并且最大电流应该对应于低电压。使电流和电压波形成型的一种方式是通过控制放大信号的谐波分量的幅度和相位。二次谐波分量通常被操纵以产生适当的电流或电压波形，因为二次谐波操纵相对于其他更高次谐波分量更容易。保罗科兰托尼奥等人在2001年在John Wiley &Sons的论文“Multiharmonic Manipulation for Highly Efficient Microwave PowerAmplifiers”中详细描述了这种方法，该论文的公开内容通过引用整体结合于此。
图2示出了具有谐波控制电路26a、26b的多尔蒂放大器拓扑11。谐波控制电路26a、26b位于晶体管18a、18b附近，用于有效的单独的基波和谐波匹配。与传统的多尔蒂放大器拓扑结构10相比，该谐波控制的多尔蒂放大器11可以最小化负载调制期间的电流和电压重叠，并且可以在输入信号功率的整个范围内实现更好的效率。
现代无线通信网络的一个重要发展是空间分集和/或空间复用的使用。空间分集指的是在不同的传播路径(例如，不同的发射/接收天线)上发射相同的信号，这增加了对衰落、同信道干扰和RF信号传输的其他有害影响的鲁棒性。空间复用还使用多个发射和接收天线，并且指的是使用空时编码在不同的传播路径上传输数据的不同部分，以提高数据速率。这些技术统称为多输入多输出或“MIMO”。所有MIMO技术的关键是在空中接口信道的至少一侧，并且优选地在两侧，部署多个天线。第四代(4G)网络标准设想每个收发器2、4或8个天线；然而，目前正在定义的第五代(5G)网络设想每个收发器多达128个天线。用于发射RF信号的每个天线需要功率放大器。因此，紧凑设计和将尽可能多的组件集成到相同的集成电路封装中成为RF功率放大器的重要设计考虑因素。此外，需要RF功率放大器中的效率改进，因为一个系统中包含大量收发器。因此，在设计多尔蒂功率放大器时，需要使用谐波控制拓扑的高效功率放大器拓扑。
不幸的是，谐波控制电路26a、26b增加了每个多尔蒂放大器11的尺寸，这阻碍了紧凑设计和高集成的目标。
提供本文件的背景部分是为了将本发明的实施例置于技术和操作环境中，以帮助本领域技术人员理解它们的范围和用途。可以寻求背景技术部分中描述的方法，但不一定是以前设想或寻求的方法。除非这样明确指出，否则本文中的任何陈述不仅仅通过包含在背景部分中而承认是现有技术。
发明内容
为了给本领域技术人员提供基本的理解，以下给出了本公开的简化概述。该概述不是本公开的广泛概述，并且不旨在标识本发明的实施例的关键/重要元素或描绘本发明的范围。本概述的唯一目的是以简化的形式呈现本文公开的一些概念，作为稍后呈现的更详细描述的序言。
根据本文描述和要求保护的一个或多个实施例，多尔蒂放大器配置中的第一(主)和第二(峰值)晶体管的输出由组合阻抗逆变器和谐波终止电路连接。谐波终止电路在预定位置耦合到阻抗逆变器，它合并阻抗逆变器的至少一部分，并且它在基频的目标谐波处呈现负载阻抗。谐波负载阻抗的特性（诸如其幅度和相位）被控制以便生成放大RF信号的谐波控制的电压和电流波形。谐波终止电路包括低阻抗路径，其可操作用于将期望量的目标谐波分量(例如，二次谐波)分流到地。与阻抗逆变器的所选重叠提供了在目标谐波频率处谐波负载阻抗的相位的控制。谐波终止在目标谐波频率处，在与低阻抗路径相同的节点上，在基波信号分量处提供到接地的高阻抗路径，以便在基频处阻抗逆变器中操作良好的负载调制，而没有任何负载阻抗变化。特别是对于第三族氮化物半导体（诸如GaN），传统的谐波控制和输出阻抗匹配电路二者可以从每个放大器的输出中消除。
一个实施例涉及一种可操作以放大具有基频的RF信号的放大器。该放大器包括并联布置的第一和第二晶体管，以及组合阻抗逆变器和谐波终止电路。组合阻抗逆变器和谐波终止电路耦合在第一和第二晶体管的输出之间，并且可操作来在基频的目标谐波处呈现负载阻抗。
另一个实施例涉及一种制造放大器的方法，该放大器具有组合阻抗逆变器和谐波终止电路，并且可操作来放大具有基频的RF信号。提供并联布置的第一和第二晶体管。阻抗逆变器耦合在第一和第二晶体管的输出之间。谐波终止电路连接在阻抗逆变器的一部分和RF信号接地之间。
又一个实施例涉及一种可操作以放大具有基频的RF信号的放大器。该放大器包括并联布置的第一和第二晶体管，以及组合阻抗逆变器和谐波终止电路。该组合电路包括连接第一和第二晶体管的输出的阻抗逆变器，以及合并阻抗逆变器的至少一部分的谐波终止电路。谐波终止电路可操作来在基频的目标谐波处呈现负载阻抗。
又一个实施例涉及一种可操作以放大具有基频的RF信号的放大器。该放大器包括并联布置的第一和第二晶体管，以及组合阻抗逆变器和谐波终止电路。该组合电路包括连接第一和第二晶体管的输出的阻抗逆变器，以及连接在阻抗逆变器上的位置和RF信号接地之间的谐波终止电路。
附图说明
现在后文将更完全参考附图描述本发明，其中示出本发明的实施例。然而，本发明不应被解释为局限于本文阐述的实施例。相反，提供这些实施例使得本公开将彻底和完整，并将本发明的范围充分传达给本领域技术人员。相同的数字始终指代相同的元件。
图1是现有技术多尔蒂放大器的框图。
图2是包括谐波控制的现有技术多尔蒂放大器的框图。
图3是具有组合阻抗逆变器和谐波终止电路的多尔蒂放大器的框图。
图4是示出阻抗逆变器和谐波终止电路的一个实施方式的多尔蒂放大器的框图。
图5是示出阻抗逆变器和谐波终止电路的另一个实施方式的多尔蒂放大器的框图。
图6(a)是正弦波的基波和二次谐波分量的图。
图6(b)是由图6(a)的基波和二次谐波分量之间的干扰产生的波形的图。
图7(a)是没有谐波控制的放大器输出信号电压和电流波形的图。
图7(b)是具有二次谐波控制的放大器输出信号电压和电流波形的图。
图8是制造放大器的方法的流程图。
具体实施方式
当然，在不脱离本发明的基本特征的情况下，本发明可以以不同于本文具体阐述的其他方式来实施。本实施例在所有方面都被认为是说明性的而非限制性的，并且在所附权利要求的含义和等同范围内的所有变化旨在被包含在其中。
为了简单和说明的目的，通过主要参考其示例性实施例来描述本发明。在以下描述中，阐述了许多具体细节以提供对本发明的透彻理解。然而，对本领域普通技术人员来说将容易明显的是，可以在没有这些具体细节的限制的情况下实践本发明。在本描述中，没有详细描述众所周知的方法和结构，以免不必要地模糊本发明。
现代无线通信网络中的功率放大器的一个重要考虑因素是以高功率放大在高频率处的RF信号的能力。例如，5G网络预计将在GHz频段运行。非常适合满足这些要求的半导体技术是高电子迁移率晶体管(HEMT)，在微波频率下具有低噪声系数的一种类型的场效应晶体管（FET）。特别适合用作无线通信发射器功率放大器的是由第三族氮化物材料制成的HEMT。第三族氮化物指的是氮和元素周期表的常规第三族元素(国际纯化学和应用化学联合会，或IUPAC，命名惯例下的第13族)（诸如铝(al)、镓(Ga)和铟(in)）之间形成的半导体合金。特别是，氮化镓（GaN）HEMT非常适合无线通信功率放大器应用。
与诸如横向扩散金属氧化物半导体(LDMOS)的其他放大器技术(例如，约4Ω)相比，GaN HEMT的一个特性是高本征输出阻抗(例如，约20Ω)。如参考图3所述，这种相对较高的输出阻抗允许放大器18a、18b输出处的创新电路配置。
图3描绘根据一个实施例的具有组合阻抗逆变器和谐波终止电路的多尔蒂放大器电路30的框图。多尔蒂放大器30包括功率分配器12、移相器14、输入阻抗匹配电路16a、16b以及第一(主)晶体管18a和第二(峰值)晶体管18b，所有这些都如上面参考图1和2所述。在图3的实施例中，通过使用射频扼流器（choke）32a、32b，输出阻抗匹配电路20a、20b被最小化。RFC 32a、32b均包括串联连接在相应放大器18a、18b输出和RF信号接地之间的电感器和电容器。RFC 32a、32b中的电感器和电容器被定尺寸成谐振出复放大器18a、18b输出阻抗的虚部。RFC 32a、32b的使用以及GaN晶体管18a、18b的相对高的输出阻抗产生了相对高的实输出阻抗。这消除了对大量输出阻抗匹配电路20a、20b(图1、2)的需要，允许组合阻抗逆变器和谐波终止电路36直接电连接(在操作频率下)到晶体管18a、18b输出。
与晶体管18a、18b输出串联的DC阻断电容器34a、34b在操作频率下向晶体管18a、18b输出信号呈现低阻抗(即，大体上短路)。DC阻断电容器34a、34b呈现若干优点。首先，DC阻断电容器34a辅助多尔蒂放大器30的负载调制功能。第二，DC阻断电容器34b有助于在求和节点处向第二晶体管18b呈现大阻抗。本领域技术人员将认识到，DC阻断电容器34a、34b可以位于不同于图3所示的位置——例如，合并到阻抗逆变器38中。
根据本发明的实施例，组合阻抗逆变器和谐波终止电路36连接第一晶体管18a和第二晶体管18b的输出。该电路36包括阻抗逆变器38和谐波终止电路40二者。这些电路的实施例见图4和5。将谐波终止电路与阻抗逆变器组合显著降低了组件计数，并有助于多个多尔蒂放大器30在小封装中的紧密集成。
在组合阻抗逆变器和谐波终止电路36内，阻抗逆变器38大体上类似于图1和2的阻抗逆变器22。众所周知，在多尔蒂放大器中，阻抗逆变器在放大的RF信号的基频处提供负载调制，并且可以被实现为例如四分之一波长传输线。谐波终止电路40在基频的目标谐波（诸如例如二次谐波）处呈现负载阻抗。目标谐波负载阻抗的特性（诸如其幅度和相位）由谐波终止电路40的参数确定，并且因此可以由设计者控制。
特别地，目标谐波负载阻抗的幅度通过将一些(直到基本上所有)目标谐波分量分流到RF信号接地来控制，如本文参考图4和5更详细描述的。谐波终止电路40通过在目标谐波频率处提供到RF信号接地的低阻抗路径来实现这一点。同时，谐波终止电路40在基频处呈现到接地的高阻抗路径(即，大体上开路)。因此，谐波终止电路40大体上在基频处不干扰阻抗逆变器38的负载调制功能。
目标谐波负载阻抗的相位通过将阻抗逆变器38的某一部分并入谐波终止电路40来控制。如图4和图5所示，沿着阻抗逆变器38的谐波终止电路40连接的位置确定相位。通过改变该连接点，设计者可以控制目标谐波负载阻抗的相位，从而允许波形工程，如本文参考图6(a)和6(b)更详细描述的那样。换句话说，谐波终止电路40包括阻抗逆变器38的可选择部分，其中该部分由其沿阻抗逆变器38的长度的连接点确定。
在一个实施例中(图中未示出)，两个或更多个谐波终止电路40可以沿着阻抗逆变器38放置为不同的位置，每个具有串联晶体管开关，其可操作以将其从阻抗逆变器38断开。通过仅闭合这些开关中所选的一个，可以在操作期间动态选择多个预选谐波负载阻抗相位值中的一个。一个实施例中，谐波终止电路40可以包括不同的分量值，产生放大的RF信号的目标谐波分量的不同程度的衰减。
类似地，在另一个实施例中(图中未示出)，两个或多个独立使能的谐波终止电路40可以包括针对放大的RF信号的不同谐波分量（诸如三次或更高次谐波）的分量值。在其他实施例中，一个或多个谐波终止电路40可以包括可调组件，诸如可调电容器，允许在其制造之后调谐谐波终止电路。实际上，在一些实施例中可以实现用于两个方面(对于给定谐波负载阻抗的多相位和/或衰减程度，以及针对多个谐波分量)的谐波终止电路40。鉴于本公开的教导，本领域技术人员可以容易地实现这样的选项。
图4描绘了图3的多尔蒂放大器30的一个实施例。阻抗逆变器38(例如，可以包括四分之一波长传输线)连接第一晶体管18a和第二晶体管18b的输出，提供作为多尔蒂放大器特性的负载调制。谐波终止电路40包括阻抗逆变器38的预定部分、另一个传输线和分流到RF信号接地的去耦电容器。选择传输线和电容器的参数，使得在操作频率下，通过谐波终止电路40到地的路径在基频处具有高阻抗(即，它大体上表现为开路)，但是在二次(或其他)谐波频率处具有低阻抗(直到表现为短路)。注意，谐波终止电路40可以在沿其长度上的任何点连接到阻抗逆变器38。通过调整该重叠度，可以设计由谐波终止电路呈现的目标(例如，二次)谐波负载阻抗的相位。控制谐波负载阻抗的相位的能力对于使谐波控制的电压和电流波形成形很重要，如本文进一步描述的。
图5描绘了图3的多尔蒂放大器30的另一个实施例。在该实施例中，谐波终止电路40也与阻抗逆变器38重叠预定量，这确定了目标(例如，二次)谐波负载阻抗的相位。然而，在这种情况下，不是传输线，而是谐波终止电路40包括与LC并联谐振器(也称为LC储能电路)串联的电感器，该电感器与连接到RF信号接地的去耦电容器串联。选择电感器和电容器组件值，以便在操作频率下，在基频处提供大体上开路，并且在例如二次谐波频率处提供低阻抗(直到大体上短路)。
图6a和6b图示通过控制谐波分量的波形工程设计原理。图6a描述了例如放大信号的电压波形(在该情况下为正弦波)的基波和二次谐波分量。一般来说，如果这些曲线不对齐，相长和相消干涉将杂乱地出现，从而在基频波形上引入不想要的失真。因此，通常要花费大量的工程努力来试图共同抑制谐波分量。然而，如图6a和6b所示，谐波的适当控制可以改善波形的期望特性。
因为基波和二次谐波分量在图6a中对齐，所以曲线相加以提高基频波形的正信号峰值的幅度。此外，曲线减去二次谐波分量变为负的部分，这缩窄基频正半周的宽度。请注意，与基频分量的负峰值重合的二次谐波分量的正半周会削波负峰值，从而产生半正弦信号。通过增加电压峰值，提高了最大增益(只要不超过晶体管的功率能力)。此外，通过“缩窄”波形，有利于电流和电压波形之间的分离，从而导致器件中耗散的更少功率，并且因此提高效率。
图7(a)和7(b)表明，组合阻抗逆变器和谐波终止电路36（如图3-5所示）在控制放大信号的二次谐波分量的幅度和相位方面是有效的，从而产生谐波控制的波形。图7(a)是使用传统多尔蒂放大器配置10(例如图1)仿真的示例性放大RF信号(例如正弦波)的电压和电流波形的图。图7(b)是使用图4的本发明多尔蒂放大器实施例30放大的相同信号的波形的图，其中分量值被选择来控制呈现的二次谐波负载阻抗的幅度，并且到阻抗逆变器的连接被选择来控制其相位。在这两种情况下，放大器都在第一(主)晶体管18a的P4dB功率电平附近运行。如图所示，二次谐波分量控制改善了电压和电流波形二者及其分离。特别地，在电流波形中，外来波瓣和振铃被抑制，并且电压波形呈现较小的扩展并且具有较高的峰值。下表1给出了具体值，示出了组合阻抗逆变器和谐波终止电路36实现了更高的基波分量和漏极效率。
传统多尔蒂放大器 具有组合阻抗逆变器和谐波终止的多尔蒂放大器
基波电压的幅度(V) 33.9 37.8
基波电流的幅度(A) 0.8 0.95
漏极效率(%) 55.0 62.8
表1：P4dB附近的电压、电流的仿真幅度和漏极效率。
此外，两种多尔蒂放大器配置是在从P4dB的8dB回退功率水平下仿真的。这些数据如表2所示。
传统多尔蒂放大器 具有组合阻抗逆变器和谐波终止的多尔蒂放大器
漏极效率(%) 54.0 56.5
功率增益(dB) 12.4 13.1
表2：8db回退处的仿真漏极效率和功率增益。
这些仿真结果已经证实，本发明的实施例通过谐波终止实现了更高的功率增益和效率，具有有助于高集成度的紧凑的形状因数。
根据本发明实施例的具有组合阻抗逆变器和谐波终止电路36的多尔蒂放大器30可以以各种方式封装。一个或多个这样的放大器可以使用已知的技术和科技制造在集成电路上。附加地或可替换地，多个预制的多尔蒂放大器电路可以被组合到功率放大器模块(PAM)、多芯片模块(MCM)、印刷电路板(PCB)或本领域已知的其他衬底上。在任何集成度下，根据本发明的实施例的多尔蒂放大器配置30通过在输出基波信号分量的同时控制放大的RF信号的谐波分量，并且以小的形状因数这样做并且因此提供高集成度来提供优越的性能。例如，许多这样的多尔蒂放大器30可以被组合并部署在无线通信网络设备中。作为非限制性示例，这种设备可以包括4G小型小区基站的最终级、4G宏基站的驱动器级和/或5G新无线电(NR)或大规模多输入多输出(MIMO)系统的最终级。本发明的实施例可以类似地有利地部署在用户设备（UE）（诸如“智能电话”、配备蜂窝的平板电脑和膝上型电脑等）中。
图8描绘了制造放大器30的方法100中的步骤，该放大器具有组合阻抗逆变器和谐波终止电路36，并且可操作来放大具有基频的RF信号。放大器30可以在衬底上制造，该衬底可以包括集成电路管芯的衬底、多芯片模块的衬底、印刷电路板等。提供并联布置的第一晶体管18a和第二晶体管18b(框102)。阻抗逆变器38耦合在第一晶体管18a和第二晶体管18b的输出之间(框104)。谐波终止电路40连接在阻抗逆变器38的可变部分和RF信号接地之间。调整谐波终止电路40到阻抗逆变器38的连接，以便控制在基频的目标谐波处由谐波终止电路40呈现的负载阻抗的相位。目标谐波可以是例如二次谐波。
本发明的实施例提出相对于现有技术中已知的多尔蒂放大器的多个优点。尽管控制RF信号的谐波分量的优点是已知的，但是现有技术的谐波控制电路体积庞大并且消耗功率。此外，它们需要输出阻抗匹配。特别是对于具有相对高的本征输出阻抗的第三族氮化物材料功率放大器，根据本发明的实施例，消除了输出阻抗匹配和传统的谐波控制电路二者。放大器的输出上的RF扼流器电路和DC阻断电容器的组合以及组合阻抗逆变器和谐波终止电路的使用以减少的组件计数和小电路占地面积（footprint）实现了谐波控制，从而有利于高集成度和降低整体功耗。
术语“直接电连接”或“电连接”或简单地“连接”描述了电连接元件之间的永久低欧姆连接，例如相关元件之间的导线连接。尽管这种连接可能具有寄生效应，诸如接合线的寄生电感，但是在连接的元件之间没有插入组件或元件。相比之下，术语“电耦合”或简单地“耦合”意味着被配置成以某种有形方式影响电信号的一个或多个中间元件或组件可以(但不是必须)提供在电耦合元件之间。这些中间元件可以包括有源元件（诸如晶体管或开关）以及无源元件（诸如电感器、电容器、二极管、电阻器等）。
为了便于描述，使用诸如“下面”、“下方”、“下部”、“上面”、“上方”等空间相对术语来解释一个元件相对于另一个元件的定位。除了与图中所示不同的取向之外，这些术语旨在包括设备的不同取向。此外，诸如“第一”、“第二”等术语也用于描述各种元件、区域、部分等，并且也不意图是限制性的。相同的术语贯穿本描述指代相同的元件。
如本文所用，术语“具有”、“包含（containing）”、“包括（including）”、“包括（comprising）”等是开放式术语，其指示所述元件或特征的存在，但不排除附加的元件或特征。冠词“一”、“一个”和“该”旨在包括复数和单数，除非上下文另有明确指示。
当然，在不脱离本发明的基本特征的情况下，本发明可以以不同于本文具体阐述的其他方式来实施。本实施例在所有方面都被认为是说明性的而非限制性的，并且在所附权利要求的含义和等同范围内的所有变化旨在被包含在其中。

Claims (28)

1.一种可操作以放大具有基频的RF信号的放大器(30)，包括:
并联布置的第一和第二晶体管(18a，18b)；和
组合阻抗逆变器和谐波终止电路（36），其耦合在第一和第二晶体管(18a，18b)的输出之间，并且可操作来在基频的目标谐波处呈现负载阻抗。
2.根据权利要求1所述的放大器（30），其中目标谐波负载阻抗的相位取决于谐波终止电路(40)连接在的沿着阻抗逆变器(38)的位置。
3.根据权利要求2所述的放大器（30），其中谐波终止电路（40）在目标谐波频率处呈现到RF信号接地的低阻抗路径。
4.根据权利要求2所述的放大器（30），其中谐波终止电路（40）在基频处呈现到RF信号接地的高阻抗路径。
5.根据任一项前述权利要求所述的放大器（30），其中谐波终止电路（40）包括阻抗逆变器38与连接到RF信号接地的去耦电容器串联的一部分。
6.根据权利要求5所述的放大器（30），其中谐波终止电路(40)还包括插入在阻抗逆变器(38)和去耦电容器之间的传输线。
7.根据权利要求5所述的放大器（30），其中谐波终止电路(40)还包括插入在阻抗逆变器(38)和去耦电容器之间的LC谐振电路和电感器的串联连接。
8.根据权利要求7所述的放大器（30），其中，所述LC谐振电路包括并联连接的电容器和电感器。
9.根据任一项前述权利要求所述的放大器（30），还包括：DC阻断电容器(34)，其插入在每个放大器(18)输出和组合阻抗逆变器和谐波终止电路(36)之间。
10.根据权利要求9所述的放大器（30），还包括：RF扼流器电路(32)，其连接在每个放大器(18)的输出和RF信号接地之间。
11.根据权利要求10所述的放大器（30），其中每个RF扼流器电路(32)包括串联连接的电感器和电容器。
12.根据任一项前述权利要求所述的放大器（30），其中目标谐波负载阻抗的幅度和相位控制放大的RF信号的漏极电流和电压波形。
13.一种制造放大器（30）的方法，该放大器（30）具有组合阻抗逆变器和谐波终止电路（36），并且可操作来放大具有基频的RF信号，所述方法包括：
提供并联布置的第一和第二晶体管(18a，18b)；
将阻抗逆变器（38）耦合在第一和第二晶体管(18a，18b)的输出之间；
将谐波终止电路（40）连接在阻抗逆变器38的一部分和RF信号接地之间。
14.根据权利要求13所述的方法（100），其中并入谐波终止电路（40）的阻抗逆变器（38）的部分控制在基频的目标谐波处由谐波终止电路（40）呈现的负载阻抗的相位。
15.根据权利要求13-14中任一项所述的方法（100），其中谐波终止电路（40）在基频的目标谐波处呈现到RF信号的低阻抗路径。
16.根据权利要求13-15中任一项所述的方法（100），其中谐波终止电路（40）在基频处呈现到RF信号接地的高阻抗路径。
17.根据权利要求14所述的方法（100），其中谐波终止电路（40）包括阻抗逆变器38与连接到RF信号接地的去耦电容器串联的一部分。
18.根据权利要求17所述的方法（100），其中谐波终止电路(40)还包括插入在阻抗逆变器(38)和去耦电容器之间的传输线。
19.根据权利要求17所述的方法（100），其中谐波终止电路(40)还包括插入在阻抗逆变器(38)和去耦电容器之间的LC谐振电路和电感器的串联连接。
20.根据权利要求19所述的方法（100），其中，所述LC谐振电路包括并联连接的电容器和电感器。
21.根据权利要求13-20中任一项所述的方法（100），还包括：在每个放大器(18)输出和组合阻抗逆变器和谐波终止电路(36)之间插入DC阻断电容器(34)。
22.根据权利要求21所述的方法（100），还包括：将RF扼流器电路(32)连接在每个放大器(18)的输出和RF信号接地之间。
23.根据权利要求22所述的方法（100），其中每个RF扼流器电路(32)包括串联连接的电感器和电容器。
24.根据权利要求13-23中任一项所述的方法（100），还包括：通过选择并入谐波终止电路(40)的阻抗逆变器(38)的预定部分来控制放大的RF信号的漏极电流和电压波形。
25.根据权利要求24所述的方法（100），其中控制放大的RF信号的漏极电流和电压波形包括在时域中增加电流和电压波形之间的间隔。
26.根据权利要求24所述的方法，其中控制放大的RF信号的漏极电流和电压波形包括增加电压波形的峰值。
27.一种可操作以放大具有基频的RF信号的放大器(30)，包括:
并联布置的第一和第二晶体管(18a，18b)；和
组合阻抗逆变器和谐波终止电路(36)，包括：
阻抗逆变器(38)，其连接第一和第二晶体管(18a，18b)的输出；以及
谐波终止电路(40)，其合并阻抗逆变器(38)的至少一部分，并且可操作来在基频的目标谐波处呈现负载阻抗。
28.一种可操作以放大具有基频的RF信号的放大器(30)，包括:
并联布置的第一和第二晶体管(18a，18b)；
组合阻抗逆变器和谐波终止电路(36)，包括：
阻抗逆变器(38)，其连接第一和第二晶体管(18a，18b)的输出；以及
谐波终止电路（40），其连接在阻抗逆变器38上的位置和RF信号接地之间。
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