JP2022534393A

JP2022534393A - 統合高調波終端を備えたドハティ増幅器回路

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Publication number: JP2022534393A
Application number: JP2021569988A
Authority: JP
Inventors: ジャンホンキム; ソノコアリスタッド; マイケルイーワッツ; マリオボカティウス
Original assignee: Wolfspeed Inc
Current assignee: Wolfspeed Inc
Priority date: 2019-05-24
Filing date: 2020-05-21
Publication date: 2022-07-29
Also published as: US20200373892A1; US11114988B2; EP3977615A1; JP2024026359A; CN114424454A; WO2020242886A1

Abstract

ドハティ増幅器（３０）において、第１または主トランジスタ（１８ａ）および第２またはピークトランジスタ（１８ｂ）の出力端同士が、合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路（３６）によって接続される。高調波終端回路（４０）は、インピーダンスインバータ（３８）の所定の部分を取り込み、目標高調波周波数（たとえば、２次高調波）において高調波負荷インピーダンスを提供する。高調波負荷インピーダンスの振幅と位相を制御することにより、基本周波数において良好な負荷変調を維持しながら、利得および効率を最大にするためにドレイン電流波形およびドレイン電圧波形を成形することが容易になる。特に、ＧａＮなどのＩＩＩ族窒化物半導体では、高調波制御回路（２６）と出力インピーダンス整合回路（２０）の両方を、各トランジスタ（１８）の出力端から削除することができる。合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路（３６）は、高集積化および低電力消費のために増幅器回路（３０）フットプリントを低減させる。

Description

関連出願
本出願は、２０１９年５月２４日に出願された米国特許出願第１６／４２１，９９９号の優先権を主張し、その内容全体が参照により本明細書に組み込まれる。

本発明は、一般に高周波増幅器回路に関し、詳細には、合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路を備えたＲＦドハティ増幅器構成に関する。

現代の無線通信ネットワークは、一般に固定アクセスポイント（基地局、ｅＮＢ、ｇＮＢなどとして知られる）と多数のモバイル端末（ユーザ機器すなわちＵＥ、タブレット、ラップトップなど）との間で、高周波（ＲＦ）信号に変調された音声およびデータコンテンツを送信することによって機能する。双方向の信号伝送には、ＲＦ電力増幅器が必要とされる。どちらの場合も、効率（出力電力を直流電力で割ったもの）が重要な考慮事項である。効率の悪い増幅器は、消費される電力の多くを単に熱に変えることによって運用コストが高くなり、また、熱を放出するための物理的な設計が必要になるので、アクセスポイントには効率のよい電力増幅器が望まれる。モバイル端末の電力増幅器は、バッテリ電力を消費する主たるものであり、１回の充電あたりの有効なデバイス寿命を延ばすために高い効率が望まれる。

増幅器は、圧縮で、またはほぼ圧縮で、すなわち増幅器が常にオンになっているか強く導通している点で、最も効率的に動作する。圧縮点より下で動作する増幅器は線形範囲で動作し、出力信号は入力信号が増幅されたものになる。部分的または全面的に圧縮で動作する増幅器は、周波数／位相変調信号、またはオンオフキーイング変調信号（たとえば、モールス符号）を高出力、高効率で送信することができる。これらの用途では、線形性が必要とされない。すなわち、増幅器は信号の振幅を歪ませてもよく、信号に変調された情報に影響を及ぼすことがない。しかし、搬送波信号の振幅を変調することによって情報を一部でも符号化する通信信号では、電力増幅器が、ＡＭ情報を保存するために高い直線性で動作する必要がある。

現代の無線通信ネットワークで使用するために標準化されている、たとえば様々なレベルの直交振幅変調（１６－ＱＡＭ、６４－ＱＡＭ、２５６－ＱＡＭ）などの信号変調方式の多くでは、増幅器が圧縮で動作した場合に起こるであろう振幅変調情報の喪失を避けるために、線形増幅器を必要とする。多くのこのような信号の特徴は、平均信号電力は相対的に低いが、信号の断続的なピークでは平均と比較して電力が大きいことである。この特徴は、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）として定量化される。高ＰＡＰＲの信号を送信する単独の電力増幅器は、まれに発生する信号ピークに合わせてサイズ設定しなければならないので低い効率を示し、平均すると非常に低い電力で動作する。すなわち、電力増幅器は、概して使用されない大きい「ヘッドルーム」を持たせて設計されなければならない。増幅器の動作点は圧縮点よりもはるかに下にあるので、効率がよくない。これは、増幅器が消費する（モバイル端末の場合ではバッテリからの）電力の多くが熱として浪費されることを意味する。

ウィリアム・ドハティは、１９３６年にこの問題を解決して、高いＰＡＰＲのＡＭラジオ信号を送信しながら効率が改善されている電力増幅器を設計した。図１にブロック図の形で表されたＲＦドハティ増幅器１０は、「主」または「搬送波」増幅段と呼ばれることが多い、ほとんどの信号増幅に使用される第１のトランジスタ１８ａと、「補助」または「ピーク」増幅段と呼ばれることが多い、信号ピークを増幅するために使用される第２のトランジスタ１８ｂとを備える。本明細書では、より一般的な「第１」および「第２」のトランジスタという用語を使用する。第１の増幅器段にはＡＢ級バイアス増幅器が使用されることが多く、この増幅器は、線形範囲内で平均信号を増幅するようにバイアスすることができるが、圧縮に近い（すなわち、ヘッドルームが小さい）。信号ピークは、第２の増幅段として、たとえばＣ級バイアス増幅器によって増幅され、この増幅器は、ほとんどの時間が非活動状態であり、入力信号導通角のほんの一部分にわたってのみ線形であればよい。

ドハティ増幅器の特徴は、第１のトランジスタ１８ａと第２のトランジスタ１８ｂとの出力接続であり、この接続はインピーダンスインバータ２２を介して行われ、１／４波長伝送線路を使用して実施されることが多く、また９０度の位相シフトがあることが多い。低入力信号電力レベルでは、第２のトランジスタ１８ｂは非活動状態であり、実質的に開回路である。システムインピーダンス（たとえば、５０Ω）は、出力整合ネットワーク２４により、第２のトランジスタ１８ｂの出力端で低減される。このインピーダンスは、インピーダンスインバータ２２によって非常に高いインピーダンスに反転され、高い出力インピーダンスが第１のトランジスタ１８ａに提供されて、その効率が向上する。第２のトランジスタ１８ｂが信号ピークを増幅し始めると、その増加する出力電流（第１のトランジスタ１８ａの出力電流と合計される）は、負荷インピーダンスの両端の電圧を増加させ、この負荷インピーダンスをインピーダンスインバータ２２は、低下するインピーダンスとして第１のトランジスタ１８ａに提供する。この低いインピーダンスにより第１のトランジスタ１８ａの出力電力は、入力信号の電力が増加するにつれて増加することが可能になる。これは負荷変調として知られており、これによりドハティ増幅器１０が入力信号電力の全範囲にわたって高い効率を提供することになる。

言い換えると、負荷変調が行われる。その理由は、ドハティ増幅器１０の出力電圧が、第１のトランジスタ１８ａの出力電流と第２の１８ｂトランジスタの出力電流との和に負荷インピーダンスを掛けたもので決定されるからである。それに応じて、第１のトランジスタ１８ａの出力インピーダンスは、第２のトランジスタ１８ｂから送出される負荷電流によって変化する。

インピーダンスインバータ２２では、９０度の位相シフトを実施することが多いが、このことは必ずしもドハティ増幅器の負荷変調が行われるための要件ではないことに留意されたい。たとえば、９０度以外の位相遅れが、たとえば第２のトランジスタ１８ｂの経路に導入されてもよく、インピーダンスインバータ２２は、２つのトランジスタ１８ａと１８ｂの経路間の全位相差が９０度またはその近くになるように、対応する位相シフトを導入する。

図１を参照すると、電力分割器回路１２は、ＲＦ入力信号をその瞬間的な電力レベルに応じて第１のトランジスタ１８ａと第２のトランジスタ１８ｂの間で分割する。移相器１４は、出力インピーダンスインバータ２２が第１のトランジスタ１８ａの出力に加える、多くの場合９０度である遅延を一致させることによって、第２のトランジスタ１８ｂの入力の位相を遅延させる。いくつかの実施形態では、電力分割器１２と移相器１４は、直交電力分割器として合体されてもよく、この分割器は、入力信号を分割することも第２のトランジスタ１８ｂの入力に９０度の位相シフトを加えることもする。入力整合回路１６ａ、１６ｂは、インピーダンス整合を行い、たとえば、標準的な５０Ωのシステムインピーダンスを第１のトランジスタ１８ａおよび第２のトランジスタ１８ｂの低い入力インピーダンスに整合させることを行う。同様に、出力インピーダンス整合回路２０ａ、２０ｂは、トランジスタ１８ａ、１８ｂの低い出力インピーダンスを５０Ωなどの標準的なシステムインピーダンスに整合させる。

上述のように、ドハティ構成１０の第１のトランジスタ１８ａの出力と第２のトランジスタ１８ｂの出力とは、９０度の位相遅延を有するインピーダンスインバータ２２によって接続される。インピーダンスインバータ２２は、１／４波長伝送線路を使用して実施されることが多い。ドハティ増幅器１０の出力は、通常ではインピーダンスインバータ２２の第２のトランジスタ１８ｂ側の、いわゆる加算ノードで取り出される。インピーダンス変換器２４は、ドハティ増幅器回路１０から見た負荷インピーダンスＺｌｏａｄを標準的な５０Ωのシステムインピーダンスに変換する。

ドハティ増幅器の用途では、システムサイズを低減するにもバッテリ寿命を増加させるにも、より高い効率が求められる。Ｆ級、逆Ｆ級、Ｊ級などの高調波制御を用いる高効率電力増幅器トポロジが広く採用されている。電力増幅器の効率を上げる１つの方法は、デバイス自体で消散される電力を最小限にすることである。デバイスの電力消散を低減させる１つの方法は、増幅される信号の電圧波形と電流波形の重なりを最小限にすることである。すなわち、消散される電力は電圧と電流の加算であるので、最大出力電圧が、理想的には低い（またはゼロの）電流レベルのときに生じるべきであり、最大電流が低電圧に対応すべきである。電流波形および電圧波形を形成する方法の１つは、増幅される信号の高調波成分の大きさおよび位相を制御することによるものである。２次高調波の操作が他の、より高い高調波成分よりも比較的簡単であるので、２次高調波成分が通常では、適切な電流波形または電圧波形を作るために操作される。この手法は、Paolo Colantoni, et al.の論文“Multiharmonic Manipulation for Highly Efficient Microwave Power Amplifiers,” John Wiley & Sons, 2001に詳細に記載されており、その開示は参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。

図２は、高調波制御回路２６ａ、２６ｂを備えたドハティ増幅器トポロジ１１を示す。高調波制御回路２６ａ、２６ｂは、個々の基本波と高調波が効果的に整合するように、トランジスタ１８ａ、１８ｂに近接して配置されている。この高調波制御ドハティ増幅器１１は、負荷変調中の電流と電圧の重なりを最小限にすることができ、入力信号電力の全範囲にわたって従来のドハティ増幅器トポロジ１０よりも優れた効率を達成することができる。

現代の無線通信ネットワークにおける１つの重要な進歩は、空間ダイバーシティおよび／または空間多重化を使用することである。空間ダイバーシティとは、同じ信号を異なる伝搬路（たとえば、異なる送信／受信アンテナ）で送信することを指し、フェージング、同一チャネル干渉、その他のＲＦ信号伝送の悪影響に対する堅牢性を高めるものである。空間多重化ではまた、多数の送信アンテナおよび受信アンテナを使用し、空間多重化とは、時空間符号化を用いてデータの異なる部分を異なる伝搬路で伝送してデータ転送速度を高めることも指す。これらの技法は多入力多出力、すなわち「ＭＩＭＯ」と総称される。すべてのＭＩＭＯ技法の鍵は、エアインターフェースチャネルの少なくとも片側、好ましくは両側に複数のアンテナを配置することである。第４世代（４Ｇ）ネットワーク規格では、トランシーバー１台あたり２本、４本、または８本のアンテナが企図されているが、現在規定されている第５世代（５Ｇ）ネットワークでは、トランシーバー１台あたり最大１２８本のアンテナが想定されている。ＲＦ信号を送信するために使用される各アンテナは、電力増幅器を必要とする。それゆえに、小型化設計と、可能な限り多くの構成要素を同一の集積回路パッケージに集積化することが、ＲＦ電力増幅器の重要な設計考慮事項になる。加えて、多数のトランシーバーが１つのシステムに含まれるので、ＲＦ電力増幅器の効率改善が必要とされる。したがって、ドハティ電力増幅器の設計では、高調波制御トポロジを用いた高効率の電力増幅器トポロジが必要とされる。

残念ながら、高調波制御回路２６ａ、２６ｂは、各ドハティ増幅器１１のサイズを増大させ、コンパクト設計および高集積化という目標が妨げられる。

本明細書の「背景技術」の項は、本発明の実施形態を技術的および運用的な文脈に入れて、その範囲および有用性を当業者が理解することを助けるために提供されている。「背景技術」の項に記載された手法は、追求することができても、必ずしも以前に考案または追求された手法ではない。特にそのように明示されていない限り、本明細書に記載されていることは、「背景技術」の項に含まれていることだけで従来技術であるとは認められない。

以下では、当業者に基本的な理解が得られるようにするために、本開示の簡略化した概要を提供する。この概要は、本開示の広範な概説ではなく、本発明の実施形態の主要な／重要な要素を特定または本発明の範囲を描写するものではない。この概要の唯一の目的は、本明細書に開示されるいくつかの概念を、後に提供されるより詳細な説明の前置きとして簡略化した形で提供することである。

本明細書に記載および特許請求されている１つまたは複数の実施形態によれば、ドハティ増幅器構成の第１の（主）トランジスタおよび第２の（ピーク）トランジスタの出力端同士が、合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路によって接続される。高調波終端回路は、所定の位置でインピーダンスインバータに結合され、インピーダンスインバータの少なくとも一部を取り込み、基本周波数の目標高調波において負荷インピーダンスを提供する。高調波負荷インピーダンスの大きさおよび位相などの特性が、増幅されたＲＦ信号の高調波制御された電圧波形および電流波形を生成するように制御される。高調波終端回路は、所望の量の目標高調波成分（たとえば、２次高調波）をグランドに分路するように機能する低インピーダンス経路を含む。インピーダンスインバータとの選択された重なりが、目標高調波周波数における高調波負荷インピーダンスの位相の制御を実現する。高調波終端は、負荷インピーダンスが全く変化することなく基本周波数でインピーダンスインバータの良好な負荷変調を機能させるために、目標高調波周波数における低インピーダンス経路と同じノードで、基本信号成分における高インピーダンス経路をグランドに提供する。特に、ＧａＮなどのＩＩＩ族窒化物半導体では、従来の高調波抑制回路と出力インピーダンス整合回路の両方を各増幅器の出力部から除去することができる。

１つの実施形態は、基本周波数を有するＲＦ信号を増幅するように動作する増幅器に関する。この増幅器は、並列に配置された第１のトランジスタおよび第２のトランジスタと、合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路とを含む。合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路は、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタの出力端間に結合されており、基本周波数の目標高調波において負荷インピーダンスを提供するように動作する。

別の実施形態は、合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路を有しており、基本周波数を有するＲＦ信号を増幅するように動作する増幅器を製造する方法に関する。並列に配置された第１のトランジスタおよび第２のトランジスタが提供される。インピーダンスインバータが第１のトランジスタおよび第２のトランジスタの出力端間に結合される。高調波終端回路がインピーダンスインバータの一部分とＲＦ信号グランドとの間に接続される。

さらに別の実施形態は、基本周波数を有するＲＦ信号を増幅するように動作する増幅器に関する。この増幅器は、並列に配置された第１のトランジスタおよび第２のトランジスタと、合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路とを含む。この合体回路は、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタの出力端同士を接続するインピーダンスインバータと、インピーダンスインバータの少なくとも一部分を取り込む高調波終端回路とを含む。高調波終端回路は、基本周波数の目標高調波において負荷インピーダンスを提供するように動作する。

さらに別の実施形態は、基本周波数を有するＲＦ信号を増幅するように動作する増幅器に関する。この増幅器は、並列に配置された第１のトランジスタおよび第２のトランジスタと、合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路とを含む。この合体回路は、第１のトランジスタおよび第２のトランジスタの出力端同士を接続するインピーダンスインバータと、インピーダンスインバータ上のある位置とＲＦ信号グランドとの間に接続された高調波終端回路とを含む。

次に、本発明の実施形態が示されている添付の図面を参照して、以下で本発明をより完全に説明する。しかし、本発明は、本明細書に記載された実施形態に限定されると解釈されるべきではない。むしろ、これらの実施形態は、本開示が完璧かつ完全になるように、また本発明の範囲を当業者に十分に伝えるように提供されている。全体を通して、同じ番号は同じ要素を指す。

従来技術のドハティ増幅器のブロック図である。高調波制御を含む従来技術のドハティ増幅器のブロック図である。合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路を有するドハティ増幅器のブロック図である。インピーダンスインバータと高調波終端回路の１つの実施態様を示すドハティ増幅器のブロック図である。インピーダンスインバータと高調波終端回路の別の実施態様を示すドハティ増幅器のブロック図である。正弦波の基本波成分および２次高調波成分のグラフである。図６（ａ）の基本波成分と２次高調波成分の干渉により生じた波形のグラフである。高調波制御なしの場合の増幅器出力信号の電圧波形および電流波形のグラフである。２次高調波制御ありの場合の増幅器出力信号の電圧波形および電流波形のグラフである。増幅器を製造する方法を示すフロー図である。

本発明は、当然ながら、本発明の本質的な特徴から逸脱することなく、本明細書に具体的に記載されたもの以外の方法でも実施することができる。本実施形態は、すべての点において制限的なものではなく例示的なものであると考えられるべきであり、添付の特許請求の範囲の意味および等価物の範囲に入るすべての変更は、本実施形態に包含されるものである。

簡略化および説明のために、本発明は、その例示的な実施形態を主に参照して説明される。以下の説明では、本発明の完全な理解が得られるようにするために、多くの具体的な細部が記述される。しかし、本発明がこれらの具体的な細部に限定されずに実施されてもよいことは、当業者には容易に明らかになろう。本明細書では、本発明を不必要に不明瞭にしないように、よく知られている方法および構造体については詳細に説明していない。

現代の無線通信ネットワークにおける電力増幅器の重要な考慮事項は、ＲＦ信号を高周波数において高電力で増幅する能力である。たとえば、５Ｇネットワークは、ＧＨｚ帯で動作することが予想されている。これらの要件に適合した半導体技術として、マイクロ波周波数において低雑音指数を有する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の一種の、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）がある。無線通信送信機の電力増幅器として使用するのに特に適しているのは、ＩＩＩ族窒化物材料から製作されたＨＥＭＴである。ＩＩＩ族窒化物とは、窒素と、アルミニウム（Ａｌ）、ガリウム（Ｇａ）、およびインジウム（Ｉｎ）などの、周期表の従来のＩＩＩ族（国際純正および応用化学連合、すなわちＩＵＰＡＣの命名法では１３族）の元素との間で形成される半導体合金を指す。特に、窒化ガリウム（ＧａＮ）ＨＥＭＴは、無線通信電力増幅器の用途に適合している。

ＧａＮＨＥＭＴの特徴は、高い固有出力インピーダンス（たとえば、約２０Ω）であり、横形二重拡散金属酸化膜半導体（ＬＤＭＯＳ）などの他の増幅器技術（たとえば、約４Ω）と比較して高い。この相対的に高い出力インピーダンスにより、図３を参照して説明するように、革新的な回路構成が増幅器１８ａ、１８ｂの出力端において可能になる。

図３は、１つの実施形態による、合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路を有するドハティ増幅器回路３０のブロック図を示す。ドハティ増幅器３０は、電力分割器１２、移相器１４、入力インピーダンス整合回路１６ａ、１６ｂ、ならびに第１の（主）トランジスタ１８ａおよび第２の（ピーク）トランジスタ１８ｂを含み、すべて図１および図２を参照して上述したのと同様である。図３の実施形態では、出力インピーダンス整合回路２０ａ、２０ｂが、無線周波数チョーク（ＲＦＣ）３２ａ、３２ｂを使用することによって最小化されている。ＲＦＣ３２ａ、３２ｂはそれぞれ、それぞれの増幅器１８ａ、１８ｂの出力端とＲＦ信号のグランドとの間で直列に接続されたインダクタおよびコンデンサを含む。ＲＦＣ３２ａ、３２ｂのインダクタおよびコンデンサは、複素増幅器１８ａ、１８ｂの出力インピーダンスの虚部外で共振するようにサイズ設定されている。ＲＦＣ３２ａ、３２ｂを使用することと、ＧａＮトランジスタ１８ａ、１８ｂの相対的に高い出力インピーダンスとにより、相対的に高い、実部の出力インピーダンスが得られる。これにより、大規模な出力インピーダンス整合回路２０ａ、２０ｂ（図１、２）が不要になって、合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路３６が、（動作周波数において）トランジスタ１８ａ、１８ｂの出力端に電気的に直接接続できるようになる。

トランジスタ１８ａ、１８ｂの出力端と直列のＤＣ阻止コンデンサ３４ａ、３４ｂは、動作周波数においてトランジスタ１８ａ、１８ｂの出力信号に対して低インピーダンス（すなわち、実質的に短絡）を提供する。ＤＣ阻止コンデンサ３４ａ、３４ｂは、いくつかの利点を提供する。第１に、ＤＣ阻止コンデンサ３４ａは、ドハティ増幅器３０の負荷変調機能を補助する。第２に、ＤＣ遮断コンデンサ３４ｂは、加算ノードにおいて第２のトランジスタ１８ｂに大きいインピーダンスを提供することを補助する。当業者であれば、ＤＣ阻止コンデンサ３４ａ、３４ｂが、図３に示されたものと異なる位置に配置されてもよく、たとえば、インピーダンスインバータ３８に組み込まれてもよいことが理解されよう。

本発明の実施形態によれば、合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路３６は、第１のトランジスタ１８ａおよび第２のトランジスタ１８ｂの出力端同士を接続する。この回路３６は、インピーダンスインバータ３８と高調波終端回路４０の両方を含む。これらの回路の実施形態については、図４および図５を参照されたい。高調波終端回路をインピーダンスインバータと合体すると、構成要素数が劇的に低減し、複数のドハティ増幅器３０を小型パッケージに密に集積することが容易になる。

合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路３６内で、インピーダンスインバータ３８は、図１および図２のインピーダンスインバータ２２と実質的に同様である。ドハティ増幅器ではよく知られているように、インピーダンスインバータは、増幅されたＲＦ信号の基本周波数で負荷変調を行い、たとえば、１／４波長伝送線路として実現することができる。高調波終端回路４０は、たとえば２次高調波などの、基本周波数の目標高調波において負荷インピーダンスを提供する。目標高調波の負荷インピーダンスの、その大きさおよび位相などの特性は、高調波終端回路４０のパラメータによって決定され、それゆえに、設計者が制御することができる。

特に、目標高調波負荷インピーダンスの大きさは、本明細書で図４および図５を参照してより詳細に説明するように、目標高調波成分の一部（実質的に全部まで）をＲＦ信号グランドへ分路することによって制御される。高調波終端回路４０はこの制御を、ＲＦ信号グランドへの低インピーダンス経路を目標高調波周波数において形成することによって達成する。同時に、高調波終端回路４０は、グランドへの高インピーダンス経路（すなわち、実質的に開回路）を基本周波数において形成する。それゆえに、高調波終端回路４０は、インピーダンスインバータ３８の負荷変調機能を基本周波数において実質的に妨げない。

目標高調波負荷インピーダンスの位相は、インピーダンスインバータ３８の一部を高調波終端回路４０に組み込むことによって制御される。図４および図５に示されるように、インピーダンスインバータ３８に沿った、高調波終端回路４０が接続される位置が位相を決める。この接続点を変更することによって、設計者は、目標高調波負荷インピーダンスの位相を制御することができ、それによって、明細書で図６（ａ）および図６（ｂ）を参照してより詳細に説明するように、波形エンジニアリングが可能になる。別の言い方をすると、高調波終端回路４０は、インピーダンスインバータ３８の選択可能な部分を組み込み、その部分は、インピーダンスインバータ３８の長手方向のその接続点によって決まる。

１つの実施形態では（図示せず）、２つ以上の高調波終端回路４０が、インピーダンスインバータ３８に沿った異なる位置として配置されてもよく、それぞれが、高調波終端回路をインピーダンスインバータ３８から切り離すように動作する直列トランジスタスイッチを有する。これらのスイッチのうちの選択された１つだけを閉じることによって、事前に選択された複数の高調波負荷インピーダンス位相値のうちの１つを、動作中に動的に選択することができる。１つの実施形態では、高調波終端回路４０は、増幅されたＲＦ信号の目標高調波成分の異なる減衰度が得られる、異なる構成要素値を含み得る。

同様に、別の実施形態（図示せず）では、別個にイネーブルされた２つ以上の高調波終端回路４０が、増幅されたＲＦ信号の３次以上の高調波などの異なる高調波成分を目標とする構成要素値を含み得る。他の実施形態では、１つまたは複数の高調波終端回路４０は、調整可能コンデンサなどの調整可能な構成要素を含むことができ、それによって製造後の高調波終端回路の調整が可能になる。実際、両方の態様（所与の高調波負荷インピーダンスに対する複数の位相および／または減衰度、ならびに複数の高調波成分を目標にすること）のための高調波終端回路４０が、いくつかの実施形態では実施され得る。当業者であれば、本開示の教示を前提として、そのような選択肢を容易に実施することができる。

図４は、図３のドハティ増幅器３０の１つの実施形態を示す。インピーダンスインバータ３８（たとえば、１／４波長伝送線路を含み得る）は、第１のトランジスタ１８ａおよび第２のトランジスタ１８ｂの出力端同士を接続して、ドハティ増幅器の特徴である負荷変調を実現する。高調波終端回路４０は、インピーダンスインバータ３８の所定の部分と、別の伝送線路と、ＲＦ信号グランドに分路されたデカップリングコンデンサとを含む。伝送線路およびコンデンサのパラメータは、動作周波数において、高調波終端回路４０を経由してグランドに至る経路が、基本周波数では高いインピーダンスを有するが（すなわち、実質的に開回路のように見える）、２次（または他の）高調波周波数では低いインピーダンスを有するように（短絡のように見えるまで）、選択される。高調波終端回路４０はインピーダンスインバータ３８に、その長手方向のどの位置でも接続できることに留意されたい。この重なりの度合いを調整することによって、高調波終端回路によって提供される目標（たとえば、２次）高調波負荷インピーダンスの位相を設計することができる。高調波負荷インピーダンスの位相を制御する機能は、本明細書でさらに説明するように、高調波制御された電圧波形および電流波形を成形するのに重要である。

図５は、図３のドハティ増幅器３０の別の実施形態を示す。この実施形態では、高調波終端回路４０はまた、目標（たとえば、２次）高調波負荷インピーダンスの位相を決定する所定の量だけ、インピーダンスインバータ３８に重なる。しかし、高調波終端回路４０はこの場合、伝送線路ではなく、インダクタを、ＲＦ信号グランドに接続されたデカップリングコンデンサと直列の、ＬＣ並列共振器（ＬＣタンク回路としても知られる）と直列に含む。インダクタおよびコンデンサの構成要素値は、動作周波数において、基本周波数では実質的に開回路になり、たとえば２次高調波周波数では低いインピーダンス（実質的に短絡まで）になるように、選択される。

図６ａおよび図６ｂは、高調波成分を制御することによる波形エンジニアリングの原理を示す。図６ａは、たとえば増幅された信号（この場合は正弦波）の電圧波形の基本波成分および２次高調波成分を表している。一般に、これらの曲線が揃っていない場合、強め合う干渉および弱め合う干渉が無秩序に発生して、望ましくない歪みが基本周波数の波形に導入される。それゆえに、多くの技術的努力が通常、高調波成分を完全に抑制しようとして費やされる。しかし、図６ａおよび図６ｂが示すように、高調波を適切に制御することにより、所望の波形特性を改善することができる。

図６ａでは、基本波成分と２次高調波成分が揃っているので、曲線が足し合わされて、基本周波数波形の正の信号ピークの大きさが増加している。さらに、２次高調波成分が負になる場合では曲線が引き算されることにより、基本周波数の正の半周期の幅が狭くなる。基本周波数成分の負のピークと一致する２次高調波成分の正の半周期には、負のピークをクリップして、半正弦波信号が得られることに留意されたい。電圧ピークを大きくすることによって、最大利得が増大される（トランジスタの電力能力を超えない限りは）。さらに、波形を「狭くする」ことによって、電流波形と電圧波形を分離することが容易になって、デバイスで消散される電力が少なくなり、それゆえに効率が高くなる。

図７（ａ）および図７（ｂ）は、図３～５に表されているような合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路３６が、増幅された信号の２次高調波成分の振幅および位相を制御するのに有効であり、高調波制御された波形が得られるということを明示している。図７（ａ）は、従来のドハティ増幅器構成１０（たとえば、図１）を用いてシミュレーションされた、例示的な増幅ＲＦ信号（たとえば、正弦波）の電圧波形および電流波形のグラフである。図７（ｂ）は、図４の本発明のドハティ増幅器実施形態３０を用いて増幅された同じ信号の波形のグラフであり、構成要素値が、提供された２次高調波負荷インピーダンスの大きさを制御するように選択され、インピーダンスインバータとの接続が、その位相を制御するように選択されている。どちらの場合も、増幅器は、第１の（主）トランジスタ１８ａにおいて約Ｐ４ｄＢの電力レベルで動作した。グラフに示されるように、２次高調波成分の制御により、電圧波形と電流波形の両方が改善すると共に、これらの分離が改善する。特に、電流波形の異質のローブおよびリンギングが抑制され、電圧波形は、示す広がりが少なく、高いピークを持つ。具体的な数値が以下の表１に提示されており、合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路３６が、高い基本波成分およびドレイン効率を達成することを示している。

表１：Ｐ４ｄＢ付近でシミュレーションされた電圧振幅、電流振幅、およびドレイン効率

さらに、２つのドハティ増幅器構成は、Ｐ４ｄＢから８ｄＢバックオフ電力レベルでシミュレーションされた。これらのデータは表２に示されている。

表２：８ｄＢバックオフにおいてシミュレーションされたドレイン効率および電力利得

これらのシミュレーション結果は、本発明の実施形態が、高調波終端によって高い電力利得および効率を達成し、コンパクトなフォームファクタが高集積化を容易にすることを実証した。

本発明の実施形態による合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路３６を有するドハティ増幅器３０は、様々な方法でパッケージすることができる。このような１つまたは複数の増幅器は、知られている技法および技術を用いて集積回路上に製作することができる。さらに、または代わりに、当技術分野で知られているように、複数の既製のドハティ増幅器回路が、電力増幅器モジュール（ＰＡＭ）、マルチチップモジュール（ＭＣＭ）、プリント回路基板（ＰＣＢ）、または他の基板の上に組み合わされてもよい。いかなるレベルの集積化でも、本発明の実施形態によるドハティ増幅器構成３０は、増幅されたＲＦ信号の高調波成分を、基本波信号成分を出力しながら制御することによって、また、小さなフォームファクタでそうして、それゆえに高い集積化レベルを実現することによって、優れた性能を提供する。たとえば、多数のこのようなドハティ増幅器３０を組み合わせて無線通信ネットワーク機器に配置することができる。非限定的な例として、このような機器には、４Ｇ小セル基地局の最終段、４Ｇマクロ基地局のドライバ段、および／または、５Ｇ新無線（ＮＲ）もしくは大規模多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムの最終段が含まれ得る。本発明の実施形態は同様に、「スマートフォン」、セルラを装備したタブレット、およびラップトップコンピュータなどの、ユーザ機器（ＵＥ）に有利に配置することができる。

図８は、合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路３６を有しており、基本周波数を有するＲＦ信号を増幅するように動作する、増幅器３０を製造する方法１００のステップを示す。増幅器３０は、基板上に製造することができ、この基板には、集積回路ダイの基板、マルチチップモジュールの基板、プリント回路基板などが含まれ得る。第１のトランジスタ１８ａおよび第２のトランジスタ１８ｂが提供され、並列に配置される（ブロック１０２）。インピーダンスインバータ３８が、第１のトランジスタ１８ａの出力端と第２のトランジスタ１８ｂの出力端との間に結合される（ブロック１０４）。高調波終端回路４０が、インピーダンスインバータ３８の可変部分とＲＦ信号グランドとの間に接続される。高調波終端回路４０とインピーダンスインバータ３８との接続が、基本周波数の目標高調波において高調波終端回路４０によって提供される負荷インピーダンスの位相を制御するように調整される。目標高調波は、たとえば２次高調波とすることができる。

本発明の実施形態は、従来技術で知られているドハティ増幅器に比べて多数の利点を提供する。ＲＦ信号の高調波成分を制御することの利点は知られているが、従来技術の高調波制御回路はかさばり、電力を消費する。さらに、従来技術の高調波制御回路は出力インピーダンス整合を必要とする。特に、相対的に高い固有出力インピーダンスを有するＩＩＩ族窒化物材料の電力増幅器では、本発明の実施形態によれば、出力インピーダンス整合と従来の高調波制御回路の両方が削除される。増幅器の出力端においてＲＦチョーク回路とＤＣブロッキングコンデンサを組み合わせること、および合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路を使用することにより、高調波制御が、減少した構成要素数および小さい回路フットプリントで達成されて、高集積化が容易になり、総電力消費が低減する。

「直接電気的に接続されている」または「電気的に接続されている」または単に「接続されている」という用語は、電気的に接続された要素間の恒久的な低オーム接続、たとえば関係している要素間のワイヤ接続、を表す。このような接続は、ボンドワイヤの寄生インダクタンスなどの寄生効果を持つことがあるが、接続された要素間には構成要素または要素が介在しない。対照的に、「電気的に結合されている」または単に「結合されている」という用語は、何か明確に電気信号に影響を与えるように構成された１つまたは複数の介在要素または構成要素が、電気的に結合された要素間に（必ずというわけではないが）設けられ得ることを意味する。これらの介在要素には、トランジスタまたはスイッチなどの能動要素、ならびにインダクタ、コンデンサ、ダイオード、抵抗などの受動要素が含まれ得る。

「下に（ｕｎｄｅｒ）」、「下に（ｂｅｌｏｗ）」、「下方の（ｌｏｗｅｒ）」、「上に（ｏｖｅｒ）」、「上方の（ｕｐｐｅｒ）」などの空間的に相対的な用語が、１つの要素と他の要素との相対的な配置の説明を記述しやすくするために使用される。これらの用語は、図に表されたものとは異なる向きに加えて、デバイスの様々な向きを包含するものである。さらに、「第１の」、「第２の」などの用語もまた、様々な要素、領域、区域などを説明するために使用されており、これらの用語もまた限定するものではない。同じ用語は、本明細書全体を通して同じ要素を指す。

本明細書では、「有している（ｈａｖｉｎｇ）」、「包含している（ｃｏｎｔａｉｎｉｎｇ）」、「含んでいる（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」、「備えている（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」などの用語は、記載された要素または特徴が存在することを示す制限のない用語であるが、追加の要素または特徴を排除しない。冠詞の「ａ」、「ａｎ」、および「ｔｈｅ」は、文脈から明らかにそれ以外の指示がない限り、単数形と同様に複数形を含むものである。

Claims

基本周波数を有するＲＦ信号を増幅するように動作する増幅器（３０）であって、
並列に配置された第１のトランジスタ（１８ａ）および第２のトランジスタ（１８ｂ）と、
前記第１のトランジスタ（１８ａ）および第２のトランジスタ（１８ｂ）の出力端間に結合されており、前記基本周波数の目標高調波において負荷インピーダンスを提供するように動作する、合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路（３６）とを備える、増幅器（３０）。
前記目標高調波負荷インピーダンスの位相は、インピーダンスインバータ（３８）に沿った、前記高調波終端回路（４０）が接続される位置に依存する、請求項１に記載の増幅器（３０）。
前記高調波終端回路（４０）が、前記目標高調波周波数においてＲＦ信号グランドへの低インピーダンス経路を提供する、請求項２に記載の増幅器（３０）。
前記高調波終端回路（４０）が、前記基本周波数においてＲＦ信号グランドへの高インピーダンス経路を提供する、請求項２に記載の増幅器（３０）。
前記高調波終端回路（４０）が、ＲＦ信号グランドに接続されたデカップリングコンデンサと直列に、前記インピーダンスインバータ（３８）の一部分を含む、請求項１～４のいずれか１項に記載の増幅器（３０）。
前記高調波終端回路（４０）が、前記インピーダンスインバータ（３８）と前記デカップリングコンデンサとの間に介在する伝送線路をさらに含む、請求項５に記載の増幅器（３０）。
前記高調波終端回路（４０）が、前記インピーダンスインバータ（３８）と前記デカップリングコンデンサとの間に介在する直列接続のインダクタおよびＬＣ共振回路をさらに含む、請求項５に記載の増幅器（３０）。
前記ＬＣ共振回路が、並列に接続されたコンデンサおよびインダクタを含む、請求項７に記載の増幅器（３０）。
各増幅器（１８）の出力端と前記合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路（３６）との間に介在するＤＣ阻止コンデンサ（３４）をさらに備える、請求項１～８のいずれか１項に記載の増幅器（３０）。
各増幅器（１８）の出力端とＲＦ信号グランドとの間に接続されたＲＦチョーク回路（３２）をさらに備える、請求項９の増幅器（３０）。
各ＲＦチョーク回路（３２）が、直列に接続されたインダクタおよびコンデンサを含む、請求項１０に記載の増幅器（３０）。
前記目標高調波負荷インピーダンスの大きさおよび位相が、増幅されたＲＦ信号のドレイン電流波形およびドレイン電圧波形を制御する、請求項１～１１のいずれか１項に記載の増幅器（３０）。
合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路（３６）を有しており、基本周波数を有するＲＦ信号を増幅するように動作する、増幅器（３０）を製造する方法（１００）であって、
並列に配置された第１のトランジスタ（１８ａ）および第２のトランジスタ（１８ｂ）を提供するステップと、
前記第１のトランジスタ（１８ａ）および第２のトランジスタ（１８ｂ）の出力端間にインピーダンスインバータ（３８）を結合するステップと、
前記インピーダンスインバータ（３８）の一部分とＲＦ信号グランドとの間に高調波終端回路（４０）を接続するステップとを含む、方法（１００）。
前記高調波終端回路（４０）に組み込まれた前記インピーダンスインバータ（３８）の部分が、前記基本周波数の目標高調波において前記高調波終端回路（４０）によって提供される負荷インピーダンスの位相を制御する、請求項１３に記載の方法（１００）。
前記高調波終端回路（４０）が、前記基本周波数の前記目標高調波においてＲＦ信号への低インピーダンス経路を提供する、請求項１３または１４に記載の方法（１００）。
前記高調波終端回路（４０）が、前記基本周波数においてＲＦ信号グランドへの高インピーダンス経路を提供する、請求項１３～１５のいずれか１項に記載の方法（１００）。
前記高調波終端回路（４０）が、ＲＦ信号グランドに接続されたデカップリングコンデンサと直列に、前記インピーダンスインバータ（３８）の一部分を含む、請求項１４に記載の方法（１００）。
前記高調波終端回路（４０）が、前記インピーダンスインバータ（３８）と前記デカップリングコンデンサとの間に介在する伝送線路をさらに含む、請求項１７に記載の方法（１００）。
前記高調波終端回路（４０）が、前記インピーダンスインバータ（３８）と前記デカップリングコンデンサとの間に介在する直列接続のインダクタおよびＬＣ共振回路をさらに含む、請求項１７に記載の方法（１００）。
前記ＬＣ共振回路が、並列に接続されたコンデンサおよびインダクタを含む、請求項１９に記載の方法（１００）。
各増幅器（１８）の出力端と前記合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路（３６）との間にＤＣ阻止コンデンサ（３４）を介在させるステップをさらに含む、請求項１３～２０のいずれか１項に記載の方法（１００）。
各増幅器（１８）の出力端とＲＦ信号グランドとの間にＲＦチョーク回路（３２）を接続するステップをさらに含む、請求項２１に記載の方法（１００）。
各ＲＦチョーク回路（３２）が、直列に接続されたインダクタおよびコンデンサを含む、請求項２２に記載の方法（１００）。
前記増幅されたＲＦ信号のドレイン電流波形およびドレイン電圧波形を、前記高調波終端回路（４０）に組み込まれた前記インピーダンスインバータ（３８）の所定の部分を選択することによって制御するステップをさらに含む、請求項１３～２３のいずれか１項に記載の方法（１００）。
前記増幅されたＲＦ信号のドレイン電流波形およびドレイン電圧波形を制御するステップが、時間領域において電流波形と電圧波形との間の離隔を増大させることを含む、請求項２４に記載の方法（１００）。
前記増幅されたＲＦ信号のドレイン電流波形およびドレイン電圧波形を制御するステップが、前記電圧波形のピークを増大させることを含む、請求項２４に記載の方法（１００）。
基本周波数を有するＲＦ信号を増幅するように動作する増幅器（３０）であって、
並列に配置された第１のトランジスタ（１８ａ）および第２のトランジスタ（１８ｂ）と、
合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路（３６）であり、
前記第１のトランジスタ（１８ａ）および前記第２のトランジスタ（１８ｂ）の出力端同士を接続するインピーダンスインバータ（３８）、ならびに
前記インピーダンスインバータ（３８）の少なくとも一部分を取り込み、前記基本周波数の目標高調波において負荷インピーダンスを提供するように動作する、高調波終端回路（４０）を含む合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路（３６）と
を備える、増幅器（３０）。
基本周波数を有するＲＦ信号を増幅するように動作する増幅器（３０）であって、
並列に配置された第１のトランジスタ（１８ａ）および第２のトランジスタ（１８ｂ）と、
合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路（３６）であり、
前記第１のトランジスタ（１８ａ）および前記第２のトランジスタ（１８ｂ）の出力端同士を接続するインピーダンスインバータ（３８）、ならびに
前記インピーダンスインバータ（３８）上のある位置とＲＦ信号グランドとの間に接続された、高調波終端回路（４０）を含む合体インピーダンスインバータおよび高調波終端回路（３６）と
を備える、増幅器（３０）。