CN114400901A - 一种双向cllc谐振拓扑的均压控制电路及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路及方法，该电路包括ISOP控制系统、与ISOP控制系统连接的至少两个CLLC变换器，其中，两个CLLC变换器的母线端口串联，电池端口并联，在正向工作模式下，功率由母线端向电池端传递，在反向工作模式下，功率由电池端向母线端传递。本发明能够简单可靠的实现多个双向谐振拓扑在ISOP连接时的均压均流，可实现多个CLLC变换器的冗余及热插拔。双向谐振变换器在进行ISOP连接采用相同频率的控制策略后，每个CLLC变换器从输入侧看可以等效为串联的正阻抗，每个CLLC变换器上的电压与阻抗成正比，当CLLC变换器的一致性较好时，可以达到较好的平均效果。

Description

一种双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路及方法
技术领域
本发明涉及车载充电机技术领域，尤其涉及一种输入串联输出并联的双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路及方法。
背景技术
电动汽车的车载充电机需要实现AC-DC的双向转换，一般由一级PFC级联DCDC完成，其中DCDC变换器需要实现双向高压大功率的转换，电压等级在400-1200V，功率等级6.6kW-22kW。双向谐振变换器因具有较高效率，较低成本而广泛应用于车载充电机中，在电压等级与功率等级逐步提升的过程中，需要多个双向谐振拓扑的串并联使用。其中多个CLLC拓扑一端进行串联与PFC整流后的母线电压相连，另一端并联与车载动力电池相连，实现电网与电池间的充放电。
针对双向CLLC谐振类拓扑输入串联输出并联(Input Series Output Parallel，ISOP)的均压均流控制策略较少，通常在该连接方式下采用专用的输入均压环采样输入侧每个模块的电压值，通过均压环路的补偿计算调整各个模块的频率，以达到功率平均的目的。另外一类对于谐振拓扑的串并联连接，是与其他DCDC变换器进行级联，将谐振拓扑作为直流变压器使用，均压均流的实现是由前一级的变换器完成的。
已有的控制策略控制环路多，并不适用于车载充电机这一复杂系统，会降低系统的可靠性，而另外一类将谐振变换器作为直流变压器使用的方式，实际上并未从本质上解决谐振变换器的在输入串联输出并联后的均压均流问题，因此急需一种简单可靠直接应用于双向谐振拓扑中的控制策略。
发明内容
本发明的主要目的在于提供一种双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路及方法，旨在简单可靠的实现多个双向谐振拓扑在ISOP连接时的均压均流。
为了达到上述目的，本发明提出一种双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路，所述电路包括ISOP控制系统、与所述ISOP控制系统连接的至少两个CLLC变换器，其中，所述两个CLLC变换器的母线端口串联，电池端口并联，在正向工作模式下，功率由母线端向电池端传递，在反向工作模式下，功率由电池端向母线端传递。
本发明进一步地技术方案是，所述两个CLLC变换器包括第一CLLC变换器和第二CLLC变换器，所述第一CLLC变换器包括第一原边桥、第一副边桥和第一谐振腔，所述第一CLLC变换器的第一原边桥包括并联连接的第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括MOS管Q1和MOS管Q3，所述第二桥臂包括MOS管Q2和MOS管Q4，所述第一桥臂、第二桥臂分别与所述第一谐振腔连接；所述第一CLLC变换器的第一副边桥包括并联连接的第三桥臂和第四桥臂，所述第三桥臂包括MOS管Q5和MOS管Q7，所述第四桥臂包括MOS管Q6和MOS管Q8，所述第三桥臂、第四桥臂分别与所述第一谐振腔连接。
本发明进一步地技术方案是，所述第一谐振腔包括电容C1、电感L1、电感L2、变压器N1以及电容C2，其中，所述电容C1的一端与所述第一桥臂连接，另一端与所述电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与所述电感L2的一端、所述变压器1的原边的一端连接，所述电感L2的另一端、所述变压器N1的原边的另一端与所述第二桥臂连接；
所述变压器N1的副边的一端与所述电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与所述第三桥臂连接，所述变压器N1的副边的另一端与所述第四桥臂连接。
本发明进一步地技术方案是，所述MOS管Q1、MOS管Q4分别与所述MOS管Q2、MOS管Q3互补。
本发明进一步地技术方案是，所述第二CLLC变换器包括第二原边桥、第二副边桥和第二谐振腔，所述第二CLLC变换器的第二原边桥包括并联连接的第五桥臂和第六桥臂，所述第五桥臂包括MOS管Q9和MOS管Q11，所述第六桥臂包括MOS管Q10和MOS管Q12，所述第五桥臂、第六桥臂分别与所述第二谐振腔连接；所述第二CLLC变换器的第二副边桥包括并联连接的第七桥臂和第八桥臂，所述第七桥臂包括MOS管Q13和MOS管Q15，所述第八桥臂包括MOS管Q14和MOS管Q16，所述第七桥臂、第八桥臂分别与所述第二谐振腔连接。
本发明进一步地技术方案是，所述第二谐振腔包括电容C3、电感L3、电感L4、变压器N2以及电容C4，其中，所述电容C3的一端与所述第五桥臂连接，另一端与所述电感L3的一端连接，所述电感L3的另一端与所述电感L4的一端、所述变压器N2的原边的一端连接，所述电感L4的另一端、所述变压器2的原边的另一端与所述第六桥臂连接；
所述变压器N2的副边的一端与所述电容C4的一端连接，所述电容C4的另一端与所述第七桥臂连接，所述变压器N2的副边的另一端与所述第八桥臂连接。
本发明进一步地技术方案是，所述MOS管Q9、MOS管Q12分别与所述MOS管Q10、MOS管Q11互补。
为实现上述目的，本发明还提出一种双向CLLC谐振拓扑的均压控制方法，所述方法应用于如上所述的双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路，所述方法包括：
通过所述双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路采集电池端电压Uout，
通过PID补偿Gvo及脉宽调整单元Gm计算后得到一定频率f的占空比信号，该占空比信号会同步送入MOS管Q1、Q2、Q3、Q4、Q9、Q10、Q11、Q12；
通过调整所述占空比信号对输出电压进行调整。
本发明双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路的有益效果是：
本发明能够简单可靠的实现多个双向谐振拓扑在ISOP连接时的均压均流，较以往的控制方法只有一个环路，并且可实现多个CLLC变换器的冗余及热插拔。双向谐振变换器在进行ISOP连接采用相同频率的控制策略后，每个CLLC变换器从输入侧看可以等效为串联的正阻抗，每个CLLC变换器上的电压与阻抗成正比，当CLLC变换器的一致性较好时，可以达到较好的平均效果。
附图说明
图1是本发明双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路较佳实施例的电路结构示意图。
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。
具体实施方式
应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
请参照图1，本发明提出一种双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路，本发明双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路较佳实施例包括ISOP控制系统、与所述ISOP控制系统连接的至少两个CLLC变换器，其中，所述两个CLLC变换器的母线端口串联，电池端口并联，在正向工作模式下，功率由母线端向电池端传递，在反向工作模式下，功率由电池端向母线端传递。
其中，所述两个CLLC变换器包括第一CLLC变换器和第二CLLC变换器，所述第一CLLC变换器包括第一原边桥、第一副边桥和第一谐振腔，所述第一CLLC变换器的第一原边桥包括并联连接的第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括MOS管Q1和MOS管Q3，所述第二桥臂包括MOS管Q2和MOS管Q4，所述第一桥臂、第二桥臂分别与所述第一谐振腔连接；所述第一CLLC变换器的第一副边桥包括并联连接的第三桥臂和第四桥臂，所述第三桥臂包括MOS管Q5和MOS管Q7，所述第四桥臂包括MOS管Q6和MOS管Q8，所述第三桥臂、第四桥臂分别与所述第一谐振腔连接。
其中，所述第一谐振腔包括电容C1、电感L1、电感L2、变压器N1以及电容C2，其中，所述电容C1的一端与所述第一桥臂连接，另一端与所述电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与所述电感L2的一端、所述变压器1的原边的一端连接，所述电感L2的另一端、所述变压器N1的原边的另一端与所述第二桥臂连接。
所述变压器N1的副边的一端与所述电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与所述第三桥臂连接，所述变压器N1的副边的另一端与所述第四桥臂连接。
其中，所述MOS管Q1、MOS管Q4分别与所述MOS管Q2、MOS管Q3互补。
其中，所述第二CLLC变换器包括第二原边桥、第二副边桥和第二谐振腔，所述第二CLLC变换器的第二原边桥包括并联连接的第五桥臂和第六桥臂，所述第五桥臂包括MOS管Q9和MOS管Q11，所述第六桥臂包括MOS管Q10和MOS管Q12，所述第五桥臂、第六桥臂分别与所述第二谐振腔连接；所述第二CLLC变换器的第二副边桥包括并联连接的第七桥臂和第八桥臂，所述第七桥臂包括MOS管Q13和MOS管Q15，所述第八桥臂包括MOS管Q14和MOS管Q16，所述第七桥臂、第八桥臂分别与所述第二谐振腔连接。
其中，所述第二谐振腔包括电容C3、电感L3、电感L4、变压器N2以及电容C4，其中，所述电容C3的一端与所述第五桥臂连接，另一端与所述电感L3的一端连接，所述电感L3的另一端与所述电感L4的一端、所述变压器N2的原边的一端连接，所述电感L4的另一端、所述变压器2的原边的另一端与所述第六桥臂连接。
所述变压器N2的副边的一端与所述电容C4的一端连接，所述电容C4的另一端与所述第七桥臂连接，所述变压器N2的副边的另一端与所述第八桥臂连接。
其中，所述MOS管Q9、MOS管Q12分别与所述MOS管Q10、MOS管Q11互补。
以下对本发明双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路的结构和工作原理进行进一步的详细阐述。
本发明双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路采用相同频率的控制策略，如图1所示，该双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路包括两个CLLC变换器，所述两个双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路的母线端口进行串联，电池端口进行串联。在正向工作模式下，功率由母线端向电池端传递，MOS管Q1至Q4，Q9至Q12工作在开关状态，MOS管Q5至Q8、Q13至Q16工作在二极管整流状态。在反向工作模式下，功率由电池端向母线端传递，MOS管Q5至Q8、Q13至Q16工作在开关状态，MOS管Q1至Q4、Q9至Q12工作在二极管整流状态。第一CLLC变换器中的谐振电容C1、谐振电容C2、谐振电感L1、谐振电感L2和变压器N1构成该第一CLLC变变换器的谐振腔；第二CLLC变换器中的谐振电容C3、谐振电容C4、谐振电感L3、谐振电感L4和变压器N2构成该第二CLLC变换器的谐振腔。正向工作时，能量由母线端通过两个谐振腔向电池端传递，反向工作时，能量由电池端向母线端传递。
在正反向运行模式下，该双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路的控制环路如图1所示，采用单电压环的同频率控制方式。以正向工作为例进行说明，环路采样电池端的电压Uout，通过PID补偿Gvo及脉宽调整单元Gm计算后得到一定频率f的占空比信号，该占空比信号会同步送入MOS管Q1至Q4、Q9至Q12，其中MOS管Q1，Q4与MOS管Q2，Q3互补，MOS管Q9，Q12与MOS管Q10，Q11互补。通过调整占空比信号的频率实现对输出电压的调整。反馈的占空比信号同时用于控制ISOP连接的两个CLLC变换器，在该控制方式下，两个变换器可以等效为两个正阻抗的串联，当各个变换器的参数一致时，均压效果良好，当参数具有差异时，分压与阻抗成正比。如果系统中有多个模块进行串并联，则所有模块统一采用该同频率的占空比控制信号，即可使模块间实现双向的自动均压均流。
本发明双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路的有益效果是：
本发明能够简单可靠的实现多个双向谐振拓扑在ISOP连接时的均压均流，较以往的控制方法只有一个环路，并且可实现多个CLLC变换器的冗余及热插拔。双向谐振变换器在进行ISOP连接采用相同频率的控制策略后，每个CLLC变换器从输入侧看可以等效为串联的正阻抗，每个CLLC变换器上的电压与阻抗成正比，当CLLC变换器的一致性较好时，可以达到较好的平均效果。
为实现上述目的，本发明还提出一种双向CLLC谐振拓扑的均压控制方法，该双向CLLC谐振拓扑的均压控制方法应用于如上实施例所述的双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路，所述方法包括：
通过所述双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路采集电池端电压Uout，
通过PID补偿Gvo及脉宽调整单元Gm计算后得到一定频率f的占空比信号，该占空比信号会同步送入MOS管Q1、Q2、Q3、Q4、Q9、Q10、Q11、Q12；
通过调整所述占空比信号对输出电压进行调整。
具体地，结合图1所示，在正反向运行模式下，该双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路的控制环路如图1所示，采用单电压环的同频率控制方式。以正向工作为例进行说明，环路采样电池端的电压Uout，通过PID补偿Gvo及脉宽调整单元Gm计算后得到一定频率f的占空比信号，该占空比信号会同步送入MOS管Q1至Q4、Q9至Q12，其中MOS管Q1，Q4与MOS管Q2，Q3互补，MOS管Q9，Q12与MOS管Q10，Q11互补。通过调整占空比信号的频率实现对输出电压的调整。反馈的占空比信号同时用于控制ISOP连接的两个CLLC变换器，在该控制方式下，两个变换器可以等效为两个正阻抗的串联，当各个变换器的参数一致时，均压效果良好，当参数具有差异时，分压与阻抗成正比。如果系统中有多个模块进行串并联，则所有模块统一采用该同频率的占空比控制信号，即可使模块间实现双向的自动均压均流。
本发明双向CLLC谐振拓扑的均压控制方法的有益效果是：
本发明能够简单可靠的实现多个双向谐振拓扑在ISOP连接时的均压均流，较以往的控制方法只有一个环路，并且可实现多个CLLC变换器的冗余及热插拔。双向谐振变换器在进行ISOP连接采用相同频率的控制策略后，每个CLLC变换器从输入侧看可以等效为串联的正阻抗，每个CLLC变换器上的电压与阻抗成正比，当CLLC变换器的一致性较好时，可以达到较好的平均效果。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或流程变换，或直接或间接运用在其它相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (8)

1.一种双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路，其特征在于，所述电路包括ISOP控制系统、与所述ISOP控制系统连接的至少两个CLLC变换器，其中，所述两个CLLC变换器的母线端口串联，电池端口并联，在正向工作模式下，功率由母线端向电池端传递，在反向工作模式下，功率由电池端向母线端传递。
2.根据权利要求1所述的双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路，其特征在于，所述两个CLLC变换器包括第一CLLC变换器和第二CLLC变换器，所述第一CLLC变换器包括第一原边桥、第一副边桥和第一谐振腔，所述第一CLLC变换器的第一原边桥包括并联连接的第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括MOS管Q1和MOS管Q3，所述第二桥臂包括MOS管Q2和MOS管Q4，所述第一桥臂、第二桥臂分别与所述第一谐振腔连接；所述第一CLLC变换器的第一副边桥包括并联连接的第三桥臂和第四桥臂，所述第三桥臂包括MOS管Q5和MOS管Q7，所述第四桥臂包括MOS管Q6和MOS管Q8，所述第三桥臂、第四桥臂分别与所述第一谐振腔连接。
3.根据权利要求2所述的双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路，其特征在于，所述第一谐振腔包括电容C1、电感L1、电感L2、变压器N1以及电容C2，其中，所述电容C1的一端与所述第一桥臂连接，另一端与所述电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与所述电感L2的一端、所述变压器1的原边的一端连接，所述电感L2的另一端、所述变压器N1的原边的另一端与所述第二桥臂连接；
所述变压器N1的副边的一端与所述电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与所述第三桥臂连接，所述变压器N1的副边的另一端与所述第四桥臂连接。
4.根据权利要求3所述的双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路，其特征在于，所述MOS管Q1、MOS管Q4分别与所述MOS管Q2、MOS管Q3互补。
5.根据权利要求4所述的双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路，其特征在于，所述第二CLLC变换器包括第二原边桥、第二副边桥和第二谐振腔，所述第二CLLC变换器的第二原边桥包括并联连接的第五桥臂和第六桥臂，所述第五桥臂包括MOS管Q9和MOS管Q11，所述第六桥臂包括MOS管Q10和MOS管Q12，所述第五桥臂、第六桥臂分别与所述第二谐振腔连接；所述第二CLLC变换器的第二副边桥包括并联连接的第七桥臂和第八桥臂，所述第七桥臂包括MOS管Q13和MOS管Q15，所述第八桥臂包括MOS管Q14和MOS管Q16，所述第七桥臂、第八桥臂分别与所述第二谐振腔连接。
6.根据权利要求5所述的双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路，其特征在于，所述第二谐振腔包括电容C3、电感L3、电感L4、变压器N2以及电容C4，其中，所述电容C3的一端与所述第五桥臂连接，另一端与所述电感L3的一端连接，所述电感L3的另一端与所述电感L4的一端、所述变压器N2的原边的一端连接，所述电感L4的另一端、所述变压器2的原边的另一端与所述第六桥臂连接；
所述变压器N2的副边的一端与所述电容C4的一端连接，所述电容C4的另一端与所述第七桥臂连接，所述变压器N2的副边的另一端与所述第八桥臂连接。
7.根据权利要求6所述的双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路，其特征在于，所述MOS管Q9、MOS管Q12分别与所述MOS管Q10、MOS管Q11互补。
8.一种双向CLLC谐振拓扑的均压控制方法，其特征在于，所述方法应用于如权利要求7所述的双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路，所述方法包括：
通过所述双向CLLC谐振拓扑的均压控制电路采集电池端电压Uout，
通过PID补偿Gvo及脉宽调整单元Gm计算后得到一定频率f的占空比信号，该占空比信号会同步送入MOS管Q1、Q2、Q3、Q4、Q9、Q10、Q11、Q12；
通过调整所述占空比信号对输出电压进行调整。
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