CN114362696A - 交流小信号驱动射频微波混频器 - Google Patents
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Abstract
交流小信号驱动射频微波混频器，晶体管漏极和源极其中一端接地，另一端连接反馈网络输入端、高通支路输入端和低通支路输出端，低通支路输入端接交流小信号；反馈网络输出端接晶体管栅极，通电后电路中含谐波成分的电流由反馈网络进行选频并耦合送到晶体管栅极进行放大，被放大的频率成分再通过反馈网络进行选频并耦合送到晶体管栅极进行再放大，经过有限次后趋于稳定状态产生本振信号；射频信号经过输入匹配网络后接入晶体管的栅极与本振信号进行混频得到中频信号，中频信号经过高通支路和输出选频网络后输出混频器。单只晶体管能实现半周期工作，两只晶体管能实现全周期工作。
Description
技术领域
本发明属于电子学技术的射频微波混频器技术领域，涉及一种利用交流小信号直接驱动的射频微波混频器，基于阈值电压以下晶体管的寄生电容和第一电感构成谐振选频网络。
背景技术
混频器是电子学中的基本器件，其主要功能是完成频率的变换。在无线电日益发展的今天，射频微波混频器成为广泛使用的电子器件。目前，有源混频器和无源混频器被广泛应用。无源混频器具有较低的噪声，其线性度也较好，但是其带宽较窄，适用于更高要求的接收机设计。有源混频器能够提供好的带宽特性，但是其噪声也会因此升高，线性度也比较低，因此它适用于较低的动态范围。
以晶体管为基础的射频微波混频器因为其变频增益高，所以在中短波接收机和测量仪器中被广泛采用。由于晶体管工作时需要设置直流偏置工作点（或称静态工作点），从能量的角度而言就是晶体管需要电源提供直流能量，所以此类以晶体管为基础的射频微波混频器工作时也需要电源提供直流能量。现有电子学体系几乎完全建立在以直流电为基础的器件和设备之上，然而对于现存工作频率为50赫兹的交流市电，要获取电子设备所需要的直流电源，必须经过各种交直流转换。若需要获得射频能量，以现有微波混频器的工作方式为例，需要先把交流市电转换成直流电，再将直流能量转换为射频微波能量，在此过程中存在两次能量转换损失，并且转换装置也会带来成本开销。
发明内容
针对上述有源混频器中以晶体管为基础的射频微波混频器由于需要电源提供直流能量，而导致的在交直流转换中存在能量转换损失的问题，本发明在有源混频器的基础上直接利用交流电代替直流电源为射频微波混频器中晶体管提供直流能量，既实现了无源混频器，解决了交直流转换的能量损耗，并节省了充电设备的成本开销；又保留了有源混频器的带宽优势，具有交流直接驱动和能耗低的特点。
本发明的设计要点是在晶体管的阈值电压以下，利用交流小信号（如工频信号）对晶体管的等效电抗进行时变驱动，利用该时变驱动实现参量放大，单只晶体管能够在半个工频周期内实现放大工作，两只晶体管能够实现全工频周期放大。
本发明采用单只晶体管实现半周期工频直接驱动射频微波混频器的技术方案为：
交流小信号驱动射频微波混频器，所述射频微波混频器在交流小信号工作周期的半周期内工作，所述交流小信号的频率低于射频微波混频器本振信号频率的十分之一；
所述射频微波混频器包括晶体管、第一电感、输入匹配网络、输出选频网络、反馈网络和馈电网络，所述输入匹配网络的输入端连接射频信号，其输出端连接晶体管的栅极，设置所述输入匹配网络的工作频率等于所述射频信号的频率；所述馈电网络包括高通支路和低通支路，所述晶体管的漏极和源极其中一端接地，另一端连接所述反馈网络的输入端、高通支路的输入端和低通支路的输出端；所述反馈网络输出端连接所述晶体管的栅极；所述低通支路的输入端连接所述交流小信号；所述高通支路的输出端连接所述输出选频网络的输入端，所述输出选频网络的输出端作为所述射频微波混频器的输出端；利用晶体管的寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容在阈值电压以下与第一电感串联或并联构成谐振选频网络，设置晶体管的寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容的电容值C和第一电感的电感值L满足
，设置所述输出选频网络和反馈网络的工作频率等于
，
为所述射频微波混频器本振信号的角频率。
若采用晶体管的寄生栅源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅源电容与第一电感串联时，第一电感一端连接所述输入匹配网络的输出端和反馈网络的输出端，另一端连接晶体管的栅极；若所述晶体管的源极接地，晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，则晶体管的漏极接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若采用晶体管的寄生栅漏电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅漏电容与第一电感串联时，若所述晶体管的源极接地，所述晶体管的漏极通过第一电感后连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、所述低通支路的输出端和所述反馈网络的输入端，晶体管的漏极通过第一电感后接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若采用晶体管的寄生漏源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生漏源电容与第一电感串联时，若所述晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，则晶体管的源极通过第一电感后接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的漏极接地，晶体管的源极通过第一电感后连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若采用晶体管的寄生栅源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅源电容与第一电感并联时，第一电感接在晶体管的栅极和源极之间，若所述晶体管的源极接地，则晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若采用晶体管的寄生栅漏电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅漏电容与第一电感并联时，若所述晶体管的源极接地，则晶体管的漏极连接第一电感的一端、高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，第一电感的另一端连接晶体管的栅极以及反馈网络的输出端和输入匹配网络的输出端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极连接第一电感的一端并接地，第一电感的另一端连接晶体管的栅极以及反馈网络的输出端和输入匹配网络的输出端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若采用晶体管的寄生漏源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生漏源电容与第一电感并联时，第一电感接在晶体管的漏极和源极之间，若所述晶体管的源极接地，则晶体管的漏极连接高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
具体的，所述低通支路包括第二电感和第一电容，第二电感的一端作为所述低通支路的输入端并通过第一电容后接地，其另一端作为所述低通支路的输出端；所述高通支路包括第三电感和第二电容，第二电容的一端作为所述高通支路的输入端，其另一端作为所述高通支路的输出端并通过第三电感后接地。
具体的，所述反馈网络包括变压器和第三电容，变压器包括第一绕组和第二绕组，第一绕组的一端连接第三电容的一端并作为所述反馈网络的输入端，第一绕组的另一端连接第三电容的另一端并接地；第二绕组的一端接地，另一端作为所述反馈网络的输出端。或者，所述反馈网络包括第四电感、第五电感和第四电容，第四电感和第五电感串联后与第四电容并联，所得并联结构的一端作为所述反馈网络的输入端，另一端作为所述反馈网络的输出端，第四电感和第五电感的串联点接地。
或者，所述反馈网络包括第四电感、第五电感和第四电容，第四电感和第五电感串联后与第四电容并联，所得并联结构的一端作为所述反馈网络的输入端，另一端作为所述反馈网络的输出端，第四电感和第五电感的串联点接地。
具体的，所述交流小信号为工频信号。
本发明采用两只晶体管实现全周期放大的技术方案为：
交流小信号驱动射频微波混频器，所述射频微波混频器在交流小信号工作周期的全周期内工作，所述交流小信号的频率小于所述射频微波混频器本振信号频率的十分之一；
所述射频微波混频器包括输入匹配网络、功率分配器、功率合成器和两个射频微波混频单元，所述输入匹配网络的输入端连接射频信号，其输出端连接所述功率分配器的输入端，设置所述输入匹配网络的工作频率等于所述射频信号的频率；所述功率分配器用于将所述输入匹配网络输出的信号分为两个信号后分别连接至两个所述射频微波混频单元的输入端，所述功率合成器用于将两个所述射频微波混频单元输出的信号合为一个信号后作为所述射频微波混频器的输出信号；
所述射频微波混频器单元包括晶体管、第一电感、输出选频网络、反馈网络和馈电网络，所述馈电网络包括高通支路和低通支路，所述低通支路的输入端连接所述交流小信号；所述高通支路的输出端连接所述输出选频网络的输入端，所述输出选频网络的输出端作为所述射频微波混频单元的输出端；利用晶体管的寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容在阈值电压以下与第一电感串联或并联构成谐振选频网络，设置晶体管的寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容的电容值C和第一电感的电感值L满足
，设置所述输出选频网络和反馈网络的工作频率等于
，
为所述射频微波混频器本振信号的角频率。
设置第一个射频微波混频单元在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作，第二个射频微波混频单元在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作；所述第一个射频微波混频单元中，晶体管的源极接地，晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端和所述低通支路的输出端，晶体管的栅极连接所述反馈网络输出端；所述第二个射频微波混频单元中，晶体管的漏极接地，晶体管的源极连接所述高通支路的输入端和所述低通支路的输出端，晶体管的栅极连接所述反馈网络输出端。
所述射频微波混频单元若采用晶体管的寄生栅源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅源电容与第一电感串联时，第一电感一端连接所述输入匹配网络的输出端和反馈网络的输出端，另一端连接晶体管的栅极；若所述晶体管的源极接地，晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
所述射频微波混频单元若采用晶体管的寄生栅漏电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅漏电容与第一电感串联时，若所述晶体管的源极接地，所述晶体管的漏极通过第一电感后连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、所述低通支路的输出端和所述反馈网络的输入端，晶体管的漏极通过第一电感后接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
所述射频微波混频单元若采用晶体管的寄生漏源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生漏源电容与第一电感串联时，若所述晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，则晶体管的源极通过第一电感后接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的漏极接地，晶体管的源极通过第一电感后连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
所述射频微波混频单元若采用晶体管的寄生栅源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅源电容与第一电感并联时，第一电感接在晶体管的栅极和源极之间，若所述晶体管的源极接地，晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
所述射频微波混频单元若采用晶体管的寄生栅漏电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅漏电容与第一电感并联时，若所述晶体管的源极接地，晶体管的漏极连接第一电感的一端、高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，第一电感的另一端连接晶体管的栅极以及反馈网络的输出端和输入匹配网络的输出端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极连接第一电感的一端并接地，第一电感的另一端连接晶体管的栅极以及反馈网络的输出端和输入匹配网络的输出端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
所述射频微波混频单元若采用晶体管的寄生漏源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生漏源电容与第一电感并联时，第一电感接在晶体管的漏极和源极之间，若所述晶体管的源极接地，晶体管的漏极连接高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
具体的，两个所述射频微波混频单元中的高通支路结构相同，所述高通支路包括第三电感和第二电容，第二电容的一端作为所述高通支路的输入端，其另一端作为所述高通支路的输出端并通过第三电感后接地；
两个所述射频微波混频单元中的低通支路都包括第二电感和第一电容，且两个所述射频微波混频单元共用第一电容；第一电容的一端接地，第一电容的另一端连接所述交流小信号并分别连接两个所述射频微波混频单元中第二电感的一端；第一个射频微波混频单元中第二电感的另一端作为第一个射频微波放大单元的低通支路输出端，第二个射频微波混频单元中第二电感的另一端作为第二个射频微波放大单元的低通支路输出端。其中第一电容为晶体管的寄生栅源电容、寄生栅漏电容或寄生漏源电容。
具体的，所述反馈网络包括变压器和第三电容，变压器包括第一绕组和第二绕组，第一绕组的一端连接第三电容的一端并作为所述反馈网络的输入端，第一绕组的另一端连接第三电容的另一端并接地；第二绕组的一端接地，另一端作为所述反馈网络的输出端。
具体的，所述交流小信号为工频信号。
本发明的有益效果为：
首先，本发明在以晶体管为基础的有源混频器基础上进行改得到无源混频器，利用交流小信号代替直流电源驱动实现晶体管的放大作用，既保留了有源混频器的带宽特性，又不需要进行交直流转换，有效解决了直流偏置的混频器由于交直流转换导致的能量损耗大、电路复杂等问题，具有工频直接驱动、结构简单等特点，可节省充电设备的成本开销，同时为高压交流电力传输线直接使用无线电电子设备提供了能源基础，能够广泛应用于各种电子技术的无线电系统中。
其次，本发明给出了在交流小信号的正半周、负半周和全周期内工作的三种射频微波混频器方案，并给出晶体管寄生栅源电容、寄生栅漏电容或寄生漏源电容与第一电感串联或并联实现谐振选频网络的方案、以及反馈选频网络的三种结构，使得本发明应用灵活且适用范围广。
最后，本发明对驱动电压的大小也没有严格的要求，即使工频驱动电压较小，或作为偏置的工频电压幅度高于晶体管的阈值电压，本发明提出的混频器也能工作，使得本发明特别适于电网应用。
附图说明
下面的附图有助于更好地理解下述对本发明不同实施例的描述，这些附图示意性地示出了本发明一些实施方式的主要特征。这些附图和实施例以非限制性、非穷举性的方式提供了本发明的一些实施例。为简明起见，不同附图中具有相同功能的相同或类似的组件或结构采用相同的附图标记。
图1为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管栅源电容与第一电感并联构成谐振选频网络的基于晶体管栅源电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在正工频周期工作。
图2为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管栅源电容与第一电感串联构成谐振选频网络的基于晶体管栅源电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在正工频周期工作。
图3为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管栅源电容与第一电感并联构成谐振选频网络的基于晶体管栅源电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在负工频周期工作。
图4为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管栅源电容与第一电感串联构成谐振选频网络的基于晶体管栅源电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在负工频周期工作。
图5为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管栅源电容与第一电感并联构成谐振选频网络的基于晶体管栅源电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在全工频周期工作。
图6为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管栅源电容与第一电感串联构成谐振选频网络的基于晶体管栅源电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在全工频周期工作。
图7为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管栅漏电容与第一电感并联构成谐振选频网络的基于晶体管栅漏电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在正工频周期工作。
图8为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管栅漏电容与第一电感串联构成谐振选频网络的基于晶体管栅漏电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在正工频周期工作。
图9为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管栅漏电容与第一电感并联构成谐振选频网络的基于晶体管栅漏电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在负工频周期工作。
图10为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管栅漏电容与第一电感串联构成谐振选频网络的基于晶体管栅漏电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在负工频周期工作。
图11为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管栅漏电容与第一电感并联构成谐振选频网络的基于晶体管栅漏电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在全工频周期工作。
图12为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管栅漏电容与第一电感串联构成谐振选频网络的基于晶体管栅漏电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在全工频周期工作。
图13为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管漏源电容与第一电感并联构成谐振选频网络的基于晶体管漏源电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在正工频周期工作。
图14为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管漏源电容与第一电感串联构成谐振选频网络的基于晶体管漏源电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在正工频周期工作。
图15本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管漏源电容与第一电感并联构成谐振选频网络的基于晶体管漏源电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在负工频周期工作。
图16为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管漏源电容与第一电感串联构成谐振选频网络的基于晶体管漏源电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在负工频周期工作。
图17为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管漏源电容与第一电感并联构成谐振选频网络的基于晶体管漏源电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在全工频周期工作。
图18为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器，采用晶体管漏源电容与第一电感串联构成谐振选频网络的基于晶体管漏源电容的交流小信号驱动射频微波混频器，该射频微波混频器在全工频周期工作。
图19为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器中晶体管混频器的时变电容/电压曲线图之一。
图20为本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器中晶体管混频器的时变电容/电压曲线图之二。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明进行详细地说明。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
有源混频器虽然具有较好的带宽特性，但是以晶体管为基础的有源射频微波混频器由于晶体管工作时需要电源提供直流能量，因此引入了交直流转换，带来了能量转换损失和转换装置的成本开销。基于此，本发明提出一种不需要直流电源的射频微波混频器，基于阈值电压以下晶体管寄生电容（栅源电容、栅漏电容或漏源电容）呈强非线性的特点，利用阈值电压以下晶体管寄生电容和第一电感串联或串联构成谐振选频网络，使得在晶体管的阈值电压以下利用交流小信号（如工频信号）对晶体管的等效电抗进行时变驱动，该时变驱动能够实现参量放大，完成晶体管的放大作用；这样就使得本发明提出的射频微波混频器既保留了基于晶体管的有源射频微波混频器的带宽特性，又不需要进行交直流转换而能够利用交流小信号直接驱动。
其中晶体管为能在射频微波频段工作的晶体管，如场效应晶体管或其它种类的满足条件的晶体管。交流小信号采用频率低于射频微波混频器本振信号频率的十分之一的信号，如可以采用50赫兹的工频信号或其他合适信号作为驱动输入。
本发明提出的交流小信号驱动射频微波混频器基于阈值电压以下晶体管寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容呈强非线性的特点，利用阈值电压以下晶体管寄生电容与第一电感串联或并联构成谐振选频网络，晶体管为能在射频微波频段工作的晶体管，如场效应晶体管或其它种类的满足条件的晶体管。如图1、3、5所示是将栅源电容与第一电感并联构成谐振选频网络的结构示意图，晶体管的栅极连接第一电感一端，晶体管的源极连接第一电感的另一端。如图2、4、6所示是将栅源电容与第一电感串联构成谐振选频网络的结构示意图，第一电感接在晶体管的栅极和输入匹配网络的输出端之间。使用单只晶体管能够在交流小信号的半个周期内（包括正半周期和负半周期）实现放大，利用两只晶体管能够实现全周期内放大。如图7、9、11所示是将栅漏电容与第一电感并联构成谐振选频网络的结构示意图，晶体管的栅极连接第一电感一端，晶体管的漏极连接第一电感的另一端；如图8、10、12所示是将栅漏电容与第一电感串联构成谐振选频网络的结构示意图，晶体管的漏极通过第一电感后接地或接馈电网络。使用单只晶体管能够在交流小信号的半个周期内（包括正半周期和负半周期）实现放大，利用两只晶体管能够实现全周期内放大。如图13、15、17所示是将漏源电容与第一电感并联构成谐振选频网络的结构示意图，晶体管的源极连接第一电感一端，晶体管的漏极连接第一电感的另一端；如图14、16、18所示是将漏源电容与第一电感串联构成谐振选频网络的结构示意图，晶体管的源极通过第一电感后接地或接馈电网络。使用单只晶体管能够在交流小信号的半个周期内（包括正半周期和负半周期）实现放大，利用两只晶体管能够实现全周期内放大。
下面分别说明正负半周期和全周期的三种情况，实施例中交流小信号采用50Hz工频信号为例进行说明。
如图1、2、7、8、13、14所示是射频微波混频器在工频周期的正半周工作的电路结构，晶体管的源极接地，漏极连接馈电网络，设置所述输入匹配网络的工作频率等于所述射频信号的频率，所述输入匹配网络的输入端连接射频微波混频器输入信号，其输出端输出的信号连接晶体管的栅极。这里的连接包括直接连接和间接连接，当栅源电容与第一电感串联构成谐振选频网络时，所述输入匹配网络的输出端通过第一电感后连接晶体管的栅极，为间接连接；当栅源电容与第一电感并联构成谐振选频网络时，所述输入匹配网络的输出端直接连接晶体管的栅极；漏极选频网络的输入端连接馈电网络中高通支路的输出端，其输出端作为射频微波混频器的输出端。当栅漏电容与第一电感串联构成谐振选频网络时，晶体管的漏极通过第一电感连接反馈网络和馈电网络，为间接连接；当栅漏电容与第一电感并联构成谐振选频网络时，第一电感连接于晶体管的栅极和漏极之间。当漏源电容与第一电感串联构成谐振选频网络时，晶体管的源极通过第一电感接地；当漏源电容与第一电感并联构成谐振选频网络时，第一电感连接于晶体管的源极和漏极之间。漏极选频网络的输入端连接馈电网络中高通支路的输出端，其输出端作为射频微波混频器的输出端。
反馈网络的输入端连接晶体管的漏极以及馈电网络中高通支路的输入端和低通支路的输出端，其输出端连接晶体管栅极。晶体管栅极连接的是反馈网络输出端输出的信号和输入匹配网络输出的信号，这里的连接可以是直接连接或者间接连接：当栅源电容与第一电感并联构成谐振选频网络时为直接连接，当栅源电容与第一电感串联构成谐振选频网络时为间接连接（反馈网络的输出端通过第一电感接晶体管栅极）；当栅漏电容与第一电感并联构成谐振选频网络时为直接连接，当栅漏电容与第一电感串联构成谐振选频网络时为间接连接（反馈网络的输入端通过第一电感接晶体管漏极）；当漏源电容与第一电感并联构成谐振选频网络时为直接连接，当漏源电容与第一电感串联构成谐振选频网络时为直接连接。漏极选频网络的输入端连接馈电网络中高通支路的输出端，其输出端作为射频微波混频器的输出端。
反馈网络的作用是在通电后将电路中含有谐波成分的电流进行选频并耦合送到晶体管栅极进行放大，被放大的频率成分再通过反馈网络进行选频并耦合送到晶体管栅极进行再放大，经过有限次后趋于稳定并形成混频器的本振信号，设置反馈选频网络的工作频率应等于
，
是射频微波混频器本振信号的角频率。
馈电网络包括高通支路和低通支路，低通支路的输入端连接交流小信号，本实施例中为50Hz工频信号作为驱动输入，低通支路允许交流小信号通过并输出到晶体管，高通支路允许射频微波混频器输入信号经过放大后的信号通过并输出到第二选频网络（漏极选频网络）。附图中给出了馈电网络的一种实现结构，当然其他允许高频信号通过和允许低频信号通过的结构构成的馈电网络也能够应用于本发明中，本实施例中低通支路包括第二电感和第一电容，第二电感的一端作为低通支路的输入端连接50Hz工频信号并通过第一电容后接地，其另一端作为低通支路的输出端连接晶体管漏极；高通支路包括第三电感和第二电容，第二电容的一端作为高通支路的输入端连接晶体管漏极，其另一端作为高通支路的输出端连接第二选频网络输入端并通过第三电感后接地。
本发明所述射频微波混频器在工频周期的正半周工作的工作过程为：射频微波混频器输入信号经输入匹配网络在工作频段内进行阻抗匹配后馈入晶体管的栅极，然后输入小信号在晶体管内被放大，被放大的信号通过馈电网络只能由馈电网络的高通支路流出，由高通支路流出的信号由第二选频网络（即漏极选频网络）进行阻抗匹配后送出射频微波混频器，同时射频微波混频器的工频驱动由馈电网络的低通支路馈入晶体管。受晶体管电容/电压特性决定，图1、2、7、8、13、14所示结构的电路仅在工频周期的正半周工作，具体说明如下：
在如图19A、20A所示的正弦偏置电压驱动下，当偏置电压VDS≤Vt时，其中Vt为晶体管阈值电压，此时晶体管的栅源电容/电压特性如图19中A和图20中B所示，在偏置电压的正半周，栅源电容CGS呈强烈的非线性变化；晶体管的栅漏电容/电压特性如图20中B所示，在偏置电压的正半周，漏栅电容CDS呈强烈的非线性变化；晶体管的漏源电容/电压特性如图19、20中D所示，在偏置电压的正半周，漏源电容CDS呈强烈的非线性变化。
本发明与现有射频微波参量混频器的区别在于，现有射频微波参量混频器的泵浦频率约为输入信号频率的二倍，而本发明的泵浦频率可远低于输入信号频率，即可低于输入信号频率的十分之一，如50Hz的工频频率。事实上，对于一个非线性器件，在不考虑损耗的情况下，当在某些特定频率输入功率，这些输入功率将通过非线性变换后转移到其它新产生的频点上输出，也就是所有频点上的输入总功率和输出总功率守恒。在参量混频器中，这一关系由门雷—罗威公式（公式1a和1b）确定，式中
为射频微波混频器输入信号角频率，
为泵浦信号即交流小信号的角频率，
是角频率为
）的谐波分量流入晶体管的功率，m和n分别为射频微波混频器输入信号和泵浦信号的谐波次数。
因此本发明利用阈值电压以下晶体管的强非线性寄生电容和第一电感L串联或并联形成谐振选频网络，并使得晶体管寄生电容的电容值C和第一电感的电感值L满足条件：
，同时设置栅极选频网络和漏极选频网络工作于
附近。这样将使得电路在信号频率
附近有增益，从而利用晶体管的非线性电容在工频偏置条件下实现参量放大。需要注意的是，在图19、20中A所示的工频周期的接近正半周内，图1、2、7、8、13、14所示的电路可以放大工作，因此可以在工频周期的正半周工作。
如图3、4、9、10、15、16所示是射频微波混频器在工频周期的负半周工作的电路结构，晶体管的漏极接地，源极连接馈电网络，第二选频网络为源极选频网络。输入匹配网络的输入端连接射频微波混频器输入信号，其输出端连接晶体管的栅极；源极选频网络的输入端连接馈电网络中高通支路的输出端，其输出端作为射频微波混频器的输出端。反馈网络和馈电网络结构与正半周工作电路结构相似，在此不再赘述。
图3、4、9、10、15、16所示射频微波混频器的工作过程为：射频微波混频器输入信号经输入匹配网络在工作频段内进行阻抗匹配后馈入晶体管的栅极，然后输入小信号在晶体管内被放大，被放大的信号通过馈电网络只能由馈电网络的高通支路流出，由高通支路流出的信号由第二选频网络（源极选频网络）进行阻抗匹配后送出射频微波混频器，同时射频微波混频器的工频驱动由馈电网络的低通支路馈入晶体管。受晶体管电容/电压特性决定，电路结构仅在工频周期的负半周工作。
在如图19、20中A所示的正弦偏置电压驱动下，当偏置电压VDS≤Vt时，此时晶体管电容/电压特性如图19、20中C、E所示。当偏置电压处于工频周期的负半周时，第一电容（栅源电容CGS、漏栅电容CGD或漏源电容CDS）呈强非线性，利用阈值电压以下晶体管的强非线性第一电容和第一电感L形成谐振选频网络，并使得晶体管栅极和源极电容的电容值C和第一电感的电感值L满足条件：
，同时设置栅极选频网络和源极选频网络工作于
附近。这样将使得电路在信号频率
附近有增益，从而利用晶体管的非线性电容在工频偏置条件下实现参量放大。需要注意的是，在图10、20中C、E所示的工频周期的接近负半周内，图3、4、9、10、15、16所示的电路可以放大工作，因此可以在工频周期的负半周工作。
将在工频周期的正半周工作的电路结构和工频周期的负半周工作的电路结构结合，得到图5、6、11、12、17、18所示在工频全周期工作的射频微波混频器，包括输入匹配网络、功率分配器、功率合成器和两个射频微波混频单元，功率分配器将射频微波混频器输入信号分为两个信号后分别连接至两个射频微波混频单元的输入端，两个射频微波混频单元分别在工频周期的正半周和负半周工作，两个射频微波混频单元的输出信号经过功率合成器合为一个后作为射频微波混频器的输出信号。
第一个射频微波混频单元在工频周期的正半周工作，其电路结构如图1、2、7、8、13、14所示。当栅源电容与第一电感并联时，如图5所示，第一电感L1连接于晶体管FET1的栅极和源极之间，晶体管FET1的源极接地，漏极连接反馈网络1输入端和馈电网络；第一射频微波混频单元的栅极连接功率分配器的第一个输出端；第二选频网络是漏极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第一个输入端。
第二个射频微波放大单元在工频周期的负半周工作，其电路结构入图3、4、9、10、15、16所示。当栅源电容与第一电感并联时，第一电感L2连接于晶体管FET2的栅极和源极之间，晶体管FET2的漏极接地，源极连接反馈网络2输入端和馈电网络；第二射频微波混频单元的栅极连接功率分配器的第二输出端；第二选频网络是源极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第二个输入端。
第一个射频微波放大单元在工频周期的正半周工作，其电路结构如图1、2、7、8、13、14所示。当栅源电容与第一电感串联时，如图6所示，第一电感L1连接于反馈网络1输出端和晶体管FET1的栅极之间，晶体管FET1的源极接地，漏极连接反馈网络1输入端和馈电网络；反馈网络1的输出端接功率分配器的第一输出端；第二选频网络是漏极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第一个输入端。
第二个射频微波放大单元在工频周期的负半周工作，其电路结构入图3、4、9、10、15、16所示。当栅源电容与第一电感串联时，如图6所示，第一电感L2连接于反馈网络2输出端和晶体管FET2的栅极之间，晶体管FET2的漏极接地，源极连接反馈网络2输入端和馈电网络；反馈网络2的输出端接功率分配器的第二输出端；第二选频网络是源极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第二个输入端。
第一个射频微波放大单元在工频周期的正半周工作，其电路结构如图1、2、7、8、13、14所示。当栅漏电容与第一电感并联时，如图11所示，第一电感L1连接于晶体管FET1的栅极和漏极之间，晶体管FET1的源极接地，漏极连接反馈网络1的输入端和馈电网络；反馈网络1的输出端连接功率分配器的第一个输出端和晶体管FET1的栅极；第二选频网络是漏极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第一个输入端。
第二个射频微波放大单元在工频周期的负半周工作，其电路结构入图3、4、9、10、15、16所示。当栅漏电容与第一电感并联时，如图11所示，第一电感L2连接于晶体管FET2的栅极和漏极之间，晶体管FET2的漏极接地，源极连接反馈网络2的输入端和馈电网络；反馈网络2的输出端连接功率分配器的第二个输出端和晶体管FET2的栅极；第二选频网络是源极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第二个输入端。
第一个射频微波放大单元在工频周期的正半周工作，其电路结构如图1、2、7、8、13、14所示。当栅漏电容与第一电感串联时，如图12所示，晶体管FET1的源极接地，漏极通过第一电感L1连接反馈网络1的输入端和馈电网络；反馈网络1的输出端连接功率分配器的第一个输出端和晶体管FET1的栅极；第二选频网络是漏极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第一个输入端。
第二个射频微波放大单元在工频周期的负半周工作，其电路结构入图3、4、9、10、15、16所示。当栅漏电容与第一电感串联时，如图12所示，晶体管FET2的漏极通过第一电感L2接地，源极连接反馈网络2输入端和馈电网络；反馈网络2输出端连接功率分配器的第二个输出端和晶体管FET2的栅极；第二选频网络是源极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第二个输入端。
第一个射频微波放大单元在工频周期的正半周工作，其电路结构如图1、2、7、8、13、14所示。当漏源电容与第一电感并联时，如图17所示，第一电感L1连接于晶体管FET1的漏极和源极之间，晶体管FET1的源极接地，漏极连接反馈网络1输入端和馈电网络；反馈网络1输出端接功率分配器的第一个输出端和晶体管FET1的栅极；第二选频网络是漏极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第一个输入端。
第二个射频微波放大单元在工频周期的负半周工作，其电路结构入图3、4、9、10、15、16所示。当漏源电容与第一电感并联时，如图17所示，第一电感L2连接于晶体管FET2的漏极和源极之间，晶体管FET2的漏极接地，源极连接反馈网络2输入端和馈电网络；反馈网络2输出端接功率分配器的第二个输出端和晶体管FET2的栅极；第二选频网络是源极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第二个输入端。
第一个射频微波放大单元在工频周期的正半周工作，其电路结构如图1、2、7、8、13、14所示。当漏源电容与第一电感串联时，如图18所示，晶体管FET1的源极通过第一电感L1接地，漏极连接反馈网络1输入端和馈电网络；反馈网络1输出端接功率分配器的第一个输出端和晶体管FET1的栅极；第二选频网络是漏极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第一个输入端。
第二个射频微波放大单元在工频周期的负半周工作，其电路结构入图3、4、9、10、15、16所示。当漏源电容与第一电感串联时，如图18所示，晶体管FET2的漏极接地，源极通过第一电感L2连接反馈网络2；反馈网络2输出端接功率分配器的第二个输出端和晶体管FET1的栅极；第二选频网络是源极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第二个输入端。
50Hz工频信号经过两个射频微波放大单元的馈电网络中低通支路分别输入到晶体管FET1的漏极和FET2的源极，低通支路包括一个第二电感和一个第一电容，两个射频微波放大单元的低通支路可共用第一电容。
图5、6、11、12、17、18所示电路结构的工作过程为：射频微波混频器输入信号经输入匹配器网络进行阻抗匹配后进入功率分配器后被分为两部分，比如可以分为等功率的两部分，其中一部分进入第一个射频微波混频单元，然后输入小信号在晶体管FET1内被放大，被放大的信号通过馈电网络只能由馈电网络的高通支路流出，由高通支路流出的信号由漏极选频网络进行阻抗匹配后送入输出功率合成器。另一部分进入第二个射频微波混频单元，然后输入小信号在晶体管FET2内被放大，被放大的信号通过馈电网络只能由馈电网络的高通支路流出，由高通支路流出的信号由漏极选频网络进行阻抗匹配后送入输出功率合成器。两个射频微波混频单元分别在工频周期的正半周和负半周工作，两个射频微波混频单元的输出信号经过功率合成器合为一个后作为射频微波混频器的输出信号。
在刚通电瞬间，两个射频微波混频单元中瞬时电流以及电路中存在的热噪声电流含有丰富的谐波成分，分别经过反馈网络1和反馈网络2的选频并耦合后分别送到两个晶体管FET1和FET2的栅极进行放大，被放大的频率成分再分别通过反馈网络1和反馈网络2选频并耦合送到晶体管FET1和FET2的栅极进行再放大，由于晶体管的非线性，这个过程不会一直持续下去，最后趋于稳定状态分别在两个晶体管FET1和FET2形成本振信号。射频信号经过输入匹配网络后由功率分配器一分为二，分配后的一个信号输入到第一个射频微波混频单元中晶体管FET1的栅极与第一个射频微波混频单元内产生的本振信号进行混频，在晶体管FET1的漏极得到需要的中频信号；分配后的另一个信号输入到第二个射频微波混频单元中晶体管FET2的栅极与第二个射频微波混频单元内产生的本振信号进行混频，在晶体管FET2的源极得到需要的中频信号。中频信号通过馈电网络只能由馈电网络的高通支路流出，由高通支路流出的信号由输出选频网络进行阻抗匹配后送入输出功率合成器，功率合成器将两个射频微波混频单元输出的信号合为一个后得到整个射频微波混频器的输出信号。
同时两只晶体管的工频驱动由馈电网络的低通支路馈入晶体管FET1和晶体管FET2，受晶体管电容/电压特性决定，在如图19、20中A所示的正弦偏置电压驱动下，当偏置电压VDS≤Vt时，在工频周期的接近正半周内，晶体管FET1可以放大工作，在工频周期的接近负半周内，晶体管FET2可以放大工作，两只晶体管的输出信号由功率合成器合成后输出，因此整个电路结构的射频微波混频器可以在全工频周期内工作。
需要注意，当VDS≥Vt时，整个混频器中实现参量放大的晶体管与传统基于晶体管的有源混频器中实现参考放大的晶体管的电路特性相同，这极大的提高了参量放大电路的动态范围。
综上所述，本发明提供的交流小信号驱动射频微波混频器，通过晶体管寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容与第一电感并联或串联构成谐振选频网络，在工频正半周、负半周和全工频周期内工作的多种结构都可以直接利用交流小信号驱动实现晶体管的放大作用，使得射频微波混频器能够用工频直接驱动，不需要进行交直流转换，消除了能量转换损失，也节省了能量转换设置，可广泛应用于各种电子技术的无线电系统中。
结合前面的讨论，本发明提供的交流小信号驱动射频微波混频器，对驱动电压的大小并没有严格的要求，当工频驱动电压的大小仅为0.1V时混频器也能放大工作，而0.1V的电压在电力电网上可轻易获取，这为该类混频器的应用提供了极大的方便。即使作为偏置的工频电压幅度高于晶体管的阈值电压，该混频器也能放大工作，究其原因，此时的混频器相当于工作在偏置电压变化的正常放大区，从而使得本发明提供的交流小信号驱动射频微波混频器可以在较宽的偏置电压幅度范围内工作，特别适于电网应用。
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。
Claims (17)
1.交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于，所述射频微波混频器在交流小信号工作周期的半周期内工作，所述交流小信号的频率低于射频微波混频器本振信号频率的十分之一；
所述射频微波混频器包括晶体管、第一电感、输入匹配网络、输出选频网络、反馈网络和馈电网络，所述输入匹配网络的输入端连接射频信号，其输出端连接晶体管的栅极，设置所述输入匹配网络的工作频率等于所述射频信号的频率；所述馈电网络包括高通支路和低通支路，所述晶体管的漏极和源极其中一端接地，另一端连接所述反馈网络的输入端、高通支路的输入端和低通支路的输出端；所述反馈网络输出端连接所述晶体管的栅极；所述低通支路的输入端连接所述交流小信号；所述高通支路的输出端连接所述输出选频网络的输入端，所述输出选频网络的输出端作为所述射频微波混频器的输出端；利用晶体管的寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容在阈值电压以下与第一电感串联或并联构成谐振选频网络，设置晶体管的寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容的电容值C和第一电感的电感值L满足
，设置所述输出选频网络和反馈网络的工作频率等于
，
为所述射频微波混频器本振信号的角频率。
2.根据权利要求1所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于：
采用晶体管的寄生栅源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅源电容与第一电感串联时，第一电感一端连接所述输入匹配网络的输出端和反馈网络的输出端，另一端连接晶体管的栅极；若所述晶体管的源极接地，晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作；
或者，采用晶体管的寄生栅源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅源电容与第一电感并联时，第一电感接在晶体管的栅极和源极之间，若所述晶体管的源极接地，晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
3.根据权利要求1所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于：
采用晶体管的寄生栅漏电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅漏电容与第一电感串联时，若所述晶体管的源极接地，所述晶体管的漏极通过第一电感后连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、所述低通支路的输出端和所述反馈网络的输入端，晶体管的漏极通过第一电感后接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作；
或者，若采用晶体管的寄生栅漏电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅漏电容与第一电感并联时，若所述晶体管的源极接地，则晶体管的漏极连接第一电感的一端、高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，第一电感的另一端连接晶体管的栅极以及反馈网络的输出端和输入匹配网络的输出端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极连接第一电感的一端并接地，第一电感的另一端连接晶体管的栅极以及反馈网络的输出端和输入匹配网络的输出端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
4.根据权利要求1所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于：
采用晶体管的寄生漏源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生漏源电容与第一电感串联时，若所述晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，则晶体管的源极通过第一电感后接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的漏极接地，则晶体管的源极通过第一电感后连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作；
或者，若采用晶体管的寄生漏源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生漏源电容与第一电感并联时，第一电感接在晶体管的漏极和源极之间，若所述晶体管的源极接地，则晶体管的漏极连接高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
5.根据权利要求1-4任一项所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于，所述低通支路包括第二电感和第一电容，第二电感的一端作为所述低通支路的输入端并通过第一电容后接地，其另一端作为所述低通支路的输出端；所述高通支路包括第三电感和第二电容，第二电容的一端作为所述高通支路的输入端，其另一端作为所述高通支路的输出端并通过第三电感后接地。
6.根据权利要求1-4任一项所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于，所述反馈网络包括变压器和第三电容，变压器包括第一绕组和第二绕组，第一绕组的一端连接第三电容的一端并作为所述反馈网络的输入端，第一绕组的另一端连接第三电容的另一端并接地；第二绕组的一端接地，另一端作为所述反馈网络的输出端。
7.根据权利要求1-4任一项所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于，所述反馈网络包括第四电感、第五电感和第四电容，第四电感和第五电感串联后与第四电容并联，所得并联结构的一端作为所述反馈网络的输入端，另一端作为所述反馈网络的输出端，第四电感和第五电感的串联点接地。
8.根据权利要求1-4任一项所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于，所述交流小信号为工频信号。
9.交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于，所述射频微波混频器在交流小信号工作周期的全周期内工作，所述交流小信号的频率小于所述射频微波混频器本振信号频率的十分之一；
所述射频微波混频器包括输入匹配网络、功率分配器、功率合成器和两个射频微波混频单元，所述输入匹配网络的输入端连接射频信号，其输出端连接所述功率分配器的输入端，设置所述输入匹配网络的工作频率等于所述射频信号的频率；所述功率分配器用于将所述输入匹配网络输出的信号分为两个信号后分别连接至两个所述射频微波混频单元的输入端，所述功率合成器用于将两个所述射频微波混频单元输出的信号合为一个信号后作为所述射频微波混频器的输出信号；
每个射频微波混频器单元包括晶体管、第一电感、输出选频网络、反馈网络和馈电网络，所述馈电网络包括高通支路和低通支路，所述低通支路的输入端连接所述交流小信号；所述高通支路的输出端连接所述输出选频网络的输入端，所述输出选频网络的输出端作为所述射频微波混频单元的输出端；利用晶体管的寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容在阈值电压以下与第一电感串联或并联构成谐振选频网络，设置晶体管的寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容的电容值C和第一电感的电感值L满足
，设置所述输出选频网络和反馈网络的工作频率等于
，
为所述射频微波混频器本振信号的角频率；
设置第一个射频微波混频器单元在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作，第二个射频微波混频器单元在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作；所述第一个射频微波混频器单元中，晶体管的源极接地，晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端和所述低通支路的输出端，晶体管的栅极连接所述反馈网络输出端；所述第二个射频微波混频器单元中，晶体管的漏极接地，晶体管的源极连接所述高通支路的输入端和所述低通支路的输出端，晶体管的栅极连接所述反馈网络输出端。
10.根据权利要求9所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于：所述射频微波混频器单元，采用晶体管的寄生栅源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅源电容与第一电感串联时，第一电感一端连接所述输入匹配网络的输出端和反馈网络的输出端，另一端连接晶体管的栅极；若所述晶体管的源极接地，晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作；
或者，采用晶体管的寄生栅源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅源电容与第一电感并联时，第一电感接在晶体管的栅极和源极之间，若所述晶体管的源极接地，晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
11.根据权利要求9所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于：所述射频微波混频器单元，采用晶体管的寄生栅漏电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅漏电容与第一电感串联时，若所述晶体管的源极接地，所述晶体管的漏极通过第一电感后连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、所述低通支路的输出端和所述反馈网络的输入端，晶体管的漏极通过第一电感后接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作；
或者，若采用晶体管的寄生栅漏电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生栅漏电容与第一电感并联时，若所述晶体管的源极接地，则晶体管的漏极连接第一电感的一端、高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，第一电感的另一端连接晶体管的栅极以及反馈网络的输出端和输入匹配网络的输出端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极连接第一电感的一端并接地，第一电感的另一端连接晶体管的栅极以及反馈网络的输出端和输入匹配网络的输出端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
12.根据权利要求9所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于：所述射频微波混频器单元，采用晶体管的寄生漏源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生漏源电容与第一电感串联时，若所述晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，则晶体管的源极通过第一电感后接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的漏极接地，则晶体管的源极通过第一电感后连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作；
或者，采用晶体管的寄生漏源电容与第一电感构成谐振选频网络，当寄生漏源电容与第一电感并联时，第一电感接在晶体管的漏极和源极之间，若所述晶体管的源极接地，则晶体管的漏极连接高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；若所述晶体管的源极连接所述高通支路的输入端、低通支路的输出端和反馈网络的输入端，晶体管的漏极接地，所述射频微波混频器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
13.根据权利要求9-12任一项所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于：所述低通支路包括第二电感和第一电容，第二电感的一端作为所述低通支路的输入端并通过第一电容后接地，其另一端作为所述低通支路的输出端；所述高通支路包括第三电感和第二电容，第二电容的一端作为所述高通支路的输入端，其另一端作为所述高通支路的输出端并通过第三电感后接地。
14.根据权利要求9-12任一项所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于，所述反馈网络包括变压器和第三电容，变压器包括第一绕组和第二绕组，第一绕组的一端连接第三电容的一端并作为所述反馈网络的输入端，第一绕组的另一端连接第三电容的另一端并接地；第二绕组的一端接地，另一端作为所述反馈网络的输出端。
15.根据权利要求9-12任一项所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于，所述反馈网络包括第四电感、第五电感和第四电容，第四电感和第五电感串联后与第四电容并联，所得并联结构的一端作为所述反馈网络的输入端，另一端作为所述反馈网络的输出端，第四电感和第五电感的串联点接地。
16.根据权利要求9-12任一项所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于，所述交流小信号为工频信号。
17.根据权利要求9-12任一项所述的交流小信号驱动射频微波混频器，其特征在于，所述功率分配器将所述射频微波混频器输入信号分成等功率的两个信号。
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115940821A (zh) * | 2023-02-15 | 2023-04-07 | 成都熵泱科技有限公司 | 一种无源变频结构和无源变频方法 |
Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4258337A (en) * | 1979-09-10 | 1981-03-24 | Huntron Instruments, Inc. | Stabilized output power oscillator |
| US5789963A (en) * | 1994-10-28 | 1998-08-04 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Low power consumption mixer and frequency conversion with inter-terminal isolation for stable mixing |
| CN201039094Y (zh) * | 2007-05-21 | 2008-03-19 | 杭州中科微电子有限公司 | 一种高增益射频低噪声放大器 |
| US20080287087A1 (en) * | 2007-05-17 | 2008-11-20 | Ahmad Mirzaei | Merged high pass filtering and down-converting mixer circuit |
| CN101931367A (zh) * | 2010-10-12 | 2010-12-29 | 西安天伟电子系统工程有限公司 | 基于NPN三极管的100MHz三倍频器 |
| CN106026941A (zh) * | 2016-05-09 | 2016-10-12 | 上海华虹宏力半导体制造有限公司 | 低噪声放大器及射频终端 |
| CN109167574A (zh) * | 2018-09-11 | 2019-01-08 | 西安交通大学 | 堆叠式功率放大器及其动态偏置网络 |
-
2022
- 2022-03-17 CN CN202210262372.6A patent/CN114362696B/zh active Active
Patent Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4258337A (en) * | 1979-09-10 | 1981-03-24 | Huntron Instruments, Inc. | Stabilized output power oscillator |
| US5789963A (en) * | 1994-10-28 | 1998-08-04 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Low power consumption mixer and frequency conversion with inter-terminal isolation for stable mixing |
| US20080287087A1 (en) * | 2007-05-17 | 2008-11-20 | Ahmad Mirzaei | Merged high pass filtering and down-converting mixer circuit |
| CN201039094Y (zh) * | 2007-05-21 | 2008-03-19 | 杭州中科微电子有限公司 | 一种高增益射频低噪声放大器 |
| CN101931367A (zh) * | 2010-10-12 | 2010-12-29 | 西安天伟电子系统工程有限公司 | 基于NPN三极管的100MHz三倍频器 |
| CN106026941A (zh) * | 2016-05-09 | 2016-10-12 | 上海华虹宏力半导体制造有限公司 | 低噪声放大器及射频终端 |
| CN109167574A (zh) * | 2018-09-11 | 2019-01-08 | 西安交通大学 | 堆叠式功率放大器及其动态偏置网络 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| ZHIQING LIU等: ""A 62-90 GHz High Linearity and Low Noise CMOS Mixer Using Transformer-Coupling Cascode Topology"", 《IEEE ACCESS》 * |
| 徐晓军: ""大功率晶体管最佳驱动与保护技术"", 《电气时代》 * |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115940821A (zh) * | 2023-02-15 | 2023-04-07 | 成都熵泱科技有限公司 | 一种无源变频结构和无源变频方法 |
| CN115940821B (zh) * | 2023-02-15 | 2023-07-25 | 成都熵泱科技有限公司 | 一种无源变频结构和无源变频方法 |
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