CN114362694B - 交流小信号驱动射频微波振荡器 - Google Patents
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Abstract
交流小信号驱动射频微波振荡器，晶体管漏极和源极其中一端接地，另一端连接反馈网络输入端、高通支路输入端和低通支路输出端，低通支路输入端接交流小信号；反馈选频网络输出端输出的信号接晶体管栅极，通电后瞬时电流以及电路中存在的热噪声电流含有丰富的谐波成分，反馈选频网络将其进行选频并耦合送到晶体管栅极进行放大，被放大的频率成分再通过反馈选频网络进行选频并耦合送到晶体管栅极进行再放大，经过有限次后趋于稳定状态，稳定后的信号经过高通支路和输出选频网络后从射频微波振荡器的输出端输出。单只晶体管实现半周期工作，两只晶体管实现全周期工作，本发明结构简单、无能量转换损失、适用范围广。
Description
技术领域
本发明属于电子学技术的射频微波振荡器技术领域，涉及一种利用交流小信号直接驱动的射频微波振荡器，基于阈值电压以下晶体管的寄生电容（栅源电容、栅漏电容或漏源电容）和第一电感构成谐振选频网络。
背景技术
振荡器是电子学中的基本器件，其主要功能是在没有外加信号作用下，将直流电源的能量变换为一定输出波形的交流振荡能量。目前，常用的产生微波振荡的器件有两大类，第一类是电真空器件，第二类是固体器件。电真空器件主要包括微波电真空三极管、反射速调管、磁控管和返波管等；固体器件有晶体三极管、体效应二极管和雪崩二极管等。
在无线电日益发展的今天，以晶体管为基础的射频微波振荡器得到广泛的应用，晶体管在其中起着放大的作用。由于晶体管工作时需要设置直流偏置工作点（或称静态工作点），从能量的角度而言就是晶体管处于放大工作需要电源提供直流能量。所以此类以晶体管为基础的射频微波振荡器工作时也需要电源提供直流能量，现有电子学体系几乎完全建立在以直流电为基础的器件和设备之上。
然而对于现存工作频率为50赫兹的交流市电，要获取电子设备所需要的直流电源，必须经过各种交直流转换。若需要获得射频能量，以现有微波振荡器的工作方式为例，需要先把交流市电转换成直流电，再将直流能量转换为射频微波能量，在此过程中存在两次能量转换损失，并且转换装置也会带来成本开销。
发明内容
针对上述以晶体管为基础的传统射频微波振荡器由于需要电源提供直流能量，而导致的在交直流转换中存在能量转换损失的问题，本发明提出了一种直接利用交流电代替直流电源为射频微波振荡器中晶体管提供直流能量的方法及其实现架构，在晶体管的阈值电压以下，利用交流小信号（如工频信号）对晶体管的等效电抗进行时变驱动，利用该时变驱动实现参量振荡，使单只晶体管在半个工频周期内实现振荡工作，利用两只晶体管能够实现全工频周期振荡，具有交流直接驱动和能耗低的特点。
本发明提出的射频微波振荡器，使用单只晶体管能够在交流小信号的半个周期内实现振荡，利用两只晶体管能够实现全周期内振荡，下面分别描述这两种技术方案。
本发明采用单只晶体管实现半周期工频直接驱动射频微波振荡器的技术方案为：
交流小信号驱动射频微波振荡器，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的半周期内工作，所述交流小信号的频率低于射频微波振荡器输出信号频率的十分之一；
所述射频微波振荡器包括晶体管、第一电感、输出选频网络、反馈网络和馈电网络，所述馈电网络包括高通支路和低通支路，所述晶体管的漏极和源极其中一端接地，另一端连接所述反馈网络的输入端、所述高通支路的输入端和所述低通支路的输出端；所述反馈网络的输出端接所述晶体管的栅极；所述低通支路的输入端连接所述交流小信号；所述高通支路的输出端连接所述输出选频网络的输入端，所述输出选频网络的输出端作为所述射频微波振荡器的输出端。
利用阈值电压以下晶体管的寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容与第一电感串联或并联构成谐振选频网络，设置寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容的电容值C和第一电感的电感值L满足
，设置所述输出选频网络和反馈网络的工作频率尽可能接近
，
为所述射频微波振荡器输出信号的角频率。
若利用晶体管寄生栅源电容和第一电感并联构成谐振选频网络时，第一电感接在所述晶体管的栅极和源极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若利用晶体管寄生栅源电容和第一电感串联构成谐振选频网络时，第一电感接在所述反馈网络输出端与晶体管的栅极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若利用晶体管寄生栅漏电容和第一电感并联构成谐振选频网络时，第一电感接在所述晶体管的栅极和漏极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极通过第一电感连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若利用晶体管寄生栅漏电容和第一电感串联构成谐振选频网络时，第一电感接与所述晶体管漏极相连；当所述晶体管的源极接地，其漏极通过第一电感连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极通过第一电感接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若利用晶体管寄生漏源电容和第一电感并联构成谐振选频网络时，第一电感接在所述晶体管的漏极和源极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若利用晶体管寄生漏源电容和第一电感串联构成谐振选频网络时，第一电感与所述晶体管源极相连；当所述晶体管的源极通过第一电感接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极通过第一电感连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
具体的，所述低通支路包括第二电感和第一电容，第二电感的一端作为所述低通支路的输入端并通过第一电容后接地，其另一端作为所述低通支路的输出端；所述高通支路包括第三电感和第二电容，第二电容的一端作为所述高通支路的输入端，其另一端作为所述高通支路的输出端并通过第三电感后接地。
具体的，所述反馈网络包括变压器和第三电容，变压器包括第一绕组和第二绕组，第一绕组的一端连接第三电容的一端并作为所述反馈网络的输入端，第一绕组的另一端连接第三电容的另一端并接地；第二绕组的一端接地，另一端作为所述反馈网络的输出端。
或者，所述反馈网络包括第四电感、第五电感和第四电容，第四电感和第五电感串联后与第四电容并联并接在所述反馈网络的输入端和输出端之间，第四电感和第五电感的串联点接地。
具体的，所述交流小信号为工频信号。
本发明采用两只晶体管实现全周期工频直接驱动射频微波振荡器的技术方案为：
交流小信号驱动射频微波振荡器，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的全周期内工作，所述交流小信号的频率小于所述射频微波振荡器输出信号频率的十分之一。
所述射频微波振荡器包括功率合成器和两个射频微波振荡单元，所述功率合成器用于将两个所述射频微波振荡单元的输出信号合为一个信号后作为所述射频微波振荡器的输出信号。
所述射频微波振荡器单元包括晶体管、第一电感、输出选频网络、反馈网络和馈电网络，所述馈电网络包括高通支路和低通支路，所述晶体管的漏极和源极其中一端接地，另一端连接所述反馈网络的输入端、所述高通支路的输入端和所述低通支路的输出端；所述反馈网络的输出端接所述晶体管的栅极；所述低通支路的输入端连接所述交流小信号；所述高通支路的输出端连接所述输出选频网络的输入端，所述输出选频网络的输出端作为所述射频微波振荡器单元的输出端。
利用阈值电压以下晶体管的寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容与第一电感串联或并联构成谐振选频网络，设置寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容的电容值C和第一电感的电感值L满足
，设置所述输出选频网络和反馈网络的工作频率尽可能接近
，
为所述射频微波振荡器输出信号的角频率。
第一个射频微波振荡单元中，晶体管的源极接地，晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端和所述低通支路的输出端，在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；
第二个射频微波振荡单元中，晶体管的漏极接地，晶体管的源极连接所述高通支路的输入端和所述低通支路的输出端，在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
所述射频微波振荡器单元中：
若利用晶体管寄生栅源电容和第一电感并联构成谐振选频网络时，第一电感接在所述晶体管的栅极和源极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若利用晶体管寄生栅源电容和第一电感串联构成谐振选频网络时，第一电感接在所述反馈网络输出端与晶体管的栅极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若利用晶体管寄生栅漏电容和第一电感并联构成谐振选频网络时，第一电感接在所述晶体管的栅极和漏极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极通过第一电感连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若利用晶体管寄生栅漏电容和第一电感串联构成谐振选频网络时，第一电感接与所述晶体管漏极相连；当所述晶体管的源极接地，其漏极通过第一电感连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极通过第一电感接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若利用晶体管寄生漏源电容和第一电感并联构成谐振选频网络时，第一电感接在所述晶体管的漏极和源极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
若利用晶体管寄生漏源电容和第一电感串联构成谐振选频网络时，第一电感与所述晶体管源极相连；当所述晶体管的源极通过第一电感接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极通过第一电感连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。本发明的有益效果为：
首先，本发明直接利用交流小信号即可驱动实现输出振荡，具有工频直接驱动、结构简单等特点，可广泛应用于各种电子技术的无线电系统中。
其次，由于不需要进行交直流转换，有效解决了直流偏置微波振荡器交直流转换的能量损耗大、电路复杂等问题，可节省充电设备的成本开销，同时为高压交流电力传输线直接使用无线电电子设备提供了能源基础。
再者，本发明给出了在交流小信号的正半周、负半周和全周期内工作的三种射频微波振荡器结构，并给出晶体管寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容与第一电感串联或并联实现谐振选频网络的方案、以及反馈网络的三种结构，使得本发明应用灵活且适用范围广。
最后，本发明对驱动电压的大小也没有严格的要求，即使工频驱动电压较小，或作为偏置的工频电压幅度高于晶体管的阈值电压，本发明提出的振荡器也能工作，使得本发明特别适于电网应用。
附图说明
下面的附图有助于更好地理解下述对本发明不同实施例的描述，这些附图示意性地示出了本发明一些实施方式的主要特征。这些附图和实施例以非限制性、非穷举性的方式提供了本发明的一些实施例。为简明起见，不同附图中具有相同功能的相同或类似的组件或结构采用相同的附图标记。
图1为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之一。利用晶体管栅源电容与第一电感并联构成谐振选频网络，得到基于晶体管栅源电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在正工频周期工作。
图2为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之二。利用晶体管栅源电容与第一电感串联构成谐振选频网络，得到基于晶体管栅源电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在正工频周期工作。
图3为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之三。，利用晶体管栅源电容与第一电感并联构成谐振选频网络，得到基于晶体管栅源电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在负工频周期工作。
图4为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之四。利用晶体管栅源电容与第一电感串联构成谐振选频网络，得到基于晶体管栅源电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在负工频周期工作。
图5为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之五。利用晶体管栅源电容与第一电感并联构成谐振选频网络，得到基于晶体管栅源电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在全工频周期工作。
图6为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之六。利用晶体管栅源电容与第一电感串联构成谐振选频网络，得到基于晶体管栅源电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在全工频周期工作。
图7为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之七。利用晶体管栅漏电容与第一电感并联构成谐振选频网络，得到基于晶体管栅漏电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在正工频周期工作。
图8为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之八。利用晶体管栅漏电容与第一电感串联构成谐振选频网络，得到基于晶体管栅漏电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在正工频周期工作。
图9为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之九。利用晶体管栅漏电容与第一电感并联构成谐振选频网络，得到基于晶体管栅漏电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在负工频周期工作。
图10为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之十。利用晶体管栅漏电容与第一电感串联构成谐振选频网络，得到基于晶体管栅漏电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在负工频周期工作。
图11为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之十一。利用晶体管栅漏电容与第一电感并联构成谐振选频网络，得到基于晶体管栅漏电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在全工频周期工作。
图12为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之十二。利用晶体管栅漏电容与第一电感串联构成谐振选频网络，得到基于晶体管栅漏电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在全工频周期工作。
图13为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之十三。利用晶体管漏源电容与第一电感并联构成谐振选频网络，构成基于晶体管漏源电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在正工频周期工作。
图14为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之十四。利用晶体管漏源电容与第一电感串联构成谐振选频网络，构成基于晶体管漏源电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在正工频周期工作。
图15本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之十五。利用晶体管漏源电容与第一电感并联构成谐振选频网络，构成基于晶体管漏源电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在负工频周期工作。
图16为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之十六。利用晶体管漏源电容与第一电感串联构成谐振选频网络，构成基于晶体管漏源电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在负工频周期工作。
图17为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之十七。利用晶体管漏源电容与第一电感并联构成谐振选频网络，构成基于晶体管漏源电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在全工频周期工作。
图18为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器之十八。利用晶体管漏源电容与第一电感串联构成谐振选频网络，构成基于晶体管漏源电容的交流小信号驱动射频微波振荡器，该振荡器在全工频周期工作。
图19为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器中晶体管振荡器的时变电容/电压曲线图之一。
图20为本发明提出的交流小信号驱动射频微波振荡器中晶体管振荡器的时变电容/电压曲线图之二。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明进行详细地说明。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
传统的以晶体管为基础的射频微波振荡器中，由于晶体管处于放大工作需要电源提供直流能量，因此引入了交直流的转换，导致了能量转换损失。而本发明基于阈值电压以下晶体管寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容呈强非线性的特点，利用阈值电压以下晶体管寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容和第一电感串联或并联构成谐振选频网络，使得在晶体管的阈值电压以下利用交流小信号（如工频信号）对晶体管的等效电抗进行时变驱动，该时变驱动能够实现参量放大，完成晶体管的振荡作用；这样就使得本发明提出的射频微波振荡器能够利用交流小信号直接驱动，而不需要进行交直流转换。
其中交流小信号采用频率低于射频微波振荡器输出信号频率的十分之一的信号，如可以采用50赫兹的工频信号或其他合适信号作为驱动输入。晶体管为能在射频微波频段工作的晶体管，如场效应晶体管或其它种类的满足条件的晶体管。
利用单只晶体管能够在交流小信号的半个周期内（包括正半周期和负半周期）实现振荡，利用两只晶体管能够实现全周期内振荡，下面分别说明正半周期、负半周期和全周期的三种情况，实施例中交流小信号采用50Hz工频信号为例进行说明。
本发明提出的射频微波振荡器基于阈值电压以下晶体管寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容呈强非线性的特点，利用阈值电压以下寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容与第一电感串联或并联构成谐振选频网络，晶体管为能在射频微波频段工作的晶体管，如场效应晶体管或其它种类的满足条件的晶体管。如图1、图3、图5所示是将栅源电容与第一电感并联构成谐振选频网络的结构示意图，晶体管的栅极连接第一电感一端，晶体管的源极连接第一电感的另一端，如图2、图4、图6所示是将栅源电容与第一电感串联构成谐振选频网络的结构示意图，第一电感接在晶体管的栅极和第一选频网络的输出端之间。使用单只晶体管能够在交流小信号的半个周期内（包括正半周期和负半周期）实现振荡，利用两只晶体管能够实现全周期内振荡。如图7、图9、图11所示是将栅漏电容与第一电感并联构成谐振选频网络的结构示意图，晶体管的栅极连接第一电感一端，晶体管的漏极连接第一电感的另一端，如图8、图10、图12所示是将栅漏电容与第一电感串联构成谐振选频网络的结构示意图，晶体管的漏极通过第一电感后接地或接馈电网络。使用单只晶体管能够在交流小信号的半个周期内（包括正半周期和负半周期）实现振荡，利用两只晶体管能够实现全周期内振荡。如图13、图15、图17所示是将漏源电容与第一电感并联构成谐振选频网络的结构示意图，晶体管的源极连接第一电感一端，晶体管的漏极连接第一电感的另一端，如图14、图16、图18所示是将漏源电容与第一电感串联构成谐振选频网络的结构示意图，晶体管的源极通过第一电感后接地或接馈电网络。使用单只晶体管能够在交流小信号的半个周期内（包括正半周期和负半周期）实现振荡，利用两只晶体管能够实现全周期内振荡。
下面分别说明正负半周期和全周期的三种情况，实施例中交流小信号采用50Hz工频信号为例进行说明。
如图1、图2、图7、图8、图13、图14所示是射频微波振荡器在工频周期的正半周工作的电路结构，晶体管的源极接地，漏极连接馈电网络，第一选频网络为栅极选频网络，第二选频网络为漏极选频网络。栅极选频网络的输入端连接射频微波振荡器输入信号，其输出端输出的信号连接晶体管的栅极。这里的连接包括直接连接和间接连接，当利用栅源电容与第一电感串联构成谐振选频网络时，栅极选频网络的输出端通过第一电感后连接晶体管的栅极，为间接连接；当利用栅源电容与第一电感并联构成谐振选频网络时，栅极选频网络的输出端直接连接晶体管的栅极；漏极选频网络的输入端连接馈电网络中高通支路的输出端，其输出端作为射频微波振荡器的输出端。当利用栅漏电容与第一电感串联构成谐振选频网络时，晶体管的漏极通过第一电感连接馈电网络，为间接连接；当利用栅漏电容与第一电感并联构成谐振选频网络时，第一电感连接于晶体管的栅极和漏极之间。当利用漏源电容与第一电感串联构成谐振选频网络时，晶体管的源极通过第一电感接地；当利用漏源电容与第一电感并联构成谐振选频网络时，第一电感连接于晶体管的源极和漏极之间。漏极选频网络的输入端连接馈电网络中高通支路的输出端，其输出端作为射频微波振荡器的输出端。
馈电网络包括高通支路和低通支路，低通支路的输入端连接交流小信号，本实施例中为50Hz工频信号作为驱动输入，低通支路允许交流小信号通过并输出到晶体管，高通支路允许射频微波振荡器输入信号经过放大后的信号通过并输出到第二选频网络。附图中给出了馈电网络的一种实现结构，当然其他允许高频信号通过和允许低频信号通过的结构构成的馈电网络也能够应用于本发明中，本实施例中低通支路包括第二电感和第一电容，第二电感的一端作为低通支路的输入端连接50Hz工频信号并通过第一电容后接地，其另一端作为低通支路的输出端连接晶体管漏极；高通支路包括第三电感和第二电容，第二电容的一端作为高通支路的输入端连接晶体管漏极，其另一端作为高通支路的输出端连接第二选频网络输入端并通过第三电感后接地。
本发明所述射频微波振荡器在工频周期的正半周工作的工作过程为：在刚通电瞬间，瞬时电流以及电路中存在的热噪声电流含有丰富的谐波成分，经过反馈网络的选频并耦合送到晶体管栅极进行放大，被放大的频率成分再通过反馈网络进行选频并耦合送到晶体管栅极进行再放大，由于晶体管的非线性，这个过程不会一直持续下去，最后趋于稳定状态。稳定了的频率信号通过馈电网络只能由馈电网络的高通支路流出，由高通支路流出的信号再由输出选频网络进行阻抗匹配后送出振荡器，同时振荡器的工频驱动由馈电网络的低通支路馈入晶体管。受晶体管电容/电压特性决定，电路仅在工频周期的正半周工作，具体说明如下：
在如图19中A、图20中A所示的正弦偏置电压驱动下，当偏置电压VDS≤Vt时，其中Vt为晶体管阈值电压，此时晶体管的栅极源极之间的电容/电压特性如图19中A所示，在偏置电压的正半周，栅源电容CGS呈强烈的非线性变化；晶体管的栅极漏极之间的电容/电压特性如图20中B所示，在偏置电压的正半周，漏栅电容CDS呈强烈的非线性变化；晶体管的漏极源极之间的电容/电压特性如图19中D、图20中D所示，在偏置电压的正半周，漏源电容CDS呈强烈的非线性变化。
本发明提出的射频微波振荡器中晶体管实现参量振荡，与现有射频微波参量振荡器的区别在于，现有射频微波参量振荡器中参量振荡器的泵浦频率约为振荡器输出信号频率的二倍，而本发明的泵浦频率可远低于振荡器输出信号频率，即可低于振荡器输出信号频率的十分之一，如50Hz的工频频率。事实上，对于一个非线性器件，在不考虑损耗的情况下，当在某些特定频率输入功率，这些输入功率将通过非线性变换后转移到其它新产生的频点上输出，也就是所有频点上的输入总功率和输出总功率守恒。在参量放大器中，这一关系由门雷—罗威公式（公式1a和1b）确定，式中
为射频微波振荡器输出信号角频率，
为泵浦信号即交流小信号的角频率，
是角频率为
）的谐波分量流入晶体管的功率，m和n分别为射频微波振荡器输出信号和泵浦信号的谐波次数。
因此本发明利用阈值电压以下晶体管的强非线性寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容和第一电感L串联或并联形成谐振选频网络，并使得寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容的电容值C和第一电感的电感值L满足条件：
，同时设置栅极选频网络和漏极选频网络工作于
附近。这样将使得电路在信号频率
附近有增益，从而利用晶体管的非线性电容在工频偏置条件下实现参量振荡。需要注意的是，在图19中A、图20中A所示的工频周期的接近正半周内，图1、图2、图7、图8、图13、图14所示的电路可以振荡工作，因此可以在工频周期的正半周工作。
如图3、图4、图9、图10、图15、图16所示是射频微波振荡器在工频周期的负半周工作的电路结构，晶体管的漏极接地，源极连接馈电网络，第一选频网络为栅极选频网络，第二选频网络为源极选频网络。栅极选频网络的输入端连接射频微波振荡器输入信号，其输出端连接晶体管的栅极；源极选频网络的输入端连接馈电网络中高通支路的输出端，其输出端作为射频微波振荡器的输出端。馈电网络结构与正半周工作电路结构相同，在此不再赘述。
图3、图4、图9、图10、图15、图16所示射频微波振荡器的工作过程为：在刚通电瞬间，瞬时电流以及电路中存在的热噪声电流含有丰富的谐波成分，经过反馈网络的选频并耦合送到晶体管栅极进行放大，被放大的频率成分再通过反馈网络进行选频并耦合送到晶体管栅极进行再放大，由于晶体管的非线性，这个过程不会一直持续下去，最后趋于稳定状态。稳定了的频率信号通过馈电网络只能由馈电网络的高通支路流出，由高通支路流出的信号再由输出选频网络进行阻抗匹配后送出振荡器，同时振荡器的工频驱动由馈电网络的低通支路馈入晶体管。受晶体管电容/电压特性决定，电路仅在工频周期的正半周工作。
在如图19中A、图20中A所示的正弦偏置电压驱动下，当偏置电压VDS≤Vt时，此时晶体管电容/电压特性如图19中C、E和图20中C、E所示。当偏置电压处于工频周期的负半周时，第一电容（栅源电容CGS、漏栅电容CGD或漏源电容CDS）呈强非线性，利用阈值电压以下晶体管的强非线性寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容C和第一电感L串联或并联形成谐振选频网络，并使得晶体管栅极和源极电容的电容值C和第一电感的电感值L满足条件：
，同时设置栅极选频网络和源极选频网络工作于
附近。这样将使得电路在信号频率
附近有增益，从而利用晶体管的非线性电容在工频偏置条件下实现参量振荡。需要注意的是，在图10中C、E和图20中C、E所示的工频周期的接近负半周内，图3、图4、图9、图10、图15、图16所示的电路可以振荡工作，因此可以在工频周期的负半周工作。
将在工频周期的正半周工作的电路结构和工频周期的负半周工作的电路结构结合，得到图5、图6、图11、图12、图17、图18所示在工频全周期工作的射频微波振荡器，包括功率分配器、功率合成器和两个射频微波振荡单元，功率分配器将射频微波振荡器输入信号分为两个信号后分别连接至两个射频微波振荡单元的输入端，两个射频微波振荡单元分别在工频周期的正半周和负半周工作，两个射频微波振荡单元的输出信号经过功率合成器合为一个后作为射频微波振荡器的输出信号。
第一个射频微波振荡单元在工频周期的正半周工作，其电路结构如图1、图2、图7、图8、图13、图14所示。当利用栅源电容，且寄生栅源电容与第一电感并联时，如图5所示，第一电感L1连接于晶体管FET1的栅极和源极之间，晶体管FET1的源极接地，漏极连接馈电网络；第一选频网络为栅极选频网络1，其输入端连接功率分配器的第一个输出端，其输出端连接晶体管FET1的栅极；第二选频网络是漏极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第一个输入端。
第二个射频微波振荡单元在工频周期的负半周工作，其电路结构入图3、图4、图9、图10、图15、图16所示。当利用栅源电容，且栅源电容与第一电感并联时，第一电感L2连接于晶体管FET2的栅极和源极之间，晶体管FET2的漏极接地，源极连接馈电网络；第一选频网络为栅极选频网络2，其输入端连接功率分配器的第二个输出端，其输出端连接晶体管FET2的栅极；第二选频网络是源极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第二个输入端。
第一个射频微波振荡单元在工频周期的正半周工作，其电路结构如图1、图2、图7、图8、图13、图14所示。当利用栅源电容，且栅源电容与第一电感串联时，如图6所示，第一电感L1连接于栅极选频网络和晶体管FET1的栅极之间，晶体管FET1的源极接地，漏极连接馈电网络；第一选频网络为栅极选频网络1，其输入端连接功率分配器的第一个输出端，其输出端通过第一电感L1连接晶体管FET1的栅极；第二选频网络是漏极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第一个输入端。
第二个射频微波振荡单元在工频周期的负半周工作，其电路结构入图3、图4、图9、图10、图15、图16所示。当利用栅源电容，且栅源电容与第一电感串联时，如图6所示，第一电感L2连接于栅极选频网络和晶体管FET2的栅极之间，晶体管FET2的漏极接地，源极连接馈电网络；第一选频网络为栅极选频网络2，其输入端连接功率分配器的第二个输出端，其输出端通过第一电感L2连接晶体管FET2的栅极；第二选频网络是源极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第二个输入端。
第一个射频微波振荡单元在工频周期的正半周工作，其电路结构如图1、图2、图7、图8、图13、图14所示。当利用栅漏电容，且栅漏电容与第一电感并联时，如图11所示，第一电感L1连接于晶体管FET1的栅极和漏极之间，晶体管FET1的源极接地，漏极连接馈电网络；第一选频网络为栅极选频网络1，其输入端连接功率分配器的第一个输出端，其输出端连接晶体管FET1的栅极；第二选频网络是漏极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第一个输入端。
第二个射频微波振荡单元在工频周期的负半周工作，其电路结构入图3、图4、图9、图10、图15、图16所示。当利用栅漏电容，且栅漏电容与第一电感并联时，如图11所示，第一电感L2连接于晶体管FET2的栅极和漏极之间，晶体管FET2的漏极接地，源极连接馈电网络；第一选频网络为栅极选频网络2，其输入端连接功率分配器的第二个输出端，其输出端连接晶体管FET2的栅极；第二选频网络是源极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第二个输入端。
第一个射频微波振荡单元在工频周期的正半周工作，其电路结构如图1、图2、图7、图8、图13、图14所示。当利用栅漏电容，且栅漏电容与第一电感串联时，如图12所示，晶体管FET1的源极接地，漏极通过第一电感L1连接馈电网络；第一选频网络为栅极选频网络1，其输入端连接功率分配器的第一个输出端，其输出端连接晶体管FET1的栅极；第二选频网络是漏极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第一个输入端。
第二个射频微波振荡单元在工频周期的负半周工作，其电路结构入图3、图4、图9、图10、图15、图16所示。当利用栅漏电容，且栅漏电容与第一电感串联时，如图12所示，晶体管FET2的漏极通过第一电感L2接地，源极连接馈电网络；第一选频网络为栅极选频网络2，其输入端连接功率分配器的第二个输出端，其输出端连接晶体管FET2的栅极；第二选频网络是源极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第二个输入端。
第一个射频微波振荡单元在工频周期的正半周工作，其电路结构如图1、图2、图7、图8、图13、图14所示。当利用漏源电容，且漏源电容与第一电感并联时，如图17所示，第一电感L1连接于晶体管FET1的漏极和源极之间，晶体管FET1的源极接地，漏极连接馈电网络；第一选频网络为栅极选频网络1，其输入端连接功率分配器的第一个输出端，其输出端连接晶体管FET1的栅极；第二选频网络是漏极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第一个输入端。
第二个射频微波振荡单元在工频周期的负半周工作，其电路结构入图3、图4、图9、图10、图15、图16所示。当利用漏源电容，且漏源电容与第一电感并联时，如图17所示，第一电感L2连接于晶体管FET2的漏极和源极之间，晶体管FET2的漏极接地，源极连接馈电网络；第一选频网络为栅极选频网络2，其输入端连接功率分配器的第二个输出端，其输出端连接晶体管FET2的栅极；第二选频网络是源极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第二个输入端。
第一个射频微波振荡单元在工频周期的正半周工作，其电路结构如图1、图2、图7、图8、图13、图14所示。当利用漏源电容，且漏源电容与第一电感串联时，如图18所示，晶体管FET1的源极通过第一电感L1接地，漏极连接馈电网络；第一选频网络为栅极选频网络1，其输入端连接功率分配器的第一个输出端，其输出端连接晶体管FET1的栅极；第二选频网络是漏极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第一个输入端。
第二个射频微波振荡单元在工频周期的负半周工作，其电路结构入图3、图4、图9、图10、图15、图16所示。当利用漏源电容，且漏源电容与第一电感串联时，如图18所示，晶体管FET2的漏极接地，源极通过第一电感L2连接馈电网络；第一选频网络为栅极选频网络2，其输入端连接功率分配器的第二个输出端，其输出端连接晶体管FET2的栅极；第二选频网络是源极选频网络，其输入端连接高通支路的输出端，其输出端连接功率合成器的第二个输入端。
50Hz工频信号经过两个射频微波振荡单元的馈电网络中低通支路分别输入到晶体管FET1的漏极和FET2的源极，低通支路包括一个第二电感和一个第一电容。
图5、图6、图11、图12、图17、图18所示电路结构的工作过程为：射频微波振荡器输入信号进入功率分配器后被分为两部分，比如可以分为等功率的两部分，其中一部分进入第一个射频微波振荡单元，由栅极选频网络1在工作频段内进行阻抗匹配后，馈入晶体管FET1的栅极，然后输入小信号在晶体管FET1内被放大，被放大的信号通过馈电网络只能由馈电网络的高通支路流出，由高通支路流出的信号由漏极选频网络进行阻抗匹配后送入输出功率合成器。另一部分进入第二个射频微波振荡单元，由栅极选频网络2在工作频段内进行阻抗匹配后，馈入晶体管FET2的栅极，然后输入小信号在晶体管FET2内被放大，被放大的信号通过馈电网络只能由馈电网络的高通支路流出，由高通支路流出的信号由源极选频网络进行阻抗匹配后送入输出功率合成器。同时两只晶体管的工频驱动由馈电网络的低通支路馈入晶体管FET1和晶体管FET2，受晶体管电容/电压特性决定，在如图19中A、图20中A所示的正弦偏置电压驱动下，当偏置电压VDS≤Vt时，在工频周期的接近正半周内，晶体管FET1可以振荡工作，在工频周期的接近负半周内，晶体管FET2可以振荡工作，两只晶体管的输出信号由功率合成器合成后输出，因此整个电路结构的射频微波振荡器可以在全工频周期内工作。
需要注意，当VDS≥Vt时，图5、图6、图11、图12、图17、图18所示电路结构与传统振荡器电路的特性相同，这极大的提高了振荡电路的动态范围。
综上所述，本发明提供的交流小信号驱动射频微波振荡器，通过利用晶体管寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容与第一电感并联或串联构成谐振选频网络，在工频正半周、负半周和全工频周期内工作的多种结构都可以直接利用交流小信号驱动实现振荡工作，具有工频直接驱动、结构简单等特点，可广泛应用于各种电子技术的无线电系统中。与传统需要直流电源做静态偏置的振荡器不同的是，本发明提出的六种振荡器结构均可直接利用工频电源进行动态偏置，从而实现工频直接驱动振荡器工作，方便地直接使用电力电网实现无线振荡器的能源供给。
结合前面的讨论，本发明提供的交流小信号驱动射频微波振荡器，对驱动电压的大小并没有严格的要求，当工频驱动电压的大小仅为0.1V时振荡器也能振荡工作，而0.1V的电压在电力电网上可轻易获取，这为该类振荡器的应用提供了极大的方便。即使作为偏置的工频电压幅度高于晶体管的阈值电压，该振荡器也能振荡工作，究其原因，此时的振荡器相当于工作在偏置电压变化的正常振荡区，从而使得本发明提供的交流小信号驱动射频微波振荡器可以在较宽的偏置电压幅度范围内工作，特别适于电网应用。
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。
Claims (17)
1.交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于，所述射频微波振荡器在交流小信号工作周期的半周期内工作，所述交流小信号的频率低于射频微波振荡器输出信号频率的十分之一；
所述射频微波振荡器包括晶体管、第一电感、输出选频网络、反馈网络和馈电网络，所述馈电网络包括高通支路和低通支路，所述晶体管的漏极和源极其中一端接地，另一端连接所述反馈网络的输入端、所述高通支路的输入端和所述低通支路的输出端；所述反馈网络的输出端接所述晶体管的栅极；所述低通支路的输入端连接所述交流小信号；所述高通支路的输出端连接所述输出选频网络的输入端，所述输出选频网络的输出端作为所述射频微波振荡器的输出端；
利用阈值电压以下晶体管的寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容与第一电感串联或并联构成谐振选频网络，设置寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容的电容值C和第一电感的电感值L满足
，设置所述输出选频网络和反馈网络的工作频率等于
，
为所述射频微波振荡器输出信号的角频率。
2.根据权利要求1所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于：
采用晶体管寄生栅源电容和第一电感并联构成谐振选频网络，第一电感接在所述晶体管的栅极和源极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作；
或者，采用晶体管寄生栅源电容和第一电感串联构成谐振选频网络，第一电感接在所述反馈网络输出端与晶体管的栅极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
3.根据权利要求1所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于：
采用晶体管寄生栅漏电容和第一电感并联构成谐振选频网络，第一电感接在所述晶体管的栅极和漏极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极通过第一电感连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作；
或者，采用晶体管寄生栅漏电容和第一电感串联构成谐振选频网络，第一电感接与所述晶体管漏极相连；当所述晶体管的源极接地，其漏极通过第一电感连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极通过第一电感接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
4.根据权利要求1所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于：
采用晶体管寄生漏源电容和第一电感并联构成谐振选频网络，第一电感接在所述晶体管的漏极和源极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作；
或者，采用晶体管寄生漏源电容和第一电感串联构成谐振选频网络时，第一电感与所述晶体管源极相连；当所述晶体管的源极通过第一电感接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极通过第一电感连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
5.根据权利要求1-4任一项所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于，所述低通支路包括第二电感和第一电容，第二电感的一端作为所述低通支路的输入端并通过第一电容后接地，其另一端作为所述低通支路的输出端；所述高通支路包括第三电感和第二电容，第二电容的一端作为所述高通支路的输入端，其另一端作为所述高通支路的输出端并通过第三电感后接地。
6.根据权利要求1-4任一项所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于，所述反馈网络包括变压器和第三电容，变压器包括第一绕组和第二绕组，第一绕组的一端连接第三电容的一端并作为所述反馈网络的输入端，第一绕组的另一端连接第三电容的另一端并接地；第二绕组的一端接地，另一端作为所述反馈网络的输出端。
7.根据权利要求1-4任一项所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于，所述反馈网络包括第四电感、第五电感和第四电容，第四电感和第五电感串联后与第四电容并联，所得并联结构的一端作为所述反馈网络的输入端，另一端作为所述反馈网络的输出端，第四电感和第五电感的串联点接地。
8.根据权利要求1-4任一项所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于，所述交流小信号为工频信号。
9.交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于，所述射频微波振荡器在交流小信号工作周期的全周期内工作，所述交流小信号的频率小于所述射频微波振荡器输出信号频率的十分之一；
所述射频微波振荡器包括功率合成器和两个射频微波振荡单元，所述功率合成器用于将两个所述射频微波振荡单元的输出信号合为一个信号后作为所述射频微波振荡器的输出信号；
所述射频微波振荡器单元包括晶体管、第一电感、输出选频网络、反馈网络和馈电网络，所述馈电网络包括高通支路和低通支路，所述晶体管的漏极和源极其中一端接地，另一端连接所述反馈网络的输入端、所述高通支路的输入端和所述低通支路的输出端；所述反馈网络的输出端接所述晶体管的栅极；所述低通支路的输入端连接所述交流小信号；所述高通支路的输出端连接所述输出选频网络的输入端，所述输出选频网络的输出端作为所述射频微波振荡器单元的输出端；
利用阈值电压以下晶体管的寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容与第一电感串联或并联构成谐振选频网络，设置寄生栅源电容、栅漏电容或漏源电容的电容值C和第一电感的电感值L满足
，设置所述输出选频网络和反馈网络的工作频率等于
，
为所述射频微波振荡器输出信号的角频率；
第一个射频微波振荡单元中，晶体管的源极接地，晶体管的漏极连接所述高通支路的输入端和所述低通支路的输出端，在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；
第二个射频微波振荡单元中，晶体管的漏极接地，晶体管的源极连接所述高通支路的输入端和所述低通支路的输出端，在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
10.根据权利要求9所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于：所述射频微波振荡单元，采用晶体管寄生栅源电容和第一电感并联构成谐振选频网络，第一电感接在所述晶体管的栅极和源极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作；
或者，采用晶体管寄生栅源电容和第一电感串联构成谐振选频网络，第一电感接在所述反馈网络输出端与晶体管的栅极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
11.根据权利要求9所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于：所述射频微波振荡单元，采用晶体管寄生栅漏电容和第一电感并联构成谐振选频网络，第一电感接在所述晶体管的栅极和漏极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极通过第一电感连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作；
或者，采用晶体管寄生栅漏电容和第一电感串联构成谐振选频网络，第一电感接与所述晶体管漏极相连；当所述晶体管的源极接地，其漏极通过第一电感连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极通过第一电感接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
12.根据权利要求9所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于：所述射频微波振荡单元，采用晶体管寄生漏源电容和第一电感并联构成谐振选频网络，第一电感接在所述晶体管的漏极和源极之间；当所述晶体管的源极接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作；
或者，采用晶体管寄生漏源电容和第一电感串联构成谐振选频网络时，第一电感与所述晶体管源极相连；当所述晶体管的源极通过第一电感接地，其漏极连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的正半周期内工作；当所述晶体管的漏极接地，其源极通过第一电感连接所述反馈网络的输入端和所述馈电网络时，所述射频微波振荡器在所述交流小信号工作周期的负半周期内工作。
13.根据权利要求9-12任一项所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于：所述低通支路包括第二电感和第一电容，第二电感的一端作为所述低通支路的输入端并通过第一电容后接地，其另一端作为所述低通支路的输出端；所述高通支路包括第三电感和第二电容，第二电容的一端作为所述高通支路的输入端，其另一端作为所述高通支路的输出端并通过第三电感后接地。
14.根据权利要求9-12任一项所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于：所述反馈网络包括变压器和第三电容，变压器包括第一绕组和第二绕组，第一绕组的一端连接第三电容的一端并作为所述反馈网络的输入端，第一绕组的另一端连接第三电容的另一端并接地；第二绕组的一端接地，另一端作为所述反馈网络的输出端。
15.根据权利要求9-12任一项所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于，所述反馈网络包括第四电感、第五电感和第四电容，第四电感和第五电感串联后与第四电容并联，所得并联结构的一端作为所述反馈网络的输入端，另一端作为所述反馈网络的输出端，第四电感和第五电感的串联点接地。
16.根据权利要求9-12任一项所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于，所述交流小信号为工频信号。
17.根据权利要求9-12任一项所述的交流小信号驱动射频微波振荡器，其特征在于，功率分配器将所述射频微波振荡器输入信号分成等功率的两个信号。
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Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3292104A (en) * | 1963-06-24 | 1966-12-13 | Marconi Co Ltd | Amplitude control circuit for transistor oscillators |
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Patent Citations (6)
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|---|---|---|---|---|
| US3292104A (en) * | 1963-06-24 | 1966-12-13 | Marconi Co Ltd | Amplitude control circuit for transistor oscillators |
| US4075580A (en) * | 1975-12-18 | 1978-02-21 | Siemens Aktiengesellschaft | Microwave transistor oscillator for wide band frequency tuning |
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| CN205566231U (zh) * | 2016-05-05 | 2016-09-07 | 厦门致联科技有限公司 | 增益可调式射频放大器 |
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