CN114337341B - 一种两电平变流器优化最远矢量pwm方法和装置 - Google Patents
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- 239000013598 vector Substances 0.000 title claims abstract description 159
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 113
- 230000001174 ascending effect Effects 0.000 claims abstract description 22
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 23
- 238000002347 injection Methods 0.000 claims description 15
- 239000007924 injection Substances 0.000 claims description 15
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims description 11
- 238000005457 optimization Methods 0.000 claims description 5
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 abstract description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 19
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 5
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 4
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 238000004870 electrical engineering Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000005065 mining Methods 0.000 description 1
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 description 1
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
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Abstract
本发明提供了一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法。本发明针对两电平变流器，通过在预设空间角区域向三相正弦波注入特定偏置量，得到优化最远矢量PWM的三相双调制波表达式；通过在第一基准空间角区域使用初始上升方向三角载波，在第二基准空间角区域使用初始下降方向三角载波，得到优化最远矢量PWM的单载波表达式；利用三相双调制波与单载波比较，得到各开关器件的控制信号，从而基于载波实现优化最远矢量PWM。本发明还提供了一种两电平变流器优化最远矢量PWM装置，相比传统最远矢量PWM方法，本发明可在降低共模电压幅值和频率的同时均衡三相开关频率、防止三相同时动作，并具备计算简单、实现方便的优势。
Description
技术领域
本发明涉及一种PWM控制方法，尤其涉及一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法。
背景技术
两电平变流器主电路拓扑如图1，通过控制每相由上到下两个开关器件的开通与关断，两电平变流器可输出两种不同的电平状态。由于结构简单、控制方便以及动态响应快等优势，两电平变流器被广泛应用于新能源发电、冶金采矿和轨道交通等领域。
定义两电平变流器由高到低输出的两种电平状态为P和N，直流侧电压为2E，则可将两电平变流器的空间矢量总结于图2。其中，各空间矢量对应的开关状态和幅值列于表1。
表1 两电平变流器各空间矢量对应的开关状态和幅值
共模电压为变流器使用脉宽调制策略时，在负载中性点与参考电位点之间产生的高频、高幅值特性的零序电压。表2列出了各空间矢量对应的共模电压幅值。文献《两电平电压型逆变器共模电压抑制策略研究》(杨浩.[J].电气工程学报,2018,13(4):26-31.)指出，共模电压会在电机转轴上感应出高幅值轴电压，降低电机使用寿命。此外，共模电压还会产生较大的共模漏电流，严重影响其他控制系统或者电子设备的正常运行。因此，研究两电平变流器的共模电压抑制技术具有重要的工程意义。
由表2可知，相比空间矢量PPP和NNN，空间矢量PNN、PPN、NPN、NPP、NNP和 PNP具备更低的共模电压幅值。文献《The significance of zero space vector placement forcarrier based PWM schemes》(D.G.Holmes.[J].IEEE Trans.Ind.Applicat.,1996,32(5):1122–1129.)通过在各空间角区域内只使用矢量序列合成参考电压，提出了最远矢量 PWM(Remote-state PWM，RSPWM)，从而降低了共模电压的幅值和频率。但在最远矢量 PWM作用下，B相开关频率是A相、C相开关频率的两倍，这极大限制了两电平变流器的开关频率提升，从而限制了输出电流质量提升。在此基础上，文献《Reduction ofcommon-mode currents in PWM inverter motor drives》(M.Cacciato.[J].IEEETrans.Ind.Applicat.,1999,35(2):469–476.)通过在0°到60°、120°到180°、240°到300°空间角区域只使用矢量序列/> 合成参考电压，在60°到120°、180°到240°、300°到360°区域只使用矢量序列/>合成参考电压，提出了最远矢量PWM方法2，其可在抑制共模电压的同时提升直流电压利用率。但在最远矢量PWM方法2作用下，A相、B相开关频率高于C 相开关频率，且三相电流谐波不一致，并会在各空间角区域切换时出现三相器件同时动作，威胁两电平变流器的运行安全。
表2 各空间矢量对应的共模电压幅值
除此之外，以上两种最远矢量PWM方法均基于空间矢量合成参考电压实现，其需计算各空间矢量的作用时间并需预置各空间角区域内的开关动作方式，步骤繁琐、计算复杂，不利于工程推广应用。
发明内容
为克服传统最远矢量PWM方法存在的不足，本发明提出一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法。本发明方法可在降低两电平变流器共模电压幅值、频率的同时均衡三相开关频率并防止三相同时动作。此外，本发明方法利用三相双调制波与单载波比较得到各开关器件的控制信号，其无需计算各空间矢量的作用时间，工程实现非常方便。
为了达到上述目的，本发明提供了一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法。所述基于载波实现的两电平变流器优化最远矢量PWM方法，针对两电平变流器，包括以下步骤：
在预设空间角区域向三相正弦波注入特定偏置量，得到优化最远矢量PWM的三相双调制波表达式；
在第一基准空间角区域使用初始上升方向三角载波，在第二基准空间角区域使用初始下降方向三角载波，得到优化最远矢量PWM的单载波表达式；
将所述三相双调制波与所述单载波比较，得到各开关器件的控制信号。
优选的，定义所述三相正弦波为Uas、Ubs、Ucs，所述三相双调制波分别为Uam1、Ubm1、Ucm1和Uam2、Ubm2、Ucm2，所述特定偏置量为U0，所述在预设空间角区域向三相正弦波注入特定偏置量，得到优化最远矢量PWM的三相双调制波表达式的方法包括：
在第一预设空间角区域，令Uam1＝Uam2＝Ubm2＝-(Uas+U0)，Ucm1＝Ucm2＝Ubm1＝Ucs+U0；
在第二预设空间角区域，令Ucm1＝Ucm2＝Uam2＝-(Ucs+U0)，Ubm1＝Ubm2＝Uam1＝Ubs+U0；
在第三预设空间角区域，令Ubm1＝Ubm2＝Ucm2＝-(Ubs+U0)，Uam1＝Uam2＝Ucm1＝Uas+U0。
优选的，所述第一预设空间角区域为：0°到60°和180°到240°；所述第二预设空间角区域为：60°到120°和240°到300°；所述第三预设空间角区域为：120°到180°和300°到360°。
优选的，所述特定偏置量U0的设定方法包括：
对于第一基准空间角区域，设定U0＝-1/3；
对于第二基准空间角区域，设定U0＝1/3；
其中，所述第一基准空间角区域为0°到60°、120°到180°、240°到300°；第二空间基准角区域为60°到120°、180°到240°、300°到360°。
优选的，定义初始上升方向的三角载波为UpCarrier，初始下降方向的三角载波为DnCarrier，单载波为Carrier，所述通过在第一基准空间角区域使用初始上升方向三角载波，在第二基准空间角区域使用初始下降方向三角载波，得到优化最远矢量PWM的单载波表达式的方法包括：
对于第一基准空间角区域，在各区域的首个采样点处，令Carrier＝UpCarrier；
对于第二基准空间角区域，在各区域的首个采样点处，令Carrier＝DnCarrier。
优选的，所述初始上升方向的三角载波定义包括：
上述定义中，所述UpCarrierflag为初始上升方向三角载波的方向标志位，所述fcarrier为三角载波频率，所述tcarrier代表变化范围为0到1/fcarrier的时间变量；其中，所述UpCarrierflag 的判定方法为：
优选的，所述初始下降方向的三角载波定义包括：
上述定义中，所述DnCarrierflag为初始下降方向三角载波的方向标志位，所述fcarrier为三角载波频率，所述tcarrier代表变化范围为0到1/fcarrier的时间变量；其中，所述DnCarrierflag 的判定方法为：
优选的，定义两电平变流器由高到低输出的两个电平状态分别为P、N，所述利用所述三相双调制波与所述单载波比较，得到各开关器件的控制信号的方法具体包括：
在所述第一预设空间角区域，对于A相，当Uam1>Carrier时，控制A相输出电平状态为N；当Uam1≤Carrier时，控制A相输出电平状态为P；
对于B相，当(Ubm1-Carrier)×(Ubm2-Carrier)＞0时，在0°到60°区域控制B相输出电平状态为N，在180°到240°区域控制B相输出电平状态为P；当(Ubm1-Carrier)×(Ubm2-Carrier) ≤0时，在0°到60°区域控制B相输出电平状态为P，在180°到240°区域控制B相输出电平状态为N；
对于C相，当Ucm1>Carrier时，控制C相输出电平状态为P；当Ucm1≤Carrier时，控制C相输出电平状态为N；
在所述第二预设空间角区域，对于A相，当(Uam1-Carrier)×(Uam2-Carrier)＞0时，在 60°到120°区域控制A相输出电平状态为P，在240°到300°区域控制A相输出电平状态为N；当(Uam1-Carrier)×(Uam2-Carrier)≤0时，在60°到120°区域控制A相输出电平状态为N，在 240°到300°区域控制A相输出电平状态为P；
对于B相，当Ubm1>Carrier时，控制B相输出电平状态为P；当Ubm1≤Carrier时，控制B相输出电平状态为N；
对于C相，当Ucm1>Carrier时，控制C相输出电平状态为N；当Ucm1≤Carrier时，控制C相输出电平状态为P；
在第三预设空间角区域，对于A相，当Uam1>Carrier时，控制A相输出电平状态为P；当Uam1≤Carrier时，控制A相输出电平状态为N；
对于B相，当Ubm1>Carrier时，控制B相输出电平状态为N；当Ubm1≤Carrier时，控制B相输出电平状态为P；
对于C相，当(Ucm1-Carrier)×(Ucm2-Carrier)＞0时，在120°到180°区域控制C相输出电平状态为N，在300°到360°区域控制C相输出电平状态为P；当(Ucm1-Carrier)× (Ucm2-Carrier)≤0时，在120°到180°区域控制C相输出电平状态为P，在300°到360°区域控制C相输出电平状态为N。
为了达到上述目的，本发明还提供了一种两电平变流器优化最远矢量PWM装置，包括：
注入模块，用于在预设空间角区域向三相正弦波注入特定偏置量，得到优化最远矢量 PWM的三相双调制波表达式；
载波使用模块，用于在第一基准空间角区域使用初始上升方向三角载波，在第二基准空间角区域使用初始下降方向三角载波，得到优化最远矢量PWM的单载波表达式；
比较模块，用于将所述三相双调制波与所述单载波比较，得到各开关器件的控制信号。
优选的，定义所述三相正弦波为Uas、Ubs、Ucs，所述三相双调制波分别为Uam1、Ubm1、Ucm1和Uam2、Ubm2、Ucm2，所述特定偏置量为U0，所述注入模块具体包括：
第一注入子模块，用于在第一预设空间角区域，令Uam1＝Uam2＝Ubm2＝-(Uas+U0)，Ucm1＝Ucm2＝Ubm1＝Ucs+U0；
第二注入子模块，用于在第二预设空间角区域，令Ucm1＝Ucm2＝Uam2＝-(Ucs+U0)，Ubm1＝Ubm2＝Uam1＝Ubs+U0；
第三注入子模块，用于在第三预设空间角区域，令Ubm1＝Ubm2＝Ucm2＝-(Ubs+U0)，Uam1＝ Uam2＝Ucm1＝Uas+U0。
优选的，所述第一预设空间角区域为：0°到60°和180°到240°；所述第二预设空间角区域为：60°到120°和240°到300°；所述第三预设空间角区域为：120°到180°和300°到360°。
优选的，所述特定偏置量U0的设定方法包括：
对于第一基准空间角区域，设定U0＝-1/3；
对于第二基准空间角区域，设定U0＝1/3；
其中，所述第一基准空间角区域为0°到60°、120°到180°、240°到300°；第二空间基准角区域为60°到120°、180°到240°、300°到360°。
优选的，定义初始上升方向的三角载波为UpCarrier，初始下降方向的三角载波为DnCarrier，单载波为Carrier，所述载波使用模块包括：
第一载波使用子模块，用于对于第一基准空间角区域，在各区域的首个采样点处，令 Carrier＝UpCarrier；
第二载波使用子模块，用于对于第二基准空间角区域，在各区域的首个采样点处，令 Carrier＝DnCarrier。
优选的，所述初始上升方向的三角载波定义包括：
上述定义中，所述UpCarrierflag为初始上升方向三角载波的方向标志位，所述fcarrier为三角载波频率，所述tcarrier代表变化范围为0到1/fcarrier的时间变量；其中，所述UpCarrierflag 的判定方法为：
优选的，所述初始下降方向的三角载波定义包括：
上述定义中，所述DnCarrierflag为初始下降方向三角载波的方向标志位，所述fcarrier为三角载波频率，所述tcarrier代表变化范围为0到1/fcarrier的时间变量；其中，所述DnCarrierflag 的判定方法为：
优选的，定义两电平变流器由高到低输出的两个电平状态分别为P、N，所述比较模块具体包括：
第一比较子模块，用于在所述第一预设空间角区域，对于A相，当Uam1>Carrier时，控制A相输出电平状态为N；当Uam1≤Carrier时，控制A相输出电平状态为P；对于B相，当(Ubm1-Carrier)×(Ubm2-Carrier)＞0时，在0°到60°区域控制B相输出电平状态为N，在 180°到240°区域控制B相输出电平状态为P；当(Ubm1-Carrier)×(Ubm2-Carrier)≤0时，在0°到60°区域控制B相输出电平状态为P，在180°到240°区域控制B相输出电平状态为N；对于C相，当Ucm1>Carrier时，控制C相输出电平状态为P；当Ucm1≤Carrier时，控制C相输出电平状态为N；
第二比较子模块，用于在所述第二预设空间角区域，对于A相，当(Uam1-Carrier)×(Uam2-Carrier)＞0时，在60°到120°区域控制A相输出电平状态为P，在240°到300°区域控制A相输出电平状态为N；当(Uam1-Carrier)×(Uam2-Carrier)≤0时，在60°到120°区域控制 A相输出电平状态为N，在240°到300°区域控制A相输出电平状态为P；对于B相，当 Ubm1>Carrier时，控制B相输出电平状态为P；当Ubm1≤Carrier时，控制B相输出电平状态为N；对于C相，当Ucm1>Carrier时，控制C相输出电平状态为N；当Ucm1≤Carrier时，控制C相输出电平状态为P；
第三比较子模块，用于在第三预设空间角区域，对于A相，当Uam1>Carrier时，控制A相输出电平状态为P；当Uam1≤Carrier时，控制A相输出电平状态为N；对于B相，当 Ubm1>Carrier时，控制B相输出电平状态为N；当Ubm1≤Carrier时，控制B相输出电平状态为P；对于C相，当(Ucm1-Carrier)×(Ucm2-Carrier)＞0时，在120°到180°区域控制C相输出电平状态为N，在300°到360°区域控制C相输出电平状态为P；当(Ucm1-Carrier)× (Ucm2-Carrier)≤0时，在120°到180°区域控制C相输出电平状态为P，在300°到360°区域控制C相输出电平状态为N。
本发明的有益效果在于：能够在降低两电平变流器共模电压幅值、频率的同时均衡三相开关频率并防止三相同时动作。
附图说明
图1本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的两电平变流器主电路拓扑；
图2本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的两电平变流器的空间矢量图；
图3本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的利用双调制波与单载波比较得到NNP→NPN→PNN→NPN→NNP的示意图；
图4本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的利用双调制波与单载波比较得到PNP→NPP→PPN→NPP→PNP的示意图；
图5本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的利用双调制波与单载波比较得到PNN→NNP→NPN→NNP→PNN的示意图；
图6本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的流程图；
图7本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法具体实施的流程图；
图8本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的实施例中两电平变流器在 SVPWM作用下的三相电压和共模电压；
图9本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的实施例中两电平变流器在最远矢量PWM作用下的三相电压和共模电压；
图10本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的实施例中两电平变流器在最远矢量PWM方法2作用下的三相电压和共模电压；
图11本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的实施例中最远矢量PWM方法2作用下的三相电流和THD分析结果；
图12本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的实施例中最远矢量PWM方法2由0°到60°空间角区域切换至60°到120°空间角区域时的三相电压；
图13本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的实施例中两电平变流器在本发明方法作用下的三相电压和共模电压；
图14本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的实施例中本发明方法作用下的三相电流和THD分析结果；
图15本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的实施例中本发明方法由0°到60°空间角区域切换至60°到120°空间角区域时的三相电压；
图16本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的实施例中本发明方法利用 A相双调制波、B相双调制波与单载波比较得到A相、B相控制信号的仿真结果；
图17本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法的实施例不同载波频率、基波频率、调制比和功率因数下，两电平变流器在本发明方法作用下的三相电压和共模电压；
图18本发明中一种两电平变流器优化最远矢量PWM装置的模块框图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步说明。
本发明提供了一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法。所述基于载波实现的两电平变流器优化最远矢量PWM方法，针对两电平变流器，包括以下步骤：
在预设空间角区域向三相正弦波注入特定偏置量，得到优化最远矢量PWM的三相双调制波表达式；通过在第一基准空间角区域使用初始上升方向三角载波，在第二基准空间角区域使用初始下降方向三角载波，得到优化最远矢量PWM的单载波表达式；利用所述三相双调制波与所述单载波比较，得到各开关器件的控制信号。从而实现基于载波实现优化最远矢量PWM。
本发明基于载波实现的两电平变流器优化最远矢量PWM方法具体包括：
一、在预设空间角区域向三相正弦波注入特定偏置量，得到优化最远矢量PWM的三相双调制波表达式。
优选的，定义所述三相正弦波为Uas、Ubs、Ucs，所述三相双调制波分别为Uam1、Ubm1、Ucm1和Uam2、Ubm2、Ucm2，所述特定偏置量为U0，所述在不同空间角区域向三相正弦波注入特定偏置量，得到优化最远矢量PWM的三相双调制波表达式的方法包括：
在第一预设空间角区域，令Uam1＝Uam2＝Ubm2＝-(Uas+U0)，Ucm1＝Ucm2＝Ubm1＝Ucs+U0；
在第二预设空间角区域，令Ucm1＝Ucm2＝Uam2＝-(Ucs+U0)，Ubm1＝Ubm2＝Uam1＝Ubs+U0；
在第三预设空间角区域，令Ubm1＝Ubm2＝Ucm2＝-(Ubs+U0)，Uam1＝Uam2＝Ucm1＝Uas+U0。
其中，所述第一预设空间角区域为：0°到60°和180°到240°；所述第二预设空间角区域为：60°到120°和240°到300°；所述第三预设空间角区域为：120°到180°和300°到360°。
本发明优化最远矢量PWM的三相双调制波表达式的具体推导过程包括：
依据表2，为降低两电平变流器的共模电压幅值，应选择使用空间矢量PNN、PPN、NPN、 NPP、NNP或PNP合成参考电压。以降低共模电压幅值、均衡三相开关频率和防止三相同时动作为设计前提，设计优化最远矢量PWM的矢量序列，并将结果总结于表3。
表3 优化最远矢量PWM的矢量序列
依据表3，在0°到60°空间角区域的首个采样点处，优化最远矢量PWM对应矢量序列为NNP→NPN→PNN。为基于载波实现优化最远矢量PWM，进一步分析NNP→NPN→PNN 对应的双调制波表达式。
定义采样周期为Ts，NNP、NPN、PNN在一个采样周期内的作用时间分别为T1、T2和T3。由调制波等效原理可得：
式(5)中，Uas、Ubs和Ucs分别代表A相、B相和C相正弦波，Uam、Ubm和Ucm分别为A相、B相和C相单调制波，U0为特定偏置量。分析式(5)可得：
式(6)为矢量序列NNP→NPN→PNN对应的特定偏置量表达式。在传统单调制波与单载波比较方式下，三相输出电平在一个采样周期内至多变化一次，且变化方向相同。但对于矢量序列NNP→NPN→PNN，A相电平在一个采样周期内由N变化至P，B相电平由N变化至P再变化至N，C相电平则由P变化至N。因此，利用传统单调制波与单载波比较方式，无法等效得到矢量序列NNP→NPN→PNN。
可利用双调制波与单载波比较的方式等效得到矢量序列NNP→NPN→PNN，其示意图如图3。图3结合式(5)和式(6)，可推导得到NNP→NPN→PNN对应的双调制波表达式：
依据表3，优化最远矢量PWM在60°到120°空间角区域的首个采样点处的矢量序列为PNP→NPP→PPN。定义PNP、NPP、PPN在一个采样周期内的作用时间分别为D1、D2和D3。由调制波等效原理可得：
由式(8)推导矢量序列PNP→NPP→PPN对应的特定偏置量表达式，结果为：
对于矢量序列PNP→NPP→PPN，A相电平在一个采样周期内由P变化至N再变化至P，B相电平由N变化至P，C相电平则由P变化至N。因此，利用传统单调制波与单载波比较方式，无法等效得到矢量序列PNP→NPP→PPN。
可利用双调制波与单载波比较的方式等效得到矢量序列PNP→NPP→PPN，其比较示意图如图4。图4结合式(8)和式(9)，可推导得到PNP→NPP→PPN对应的双调制波表达式：
依据表3，优化最远矢量PWM在120°到180°空间角区域的首个采样点处的矢量序列为PNN→NNP→NPN。定义PNN、NNP、NPN在一个采样周期内的作用时间分别为X1、X2和X3。由调制波等效原理可得：
由式(11)推导矢量序列PNN→NNP→NPN对应的特定偏置量表达式，结果为：
对于矢量序列PNN→NNP→NPN，A相电平在一个采样周期内由P变化至N，B相电平由N变化至P，C相电平则由N变化至P再变化至N。可利用双调制波与单载波比较的方式等效得到矢量序列PNN→NNP→NPN，其比较示意图如图5。图5结合式(11)和式(12)，可推导得到矢量序列PNN→NNP→NPN对应的双调制波表达式：
基于同样原理，可推导得到优化最远矢量PWM在180°到240°、240°到300°和300°到360°空间角区域的双调制波表达式，并将结果统一总结于表4。
表4 优化最远矢量PWM的双调制波表达式
二、通过在第一基准空间角区域使用初始上升方向三角载波，在第二基准空间角区域使用初始下降方向三角载波，得到优化最远矢量PWM的单载波表达式。
所述特定偏置量U0的设定方法包括：
对于第一基准空间角区域，设定U0＝-1/3；对于第二基准空间角区域，设定U0＝1/3；
其中，所述第一基准空间角区域为0°到60°、120°到180°、240°到300°；第二空间基准角区域为60°到120°、180°到240°、300°到360°。
本步骤中，定义初始上升方向的三角载波为UpCarrier，初始下降方向的三角载波为 DnCarrier，单载波为Carrier，所述通过在第一基准空间角区域使用初始上升方向三角载波，在第二基准空间角区域使用初始下降方向三角载波，得到优化最远矢量PWM的单载波表达式的方法包括：
对于第一基准空间角区域，在各区域的首个采样点处，令Carrier＝UpCarrier；
对于第二基准空间角区域，在各区域的首个采样点处，令Carrier＝DnCarrier。
其中，所述初始上升方向的三角载波定义包括：
上述定义中，所述UpCarrierflag为初始上升方向三角载波的方向标志位，所述fcarrier为三角载波频率，所述tcarrier代表变化范围为0到1/fcarrier的时间变量；其中，所述UpCarrierflag 的判定方法为：
其中，所述初始下降方向的三角载波定义包括：
上述定义中，所述DnCarrierflag为初始下降方向三角载波的方向标志位，所述fcarrier为三角载波频率，所述tcarrier代表变化范围为0到1/fcarrier的时间变量；其中，所述DnCarrierflag 的判定方法为：
本发明基于三相双调制波与单载波比较得到各开关器件的控制信号，在得到优化最远矢量PWM的双调制波表达式基础上，还需进一步确定优化最远矢量PWM的单载波表达式。
由图3可知，在0°到60°空间角区域，双调制波与上升方向载波比较可得到矢量序列 NNP→NPN→PNN，与下降方向载波比较可得到矢量序列PNN→NPN→NNP；
由图4可知，在60°到120°空间角区域，双调制波与下降方向载波比较可得到矢量序列PNP→NPP→PPN，与上升方向载波比较可得到矢量序列PPN→NPP→PNP；
由图5可知，在120°到180°空间角区域，双调制波与上升方向载波比较可得到矢量序列PNN→NNP→NPN，与下降方向载波比较可得到矢量序列NPN→NNP→PNN；
0°到60°空间角区域的结尾空间矢量为NNP或PNN，60°到120°空间角区域的首发空间矢量为PNP或PPN。为保证0°到60°区域向60°到120°区域切换时不出现三相器件同时动作，只需保证60°到120°区域的首发空间矢量为PNP。因此，在60°到120°空间角区域的首个采样点处，使用初始下降方向的载波作为单载波。
60°到120°空间角区域的结尾空间矢量为PNP或PPN，120°到180°空间角区域的首发空间矢量为PNN或NPN。为保证60°到120°区域向120°到180°区域切换时不出现三相器件同时动作，只需保证120°到180°区域的首发空间矢量为PNN。因此，在120°到180°空间角区域的首个采样点处，应使用初始上升方向的载波作为单载波。
基于同样原理，可推导得到优化最远矢量PWM在各空间角区域首个采样点处的单载波表达式，并将结果总结于表5。
表5 优化最远矢量PWM的单载波
3、利用所述三相双调制波与所述单载波比较，得到各开关器件的控制信号。
在确定优化最远矢量PWM的三相双调制波表达式和单载波表达式的基础上，依据图3、图4和图5制定三相双调制波与单载波的比较规则。利用三相双调制波与单载波比较，得到各开关器件的控制信号，从而基于载波实现优化最远矢量PWM。
其中，定义两电平变流器由高到低输出的两个电平状态分别为P、N，所述利用所述三相双调制波与所述单载波比较，得到各开关器件的控制信号的方法具体包括：
在所述第一预设空间角区域，对于A相，当Uam1>Carrier时，控制A相输出电平状态为N；当Uam1≤Carrier时，控制A相输出电平状态为P；对于B相，当(Ubm1-Carrier)× (Ubm2-Carrier)＞0时，在0°到60°区域控制B相输出电平状态为N，在180°到240°区域控制 B相输出电平状态为P；当(Ubm1-Carrier)×(Ubm2-Carrier)≤0时，在0°到60°区域控制B相输出电平状态为P，在180°到240°区域控制B相输出电平状态为N；对于C相，当Ucm1>Carrier 时，控制C相输出电平状态为P；当Ucm1≤Carrier时，控制C相输出电平状态为N；
在所述第二预设空间角区域，对于A相，当(Uam1-Carrier)×(Uam2-Carrier)＞0时，在 60°到120°区域控制A相输出电平状态为P，在240°到300°区域控制A相输出电平状态为N；当(Uam1-Carrier)×(Uam2-Carrier)≤0时，在60°到120°区域控制A相输出电平状态为N，在 240°到300°区域控制A相输出电平状态为P；对于B相，当Ubm1>Carrier时，控制B相输出电平状态为P；当Ubm1≤Carrier时，控制B相输出电平状态为N；对于C相，当Ucm1>Carrier 时，控制C相输出电平状态为N；当Ucm1≤Carrier时，控制C相输出电平状态为P；
在第三预设空间角区域，对于A相，当Uam1>Carrier时，控制A相输出电平状态为P；当Uam1≤Carrier时，控制A相输出电平状态为N；对于B相，当Ubm1>Carrier时，控制B 相输出电平状态为N；当Ubm1≤Carrier时，控制B相输出电平状态为P；对于C相，当 (Ucm1-Carrier)×(Ucm2-Carrier)＞0时，在120°到180°区域控制C相输出电平状态为N，在 300°到360°区域控制C相输出电平状态为P；当(Ucm1-Carrier)×(Ucm2-Carrier)≤0时，在 120°到180°区域控制C相输出电平状态为P，在300°到360°区域控制C相输出电平状态为 N。本发明基于载波实现的两电平变流器优化最远矢量PWM方法的实施流程如图7所示。
本发明基于载波实现的两电平变流器优化最远矢量PWM方法可在降低两电平变流器共模电压幅值、频率的同时均衡三相开关频率、三相输出电流谐波含量并防止三相同时动作。此外，本发明方法利用三相双调制波与单载波比较得到各开关器件的控制信号，其无需计算各空间矢量的作用时间，工程应用非常方便。
下面结合实施例说明本发明的实施效果。
本发明实施例借助PSIM软件搭建两电平变流器模型，利用仿真验证本发明基于载波实现的两电平变流器优化最远矢量PWM方法的有效性。实施例仿真条件为：直流侧电压1000V，基波频率50Hz，载波频率2000Hz，调制比0.4，功率因数0.8，仿真步长2us。
图8为实施例中两电平变流器在SVPWM作用下的三相电压和共模电压。分析可知，当使用SVPWM作为调制策略时，两电平变流器的三相开关频率相同，但共模电压幅值达到直流侧电压值的二分之一且共模电压频率远高于基波频率。较高的共模电压幅值和频率会对电机轴承寿命产生不良影响，因此，需设法降低共模电压的幅值和频率。
图9为实施例中两电平变流器在最远矢量PWM作用下的三相电压和共模电压。对比图 8和图9，相比SVPWM，最远矢量PWM可将共模电压幅值降低至直流侧电压值的六分之一并可降低共模电压频率。但在最远矢量PWM作用下，B相开关频率是A相、C相开关频率的两倍，这极大限制了两电平变流器的开关频率提升，从而限制了输出电流质量提升。
图10为实施例中两电平变流器在最远矢量PWM方法2作用下的三相电压和共模电压。对比图8和图10，相比SVPWM，最远矢量PWM方法2可将共模电压幅值降低至直流侧电压值的六分之一并可降低共模电压频率。但在最远矢量PWM方法2作用下，A相、B相开关频率高于C相开关频率，从而限制了两电平变流器的开关频率提升。
图11为实施例中最远矢量PWM方法2作用下的三相电流和THD分析结果。分析可知，当使用最远矢量PWM方法2作为调制策略时，两电平变流器的三相电流THD并不相同，对应三相电流不对称。
图12为实施例中最远矢量PWM方法2由0°到60°空间角区域切换至60°到120°空间角区域时的三相电压。图12表明，最远矢量PWM方法2会在各空间角区域切换时出现三相器件同时动作，这威胁两电平变流器的运行安全。
图13为实施例中两电平变流器在本发明方法作用下的三相电压和共模电压。对比图8 和图13，相比SVPWM，本发明方法可将共模电压幅值降低至直流侧电压值的六分之一并可降低共模电压频率，从而优化了共模电压性能。此外，对比图9、图10和图13，相比最远矢量PWM和最远矢量PWM方法2，本发明方法作用下的三相开关频率分布均衡，从而可以通过提升开关频率来进一步优化输出电流质量。
图14为实施例中本发明方法作用下的三相电流和THD分析结果。对比图11和图14，相比最远矢量PWM方法2，本发明方法作用下的三相电流THD相同，对应三相电流对称性更优。
图15为实施例中本发明方法由0°到60°空间角区域切换至60°到120°空间角区域时的三相电压。对比图12和图15，相比最远矢量PWM方法2，在本发明方法作用下，三相器件在各空间角区域切换时不会同时动作，故本发明方法具备更强的可靠性。
图16为实施例中本发明方法利用A相双调制波、B相双调制波与单载波比较得到A相、 B相控制信号的仿真结果。相比最远矢量PWM和最远矢量PWM方法2，本发明方法利用双调制波与单载波比较直接得到各开关器件的控制信号，其无需计算各空间矢量的作用时间，工程实现更为方便。
图17为实施例不同载波频率、基波频率、调制比和功率因数下，两电平变流器在本发明方法作用下的三相电压和共模电压。其中，载波频率为4000Hz，基波频率为20Hz，调制比为0.3，功率因数为0.4。对比图13和图17，本发明方法可在不同载波频率、基波频率、调制比和功率因数下降低两电平变流器的共模电压，具备较好的鲁棒性。
如图8到图17所示，实施例的结果验证了本发明基于载波实现的两电平变流器优化最远矢量PWM方法的有效性。本发明可在降低两电平变流器共模电压幅值、频率的同时均衡三相开关频率、三相输出电流谐波含量并防止三相同时动作。此外，本发明方法利用三相双调制波与单载波比较得到各开关器件的控制信号，其无需计算各空间矢量的作用时间，工程应用非常方便。
本发明还提供了一种两电平变流器优化最远矢量PWM装置，参见图18，所述装置包括：注入模块，用于在预设空间角区域向三相正弦波注入特定偏置量，得到优化最远矢量PWM 的三相双调制波表达式；载波使用模块，用于在第一基准空间角区域使用初始上升方向三角载波，在第二基准空间角区域使用初始下降方向三角载波，得到优化最远矢量PWM的单载波表达式；比较模块，用于将所述三相双调制波与所述单载波比较，得到各开关器件的控制信号。
其中，定义所述三相正弦波为Uas、Ubs、Ucs，所述三相双调制波分别为Uam1、Ubm1、 Ucm1和Uam2、Ubm2、Ucm2，所述特定偏置量为U0，所述注入模块具体包括：第一注入子模块，用于在第一预设空间角区域，令Uam1＝Uam2＝Ubm2＝-(Uas+U0)，Ucm1＝Ucm2＝Ubm1＝Ucs+U0；第二注入子模块，用于在第二预设空间角区域，令Ucm1＝Ucm2＝Uam2＝-(Ucs+U0)，Ubm1＝Ubm2＝ Uam1＝Ubs+U0；第三注入子模块，用于在第三预设空间角区域，令Ubm1＝Ubm2＝Ucm2＝-(Ubs+U0)， Uam1＝Uam2＝Ucm1＝Uas+U0。
所述两电平变流器优化最远矢量PWM装置中，定义所述第一预设空间角区域为：0°到 60°和180°到240°；所述第二预设空间角区域为：60°到120°和240°到300°；所述第三预设空间角区域为：120°到180°和300°到360°。其中，所述特定偏置量U0的设定方法包括：
对于第一基准空间角区域，设定U0＝-1/3；对于第二基准空间角区域，设定U0＝1/3；
其中，所述第一基准空间角区域为0°到60°、120°到180°、240°到300°；第二空间基准角区域为60°到120°、180°到240°、300°到360°。
所述两电平变流器优化最远矢量PWM装置中，定义初始上升方向的三角载波为UpCarrier，初始下降方向的三角载波为DnCarrier，单载波为Carrier，所述载波使用模块包括：
第一载波使用子模块，用于对于第一基准空间角区域，在各区域的首个采样点处，令Carrier＝UpCarrier；第二载波使用子模块，用于对于第二基准空间角区域，在各区域的首个采样点处，令Carrier＝DnCarrier。
其中，所述初始上升方向的三角载波定义包括：
上述定义中，所述UpCarrierflag为初始上升方向三角载波的方向标志位，所述fcarrier为三角载波频率，所述tcarrier代表变化范围为0到1/fcarrier的时间变量；其中，所述UpCarrierflag 的判定方法为：
其中，所述初始下降方向的三角载波定义包括：
上述定义中，所述DnCarrierflag为初始下降方向三角载波的方向标志位，所述fcarrier为三角载波频率，所述tcarrier代表变化范围为0到1/fcarrier的时间变量；其中，所述DnCarrierflag 的判定方法为：
所述两电平变流器优化最远矢量PWM装置中，定义两电平变流器由高到低输出的两个电平状态分别为P、N，所述比较模块具体包括：第一比较子模块，用于在所述第一预设空间角区域，对于A相，当Uam1>Carrier时，控制A相输出电平状态为N；当Uam1≤Carrier 时，控制A相输出电平状态为P；对于B相，当(Ubm1-Carrier)×(Ubm2-Carrier)＞0时，在0°到60°区域控制B相输出电平状态为N，在180°到240°区域控制B相输出电平状态为P；当 (Ubm1-Carrier)×(Ubm2-Carrier)≤0时，在0°到60°区域控制B相输出电平状态为P，在180°到240°区域控制B相输出电平状态为N；对于C相，当Ucm1>Carrier时，控制C相输出电平状态为P；当Ucm1≤Carrier时，控制C相输出电平状态为N；
第二比较子模块，用于在所述第二预设空间角区域，对于A相，当(Uam1-Carrier)×(Uam2-Carrier)＞0时，在60°到120°区域控制A相输出电平状态为P，在240°到300°区域控制A相输出电平状态为N；当(Uam1-Carrier)×(Uam2-Carrier)≤0时，在60°到120°区域控制 A相输出电平状态为N，在240°到300°区域控制A相输出电平状态为P；对于B相，当 Ubm1>Carrier时，控制B相输出电平状态为P；当Ubm1≤Carrier时，控制B相输出电平状态为N；对于C相，当Ucm1>Carrier时，控制C相输出电平状态为N；当Ucm1≤Carrier时，控制C相输出电平状态为P；
第三比较子模块，用于在第三预设空间角区域，对于A相，当Uam1>Carrier时，控制A相输出电平状态为P；当Uam1≤Carrier时，控制A相输出电平状态为N；对于B相，当 Ubm1>Carrier时，控制B相输出电平状态为N；当Ubm1≤Carrier时，控制B相输出电平状态为P；对于C相，当(Ucm1-Carrier)×(Ucm2-Carrier)＞0时，在120°到180°区域控制C相输出电平状态为N，在300°到360°区域控制C相输出电平状态为P；当(Ucm1-Carrier)× (Ucm2-Carrier)≤0时，在120°到180°区域控制C相输出电平状态为P，在300°到360°区域控制C相输出电平状态为N。
本发明实施例方法中的步骤可以根据实际需要进行顺序调整、合并和删减。
本发明实施例装置中的模块或单元可以根据实际需要进行合并、划分和删减。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。
Claims (9)
1.一种两电平变流器优化最远矢量PWM方法，针对两电平变流器，其特征在于，包括以下步骤：
在预设空间角区域向三相正弦波注入特定偏置量，得到优化最远矢量PWM的三相双调制波表达式；
在第一基准空间角区域使用初始上升方向三角载波，在第二基准空间角区域使用初始下降方向三角载波，得到优化最远矢量PWM的单载波表达式；
将所述三相双调制波与所述单载波比较，得到各开关器件的控制信号；
其中，定义初始上升方向的三角载波为UpCarrier，初始下降方向的三角载波为DnCarrier，单载波为Carrier；所述通过在第一基准空间角区域使用初始上升方向三角载波，在第二基准空间角区域使用初始下降方向三角载波，得到优化最远矢量PWM的单载波表达式包括：
对于第一基准空间角区域，在各区域的首个采样点处，令Carrier＝UpCarrier；
对于第二基准空间角区域，在各区域的首个采样点处，令Carrier＝DnCarrier；
其中，定义初始上升方向的三角载波UpCarrier的过程包括：
定义初始下降方向的三角载波DnCarrier的过程包括：
上述定义中，所述UpCarrierflag为初始上升方向三角载波UpCarrier的方向标志位，所述DnCarrierflag为初始下降方向三角载波DnCarrier的方向标志位，所述fcarrier为三角载波频率，所述tcarrier代表变化范围为0到1/fcarrier的时间变量。
2.根据权利要求1所述的两电平变流器优化最远矢量PWM方法，其特征在于，定义所述三相正弦波为Uas、Ubs、Ucs，所述三相双调制波分别为Uam1、Ubm1、Ucm1和Uam2、Ubm2、Ucm2，所述特定偏置量为U0，所述在预设空间角区域向三相正弦波注入特定偏置量，得到优化最远矢量PWM的三相双调制波表达式的方法包括：
在第一预设空间角区域，令Uam1＝Uam2＝Ubm2＝-(Uas+U0)，Ucm1＝Ucm2＝Ubm1＝Ucs+U0；
在第二预设空间角区域，令Ucm1＝Ucm2＝Uam2＝-(Ucs+U0)，Ubm1＝Ubm2＝Uam1＝Ubs+U0；
在第三预设空间角区域，令Ubm1＝Ubm2＝Ucm2＝-(Ubs+U0)，Uam1＝Uam2＝Ucm1＝Uas+U0。
3.根据权利要求2所述的两电平变流器优化最远矢量PWM方法，其特征在于，所述第一预设空间角区域为：0°到60°和180°到240°；所述第二预设空间角区域为：60°到120°和240°到300°；所述第三预设空间角区域为：120°到180°和300°到360°。
4.根据权利要求2所述的两电平变流器优化最远矢量PWM方法，其特征在于，所述特定偏置量U0的设定方法包括：
对于第一基准空间角区域，设定U0＝-1/3；对于第二基准空间角区域，设定U0＝1/3；
其中，所述第一基准空间角区域为0°到60°、120°到180°、240°到300°；第二空间基准角区域为60°到120°、180°到240°、300°到360°。
5.根据权利要求1所述的两电平变流器优化最远矢量PWM方法，其特征在于，所述UpCarrierflag的判定方法为：
6.根据权利要求1所述的两电平变流器优化最远矢量PWM方法，其特征在于，所述DnCarrierflag的判定方法为：
7.根据权利要求1所述的两电平变流器优化最远矢量PWM方法，其特征在于，定义两电平变流器由高到低输出的两个电平状态分别为P、N，所述利用所述三相双调制波与所述单载波比较，得到各开关器件的控制信号的方法具体包括：
在第一预设空间角区域，对于A相，当Uam1>Carrier时，控制A相输出电平状态为N；当Uam1≤Carrier时，控制A相输出电平状态为P；对于B相，当(Ubm1-Carrier)×(Ubm2-Carrier)＞0时，在0°到60°区域控制B相输出电平状态为N，在180°到240°区域控制B相输出电平状态为P；当(Ubm1-Carrier)×(Ubm2-Carrier)≤0时，在0°到60°区域控制B相输出电平状态为P，在180°到240°区域控制B相输出电平状态为N；对于C相，当Ucm1>Carrier时，控制C相输出电平状态为P；当Ucm1≤Carrier时，控制C相输出电平状态为N；
在第二预设空间角区域，对于A相，当(Uam1-Carrier)×(Uam2-Carrier)＞0时，在60°到120°区域控制A相输出电平状态为P，在240°到300°区域控制A相输出电平状态为N；当(Uam1-Carrier)×(Uam2-Carrier)≤0时，在60°到120°区域控制A相输出电平状态为N，在240°到300°区域控制A相输出电平状态为P；对于B相，当Ubm1>Carrier时，控制B相输出电平状态为P；当Ubm1≤Carrier时，控制B相输出电平状态为N；对于C相，当Ucm1>Carrier时，控制C相输出电平状态为N；当Ucm1≤Carrier时，控制C相输出电平状态为P；
在第三预设空间角区域，对于A相，当Uam1>Carrier时，控制A相输出电平状态为P；当Uam1≤Carrier时，控制A相输出电平状态为N；对于B相，当Ubm1>Carrier时，控制B相输出电平状态为N；当Ubm1≤Carrier时，控制B相输出电平状态为P；对于C相，当(Ucm1-Carrier)×(Ucm2-Carrier)＞0时，在120°到180°区域控制C相输出电平状态为N，在300°到360°区域控制C相输出电平状态为P；当(Ucm1-Carrier)×(Ucm2-Carrier)≤0时，在120°到180°区域控制C相输出电平状态为P，在300°到360°区域控制C相输出电平状态为N。
8.一种两电平变流器优化最远矢量PWM装置，其特征在于，包括：
注入模块，用于在预设空间角区域向三相正弦波注入特定偏置量，得到优化最远矢量PWM的三相双调制波表达式；
载波使用模块，用于在第一基准空间角区域使用初始上升方向三角载波，在第二基准空间角区域使用初始下降方向三角载波，得到优化最远矢量PWM的单载波表达式；其中，定义初始上升方向的三角载波为UpCarrier，初始下降方向的三角载波为DnCarrier，单载波为Carrier；所述通过在第一基准空间角区域使用初始上升方向三角载波，在第二基准空间角区域使用初始下降方向三角载波，得到优化最远矢量PWM的单载波表达式包括：对于第一基准空间角区域，在各区域的首个采样点处，令Carrier＝UpCarrier；对于第二基准空间角区域，在各区域的首个采样点处，令Carrier＝DnCarrier；其中，定义初始上升方向的三角载波UpCarrier的过程包括：定义初始下降方向的三角载波DnCarrier的过程包括：
上述定义中，所述UpCarrierflag为初始上升方向三角载波UpCarrier的方向标志位，所述DnCarrierflag为初始下降方向三角载波DnCarrier的方向标志位，所述fcarrier为三角载波频率，所述tcarrier代表变化范围为0到1/fcarrier的时间变量；
比较模块，用于将所述三相双调制波与所述单载波比较，得到各开关器件的控制信号。
9.根据权利要求8所述的两电平变流器优化最远矢量PWM装置，其特征在于，定义所述三相正弦波为Uas、Ubs、Ucs，所述三相双调制波分别为Uam1、Ubm1、Ucm1和Uam2、Ubm2、Ucm2，所述特定偏置量为U0，所述注入模块具体包括：
第一注入子模块，用于在第一预设空间角区域，令Uam1＝Uam2＝Ubm2＝-(Uas+U0)，Ucm1＝Ucm2＝Ubm1＝Ucs+U0；
第二注入子模块，用于在第二预设空间角区域，令Ucm1＝Ucm2＝Uam2＝-(Ucs+U0)，Ubm1＝Ubm2＝Uam1＝Ubs+U0；
第三注入子模块，用于在第三预设空间角区域，令Ubm1＝Ubm2＝Ucm2＝-(Ubs+U0)，Uam1＝Uam2＝Ucm1＝Uas+U0。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| CN114337341B true CN114337341B (zh) | 2024-01-30 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202111161132.9A Active CN114337341B (zh) | 2021-09-30 | 2021-09-30 | 一种两电平变流器优化最远矢量pwm方法和装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN114337341B (zh) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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2021
- 2021-09-30 CN CN202111161132.9A patent/CN114337341B/zh active Active
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110557006A (zh) * | 2019-09-12 | 2019-12-10 | 浙江大学 | 一种软开关三相变流器齐边沿脉冲宽度调制方法 |
| CN112532084A (zh) * | 2020-11-13 | 2021-03-19 | 南京理工大学 | 基于遗传算法的十二扇区两电平pwm整流器容错控制方法 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| "Common-Mode Voltage Reduction Algorithm with Minimum Switching Losses for Three-Phase Inverters";Sherif M.Dabour，等;《2019 21st International Middle East Power Systems Conference》;第1210-1215页 * |
| "适用于大功率三电平中点钳位整流器的SVPWM和DPWM策略研究";高瞻，等;《电工技术学报》;第35卷(第23期);第4864-4876页 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN114337341A (zh) | 2022-04-12 |
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