CN114336997A - 用于无线电力发射系统外部物体检测感测电路 - Google Patents

Abstract

本公开涉及用于无线电力发射系统外部物体检测感测电路。一种无线电力电路，该无线电力电路能够以收发器模式和Q因子测量模式操作，并且包括电桥，电桥耦合到线圈并且具有耦合到整流电压节点的输出。在处于Q因子测量模式时，激励电路用脉冲信号驱动线圈。保护电路在处于Q因子测量模式时将线圈耦合到第一节点，而在处于收发器模式时将线圈与第一节点解耦。Q因子感测电路包括放大器，该放大器具有耦合到第一节点和共模电压(Vcm)的输入，并且该放大器生成具有输出电压的输出信号。比较器生成指示线圈的第一端子处的电压的Vcm交叉的比较输出，处理电路基于比较输出生成使能信号，模数转换器在被使能时数字化输出电压以用于计算线圈的Q因子。

Description

用于无线电力发射系统外部物体检测感测电路

技术领域

本发明涉及无线电力发射领域，并且具体地涉及一种用于无线电力发射系统的外部物体检测感测电路。

背景技术

便携式电子设备(诸如智能电话、智能手表、音频输出设备(耳塞、耳机)和可穿戴设备)依靠电池电力进行操作，而不是依靠通过有线发射线向其传输的有线电力和配电系统进行操作。用于这样的设备的电池通常是可充电的，并且因此需要一种用于为这样的电池充电的方法。

大多数便携式电子设备包括充电端口，充电端口通常符合Micro USB或USB-C标准，连接到电源的电源线可以插入充电端口中用以为其电池充电。然而，这样的充电端口可能难以提高电子设备的防水性，并且容易因重复使用而损坏。此外，一些较小的便携式电子设备(例如，耳塞和智能手表)可能缺乏可用空间来提供充电端口。此外，一些用户可能会发现将电源线插入电子设备的充电端口以对该设备的电池充电很麻烦。

因此，为了解决这些问题，已经开发了无线电力发射。如图所示，无线电力发射系统10可以包括第一设备11和第二设备15。第一设备11可以是能够进行无线电力发射(TX)的设备(例如，智能电话)和/或能够进行无线电力接收(RX)的设备(例如，例如，要进行无线充电的设备，诸如用于一对无线耳塞或有源手写笔的充电盒)，并且第二设备15可以是能够进行无线电力发射和无线电力接收两者的设备，诸如智能电话。

第一设备11包括线圈Ls(在接收电力时被认为是次级；电容Cs代表线圈Ls的调谐电容)和硬件12，在线圈Ls中，在接收电力时，由时变电场感应出时变电流，硬件12对在线圈Ls中感应出的时变电流进行整流、调节和利用，以向设备11供电，例如，为其电池充电。

第二设备15包括在节点Ac1和Ac2处耦合到收发器线圈Lxcvr的受控开关桥电路(可操作为桥式整流器或DC-AC反相器)16，其中离散电容器Cxcvr用于调谐第二设备15。受控开关桥电路16包括由栅极电压G1-G4控制的晶体管T1-T4。

槽路电容器Ctank耦合在节点Nin与节点N之间。电压调节器17具有耦合到节点Nin的输入和耦合到节点Nout的输出。电池18通过开关SW1选择性地耦合在节点Nout与节点N之间，并且通过开关SW2选择性地耦合在节点N与节点Nin之间。开关SW1和SW2彼此异相操作；当第二设备15在电力接收模式下作为接收器操作时，开关SW1闭合而开关SW2断开，其中在电力接收模式下，电路16用作AC-DC整流器，并且调节器用于生成已调节电压Vreg以对第二设备15的电池充电，并且当第二设备15在电力发射模式下作为发射器操作时，开关SW1断开而开关SW2闭合，其在电力发射模式下，电路16用作由电池18供电的DC-AC反相器以将由电池18提供的电力发射到第一设备11。控制器19生成栅极电压G1-G4以用于控制电桥16以期望的整流器/反相器模式操作。

当第二设备15作为接收器操作时，受控开关桥电路16对在收发器线圈Lxcvr中流动的AC电流进行整流，以产生对被连接到节点Nin的槽路电容器Ctank充电的DC电流，并且整流电压Vrect跨槽路电容器Ctank被形成。电压调节器17在其输出节点Nout处从该整流电压Vrect产生已调节输出电压Vreg，该电压Vreg被提供给电池18，从而为电池18充电。

当第二设备15作为发射器操作时，电池18的电压通过开关SW2被施加到节点Nin并且变为电压Vrect。然后，栅极电压G1-G4由控制器19驱动以生成流经收发器线圈Lxcvr的时变电流。

在无线电力发射期间，由于导电外部物体20可能不经意地物理存在于第一设备11与第二设备15之间(诸如图2所示)，可能出现危险。这是一个问题，因为作为发射器的设备可能会在导电外部物体中感应出涡流，涡流会以热量的形式耗散，从而损坏设备。因此，希望有一种方法来检测导电外部物体的存在，从而可以中止无线电力发射或可以缓和所传输的电力量。在无线电力发射系统的上下文中，外部物体是放置在场的导电材料，诸如硬币、钥匙、回形针等，并且不是无线充电系统的一部分，并且都没有由在传输设备或接收设备中的屏蔽被保护。发射器与接收器之间的交变磁场可以在暴露于磁场的这些导电材料中感应出涡流，涡流会导致这些材料升温。因此，为了高效的电力输送和操作的安全性，需要检测这些物体并且将其从无线电力发射系统中移除。

第二设备15的品质因子(Q因子)、传输到第二设备15或由第二设备15传输的电力的效率的指示可以通过用由收发器15生成的时变电场进行激励同时测量在节点AC1处产生的峰值电压并且然后测量在同一节点AC1处产生的下一阻尼峰值电压来测量。为了适应这一点，Q因子感测块9耦合到线圈Lxcvr。Q因子测量周期可以与电力发射/接收周期交错，但不会同时发生。

由于线圈Ls与Lxcvr之间的互感将根据系统10的情况而变化，Lxcvr的Q因子将根据系统10的情况而变化。因此，从Lxcvr的Q因子，第二设备15可以推断系统10的情况。当第二设备15用作发射器时，系统10的可能的相关情况包括：(i)第一设备11和第二设备15两者接近于彼此，但不是外部物体20，(ii)第二设备15接近于外部物体20但不接近于第一设备11，(iii)第二设备15既不接近于第一设备11，也不接近于外部物体20，以及(iv)第一设备11和第二设备15两者接近于彼此并且接近于外部物体20。

通过将无线电力发射系统10建模为变压器，可以推断这些不同系统情况的Q因子曲线。例如，另外参考图3，在情况(i)下，线圈Lxcvr的谐振幅度将高于其他情况，并且系统10的谐振频率将低于在其他情况下的谐振频率，如标记为Fr_tx+rx的Q因子曲线所示。类似地，在情况(ii)下，线圈Lxcvr的谐振幅度低于在其他情况下的谐振幅度，并且系统10的谐振频率高于在其他情况下的谐振频率，如标记为Fr_tx+fo的Q因子曲线所示。对于情况(iii)，线圈Lxcvr的谐振幅度小于在情况(i)下的谐振幅度但大于在情况(iii)下的谐振幅度，而线圈Lxcvr的谐振频率大于在情况(i)下的谐振频率但小于在情况(iii)下的谐振频率，如标记为Fr_tx的Q因子曲线所示。情况(iv)产生与情况(iii)相似的谐振频率，但谐振幅度略小，如标记为Fr_tx+rx+fo的Q因子曲线所示。因此，通过测量线圈Lxcvr的Q因子，第二设备15可以确定系统10的当前情况并且可以采取适当动作(例如，以全功率进行传输、以较小功率进行传输、停止发射等)。

现有的Q因子测量技术已经被证明不够准确而无法使用结果来正确区分情况(ii)与情况(iii)并且无法区分情况(i)与情况(iv)，因为在情况(ii)下存在外部物体但在情况(iii)下不存在外部物体，并且因为在情况(iv)下存在外部物体但在情况(i)下不存在外部物体。因此，还需要进一步的发展。

发明内容

本文中公开了一种无线电力电路，该无线电力电路能够以收发器模式和Q因子测量模式操作。无线电力电路包括线圈、桥式整流器、激励电路和保护电路。线圈具有第一端子和第二端子。桥式整流器具有分别耦合到线圈的第一端子和第二端子的第一输入和第二输入，并且具有耦合到整流电压节点的输出。激励电路耦合到线圈的第一端子并且被配置为在处于Q因子测量模式时利用脉冲信号驱动线圈。保护电路在处于Q因子测量模式时将线圈的第一端子耦合到第一节点，而在处于收发器模式时将线圈的第一端子与第一节点解耦。此外，无线电力电路包括Q因子感测电路。Q因子感测电路具有放大器、比较器、处理电路和模数转换器。放大器具有耦合到第一节点和共模电压的输入，并且放大器生成具有输出电压的输出信号。比较器具有耦合到第二节点和共模电压的输入，并且比较器生成指示线圈的第一端子处的电压的VCM交叉的比较输出。处理电路被配置为接收比较输出并且基于比较输出生成使能信号。模数转换器，被配置为当被来自处理电路的使能信号使能时，数字化输出电压并且将经数字化的输出电压提供给处理电路以用于计算线圈的Q因子。

比较器可以被配置为具有等于共模电压的上升阈值、等于共模电压的下降阈值、以及迟滞，使得当第二节点处的电压下降时，有效上升阈值等于上升阈值加上迟滞并且有效下降阈值等于下降阈值，并且使得当第二节点处的电压上升时，有效下降阈值等于下降阈值减去迟滞并且有效上升阈值等于上升阈值。

处理电路可以基于在输出电压的第一峰值处获取的输出电压的第一样本的幅度、以及在输出电压的至少一个另一峰值处获取的输出电压的至少一个另一样本的幅度，计算线圈的Q因子。

处理电路可以将Q因子计算为：

其中A1是在输出电压的第一峰值处获取的输出电压的第一样本，AN是在输出电压的第N峰值处获取的输出电压的第N样本。

处理电路可以基于在输出电压的第一峰值处获取的输出电压的第一样本与在输出电压的第一波谷处获取的输出电压的第二样本之间的差值、以及在输出电压的另一峰值处获取的输出电压的第三样本与在输出电压的另一波谷处获取的输出电压的第四样本之间的差值，计算线圈的Q因子。

处理电路可以将Q因子计算为：

其中A1s是第一样本，A1b是第二样本，ANa是第三样本，并且ANb是第四样本。

激励电路可以包括驱动器和p沟道晶体管。驱动器被配置为接收驱动信号并且基于驱动信号生成激励信号。p沟道晶体管具有耦合到电源电压的源极、通过电阻耦合到二极管的阳极的漏极、以及被耦合以接收激励信号的栅极。二极管具有耦合到线圈的第一端子的阴极。

放大器可以具有耦合到共模电压的同相端子、通过第一电容器电容耦合到第一节点的反相端子、以及通过第二电容器耦合到同相端子的输出，输出还耦合到模数转换器。

比较器可以具有耦合到第一节点的同相端子、耦合到共模电压的反相端子、以及输出，在该输出处生成比较输出。

第一电阻可以耦合在电源电压与第一节点之间，并且第二电阻可以耦合在第一节点与地之间。

第三电阻可以耦合在电源电压与第二节点之间，并且第四电阻可以耦合在第二节点与地之间，在该第二节点处产生共模电压。

保护电路可以包括一对串联耦合晶体管，该对串联耦合晶体管耦合在第一节点与线圈的第一端子之间并且具有耦合到Q因子感测使能信号的栅极，Q因子感测使能信号在处于Q因子感测模式时被断言，而在不处于Q因子感测模式时被取消断言。

在Q因子测量模式下，处理电路可以被配置为通过以下方式确定第二无线电力电路接近于无线电力电路但在第二无线电力电路与无线电力电路之间不存在外部物体：确定输出信号的频率小于在不存在第二无线电力电路和外部物体的情况下输出信号的已知频率减去裕度值。作为响应，处理电路可以引起无线电力电路以全功率水平无线传输电力。

在Q因子测量模式下，处理电路可以被配置为通过以下方式确定第二无线电力电路接近于无线电力电路但在第二无线电力电路与无线电力电路之间存在外部物体：确定输出信号的频率大于在不存在第二无线电力电路和外部物体的情况下输出信号的已知频率加上裕度值；确定输出信号的频率小于在不存在第二无线电力电路和外部物体的情况下输出信号的已知频率减去裕度值；确定Q因子是否小于Q因子裕度值；确定输出电压的第一样本是否小于幅度裕度值；以及确定输出电压的另一样本是否小于幅度裕度值。如果Q因子小于Q因子裕度值，第一样本小于幅度裕度值，并且另一样本小于幅度裕度值，则处理电路引起无线电力电路不进行无线传输电力。如果Q因子不小于Q因子裕度值，或者如果第一样本不小于幅度裕度值，或者如果另一样本不小于幅度裕度值，则处理电路引起无线电力电路无线传输有限电力量，有限电力量小于无线电力电路在其他情况下将传输的电力量。

在Q因子测量模式下，处理电路可以被配置为通过以下方式确定第二无线电力电路未接近于无线电力电路并且外部物体接近于无线电力电路：确定输出信号的频率大于在不存在第二无线电力电路和外部物体的情况下输出信号的已知频率加上裕度值。响应于此，处理电路可以引起无线电力电路不进行无线传输电力。

在Q因子测量模式下，处理电路可以被配置为通过以下方式确定第二无线电力电路未接近于无线电力电路并且外部物体也未接近于无线电力电路：确定输出信号的频率等于在不存在第二无线电力电路和外部物体的情况下输出信号的已知频率。

附图说明

图1是根据现有技术的无线电力发射系统的示意性框图；

图2是图1的无线电力发射系统的示意图，其中外部物体位于第一设备与第二设备之间；

图3是示出在第二设备相对于第一设备和外部物体的不同位置处在Q因子测量模式期间图1的节点Nf处的信号的幅度对频率曲线的图；

图4是如本文中描述的无线电力发射设备的示意性框图，诸如可以用作图1的无线电力发射系统的第二设备；

图5是示出图4的比较器的、响应于输入到该比较器的电压VLC的性能的图；

图6是示出在Q因子测量模式的激励时段和感测时段两者期间图4的激励信号、电压VLC、输出电压和比较输出的图；

图7是示出当根据第一技术确定Q因子时在Q因子测量模式的感测时段期间图4的电压VLC随时间变化的图；

图8是示出当根据第二技术确定Q因子时在Q因子测量模式的感测时段期间图4的电压VLC随时间变化的图；

图9是示出使用在Q因子模式期间收集的数据来确定外部物体的存在与否以及无线电力发射设备响应于此而采取的动作的流程图；

图10A是能够利用本文中描述的迟滞比较器从发射器设备无线接收电力的收发器设备的示意性框图；

图10B是在图10的收发器设备的电桥中使用的迟滞比较器在操作中的图；

图10C是图10B的迟滞比较器的操作特性的图；

图11是图10A-10C的迟滞比较器的示意性框图；

图12是具有自动归零级的迟滞比较器的示意性框图，诸如可以与图4的无线电力发射设备一起使用；以及

图13A-13C是具有或不具有自动归零功能的图12的迟滞比较器的操作特性的图。

具体实施方式

以下公开内容使得本领域技术人员能够制造和使用本文中公开的主题。在不脱离本公开的精神和范围的情况下，本文中描述的一般原理可以应用于除了上面详述的那些实施例和应用之外的其他实施例和应用。本公开不旨在限于所示的实施例，而是符合与本文中公开或建议的原理和特征一致的最宽范围。

本文中参考图4描述收发器设备15'，收发器设备15'诸如可以与图1的无线电力发射系统10一起使用，收发器设备15'合并有本文中描述的Q因子传感器30和激励电路21。

收发器设备15'包括在节点Ac1和Ac2处耦合到收发器线圈Lxcvr的受控开关桥电路(可操作为桥式整流器或DC-AC反相器)16，其中电容器Cxcvr代表用于对准阻抗匹配的调谐电容器，电容器Cpar代表在节点Ac1与Ac2之间有意添加以调节系统的阻抗的寄生电容。

受控开关桥电路16包括由栅极电压G1-G4控制的晶体管T1-T4。更详细地：晶体管T1的漏极耦合到节点Nin，源极耦合到节点Ac1，栅极耦合到栅极电压G1；晶体管T3的漏极耦合到节点Ac1，源极耦合到节点N(可以为地或其他参考电压)，栅极耦合到栅极电压G3。晶体管T2的漏极耦合到节点Nin，源极耦合到节点Ac2，栅极耦合到栅极电压G2；晶体管T4的漏极耦合到节点Ac2，源极耦合到节点N，栅极耦合到栅极电压G4。

槽路电容器Ctank耦合在节点Nin与地之间。电压调节器17具有耦合到节点Nin的输入以及耦合到节点Nout的输出。电池18通过开关SW1选择性地耦合在节点Nout与地之间，并且通过开关SW2选择性地耦合在节点Nin与节点Nout之间。开关SW1和SW2彼此异相操作；当收发器设备15'在电力接收模式下作为接收器操作时，开关SW1闭合而开关SW2断开，在电力接收模式中发射器电路16用作AC-DC整流器并且调节器用于生成已调节电压Vreg以对电池18充电，并且当设备15'在电力发射模式下作为发射器操作时，开关SW1断开而开关SW2闭合，在电力发射模式下，电路16用作由电池18供电的DC-AC反相器。

控制器19'生成栅极电压G1-G4以控制电桥16以期望的整流器/反相器模式操作。控制器19'包括逻辑核心23，逻辑核心23生成控制信号Gate_G1、Gate_G2、Gate_G3和Gate_G4、以及Q因子测量使能信号Q_en，Q因子测量使能信号Q_en被反相以产生信号Q_En_B。第一“与”门31对信号Gate_G1和Q_En_B执行逻辑“与”运算以产生栅极电压G1。第二“与”门32对信号Gate_G2和Q_En_B执行逻辑“与”运算以产生栅极电压G2。“或”门33对信号Gate_G3和Q_E执行逻辑“或”以产生栅极电压G3。“或”门34对信号Gate_G4和Q_En执行逻辑“或”以产生栅极电压G4。

当收发器设备15'作为接收器操作时，受控开关桥电路16对AC电流进行整流以产生对连接到节点Nin的槽路电容器Ctank充电的DC电流，并且整流电压Vrect跨槽路电容器Ctank被形成。电压调节器17在其输出节点Nout处产生已调节输出电压Vreg，该电压Vreg被提供给电池18从而为电池18充电。

当收发器设备15'作为发射器操作时，电池18的电压通过开关SW2被施加到节点Nin并且变为电压Vrect。然后，栅极电压G1-G4由控制器19驱动以生成流经收发器线圈Lxcvr的时变电流。该控制方案的细节可以在于2019年10月30日提交的第16/669,068号美国专利申请中找到，其内容通过引用整体并入。

激励电路21在节点Ac1处耦合到收发器线圈Lxcvr。激励电路21包括p沟道晶体管MP1，p沟道晶体管MP1的源极耦合电源电压Vdd，漏极耦合电阻Re的第一端子，栅极耦合焊盘Qe以接收由驱动器22驱动的信号Vin_exc。激励电路21还包括二极管D1，二极管D1的阳极耦合到电阻器Re的第二端子，阴极在节点Ac1处耦合到收发器线圈Lxcvr。在此注意，与收发器设备15'的其他组件相比，激励电路21以及下面描述的电容器Cq是芯片外的。

Q因子感测电路30包括耦合在二极管D的阴极与焊盘Qs之间的电容器Cq。n沟道晶体管MN1的漏极耦合到焊盘Qs，源极耦合到n沟道晶体管MN2的源极，栅极耦合到Q因子测量使能信号Q_en。晶体管MN2的源极耦合到晶体管MN1的源极，其漏极耦合到在电阻器R1与R2(它们串联耦合在Vdd与地之间)之间的抽头节点N1，其栅极被耦合以接收Q因子测量使能信号Q_En。放大器26具有通过电容器Cg耦合到节点N1的反相输入端子、进一步通过电容器Cf耦合到放大器的输出的反相输入端子，并且放大器26还具有被耦合以接收共模电压Vcm的反相端子。在某些情况下，电容器Cg和Cf可以是可调的，从而允许调节放大器26的增益。在放大器26的输出处产生输出电压Vout。该输出电压Vout被施加到模数转换器(ADC)24的输入，ADC 24将模拟输出电压转换为数字信号ADCout。

Q因子感测电路30还包括比较器27。比较器27的非反相输入端子耦合到节点N1，反相输入端子耦合到电阻器R3和R4之间的抽头节点N2，电阻器R3和R4串联耦合在电源电压Vdd与地之间，作为分压器电路，用于在节点N2处产生共模电压Vcm。比较器27还具有输出，在该输出处生成比较输出信号Comp_Out。有限状态机(FSM)25具有输入，在该输入处接收比较输出信号Comp_Out和数字信号ADCout，并且将控制信号Ctrl以及Vin_exc信号输出到ADC24。注意，由于电容器Cg和Cf的电容是可调的，从而允许对放大器26的增益进行编程，因此可以调节ADC 24产生的样本的分辨率。

还注意，比较器27具有由迟滞动态设置的上升阈值和下降阈值，具体取决于其输入处的电压是上升还是下降。比较器将比较器上升阈值Vtr和比较器下降阈值Vtl都设置为Vcm，但保持迟滞，以使实际阈值电压Vtr和Vtl是动态的，如图5中的焊盘Qs处的电压(将是VLC)的图所示。因此，当电压VLC下降时，上升阈值Vtr设置为Vcm+hyseresis(本示例中为2V+0.05V＝2.05V)，下降阈值Vtl设置为Vcm(本示例中为2V)；相反，当电压VLC上升时，下降阈值Vtr设置为Vcm-hysteresis(本示例中为2V-0.05V＝1.95V)，上升阈值Vtl设置为Vcm(本示例中为2V)。因此，比较器27允许准确的过零(Vcm交叉)检测，而不损害比较器27在过零检测期间利用迟滞来抑制噪声的能力。

第二设备15'可以以收发器模式(Rx或Tx)或Q因子测量模式操作。

在收发器模式期间，控制器19生成控制信号G1-G4以引起电路16用作接收器或反相器，如上所述。此外，在收发器模式期间，Q因子测量使能信号Q_en被取消断言，以截止晶体管MN1和MN2，以将节点Qs与Vcm有效隔离，同时二极管D有效地阻止来自电路21的收发器信号，并且电路16的切换动作导致跨线圈Lxcvr的电压VLC在正最大幅度与负最大幅度(诸如-50V和50V)之间切换。

在Q因子测量模式下，Q因子测量使能信号Q_en由控制器19断言以导通晶体管MN1和MN2，从而建立从Qs焊盘到串联电阻器R1和R2的中心抽头的连接。此外，晶体管T3和T4通过控制器19被同时导通，以断言栅极电压G3和G4，从而将节点Ac1和Ac2短接到地。

然后，驱动器22在激励时段期间，用脉冲波Vin_exc通过焊盘Qe驱动p沟道晶体管MP1以产生激励信号，脉冲波Vin_exc的占空比、频率和周期数由FSM 25的固件设置。可以在图6中看到激励时段期间焊盘Qe处的Vin_exc的图。当Vin_exc在激励时段期间为低时，p沟道晶体管MP1导通，线圈Lp从VDD汲取电源；反之，当Vin_exc在激励时段期间为高时，p沟道晶体管MP1截止。

通过这种方式，线圈Lp以由Vin_exc设置的频率和占空比而被激励。激励信号的脉冲宽度和频率设置线圈Lp的激励幅度。激励时段一直持续到线圈Lxcvr达到稳定状态。感测电路30在激励阶段期间受到二极管D、电阻器Re和p沟道晶体管MP1的保护，该p沟道晶体管MP1具有足以承受节点Nf处的电压VLC的额定电压。

一旦激励时段结束，节点Qs处的电压VLC的响应(它将是关于设置在电阻器R1与R2之间的抽头处的共模电压Vcm振荡的衰减正弦波，如图6所示)由感测电路23在感测时段期间通过电容器Cq进行感测。

特别地，当电压VLC经历上升过零(表示VLC上升到Vtr阈值以上，这里的“零”是通过迟滞修改后的Vcm，如上所述)时，比较器27断言Comp_Out信号，并且当电压VLC经历下降过零(表示VLC下降到Vtl阈值以下，“零”是通过迟滞修改后的Vcm，如上所述)时，比较器27取消断言Comp_Out信号。当Comp_Out信号被断言时，FSM 25继而断言控制信号Ctrl从而启用或触发ADC 24进行单个采样，该采样是在控制信号Ctrl被断言以产生ADC输出信号ADCout之后的时间延迟td由放大器26输出的输出电压Vout的数字化幅度，该ADC输出信号ADCout由FSM 25接收。

处理电路31可以从样本计算Q因子的第一种方式是从两个峰值样本进行计算，例如参考图7，如下：

其中A1是在感测时段期间Vout的第一测量峰值的幅度，AN是在感测时段期间第N测量峰值的幅度。

当使用第一种方式计算Q因子时，FSM 25存储幅度A1的值并且继续将幅度A1的值与幅度AN的当前值进行比较。当幅度AN的值低于幅度A1的一半时，FSM 25保存该幅度AN的值，从而减少为计算Q因子而存储的幅度AN的值的数目，并且减小用于自然对数函数的查找表的大小。

如果幅度A1不仅在峰值处测量，而且幅度A1在感测时段期间在距第一振荡周期内的曲线上的过零点的时间延迟时段td内的任何点处测量，则上述计算也是有效的。例如，参考图8，幅度A1可以在t1a和t1b之间的任何点处测量，前提是幅度AN也在第N振荡周期内距曲线上的过零点的同一时间延迟td内测量，但两者的例外情况为td＝0，td＝第一振荡的周期的一半，或td＝第一振荡的周期。

为了消除由放大器26的DC偏移和/或闪烁噪声引入的误差，可以利用振荡周期的峰值和谷值。例如，参考图8，可以获取幅度A1a和A1b样本，可以获取幅度ANa和ANb样本，Q因子的计算可以如下执行：

当使用第二种方式计算Q因子时，FSM 25存储A1a-A1b的值并且继续将A1a-A1b的值与ANa-ANb的当前值进行比较。当ANa-ANb的值低于A1a-A1b的值的一半时，FSM 25保存幅度ANa和幅度ANb的这些值，从而减少为计算Q因子而存储的ANa-ANb值的数目，并且减小用于自然算法函数的查找表的大小。

现在已经描述了使用第二设备15'的Q因子计算，现在另外参考图9的流程图50描述利用计算出的Q因子的外部物体检测的操作技术。该技术从校准开始。在校准期间，已知第一设备11和外部物体未接近于第二设备15'，并且第二设备15'被设置为Q因子测量模式。然后，如上所述的激励时段发生(例如，第二设备15'在第二器件11不存在的情况下被激励)，并且其输出电压Vout在感测时段期间被采样。根据Vout的样本，确定感测时段期间Vout的频率，即，第二设备15'的谐振频率，并且将其保存为Fr_tx，以完成框51的步骤。

现在，描述用于执行外部物体检测的第二设备15'及其FSM 25的操作。从框52的步骤开始，当不知道第一设备11和/或外部物体是否接近于第二设备15'时，Q因子测量模式被启用，如上所述的激励时段发生，并且在感测时段期间对输出电压Vout进行采样。根据Vout的样本，由FSM 25确定感测时段期间Vout的频率，即，系统的谐振频率(第二设备15'、第一设备11(如果存在)、以及外部物体(如果存在))，并且其被保存为Fr_sys。FSM 25也保存Vout的第一样本(幅度A1)、以及与幅度A1样本一起使用以确定Q因子的幅度AN样本，以完成框52的步骤。

如果在框53的步骤中Fr_tx减去裕度Fr_margin之后大于Fr_sys，则FSM 25在框54的步骤中可以推断出第一设备11存在但外部物体不存在，因此第二设备15'可以在框55的步骤中继续无线传输全功率，并且这通过FSM 25相应地指示逻辑核心23来实现。关于裕度Fr_margin，这是一个估计或分析得到的设定容差阈值。

如果在框56的步骤中Fr_sys小于Fr_tx加上Fr_margin但大于Fr_tx-Fr_margin，则FSM 25在框57的步骤中可以推断出第一设备11和外部物体都存在。为了在这一步提供更高的精度，这里，将在Q因子测量模式期间计算的Q因子(这里示出为Qsys)与Q因子裕度值(这里示出为Qmargin)进行比较，并且将幅度A1或AN样本与幅度裕度值(这里示出为Amargin)进行比较。具体地，如果在框58的步骤中Qsys小于Qmargin、幅度A1小于Amargin或幅度AN小于Amargin，则FSM 25在框59的步骤中可以推断出外部物体位于第一设备11与第二设备15'之间或者充分导电，因此第二设备15'此时最好不进行无线电力发射，并且FSM25相应地指示逻辑核心23。另一方面，如果Qsys大于Qmargin，或者如果幅度A1大于Amargin，或者如果幅度AN大于Amargin，则FSM 25在框60的步骤中可以推断出外部物体没有充分定位在第一设备11与第二设备15'之间，或者没有充分导电，因此第二设备15'可以无线传输有限电力，并且FSM 25相应地指示逻辑核心23。

如果在框64的步骤中Fr_sys等于Fr_tx，则FSM 25在框65的步骤中可以推断出第一设备11和外部物体都不存在，因此可以执行周期性的ping(例如，每隔几秒以检查第一设备11的存在)，并且FSM25相应地指示逻辑核心23。

这里，注意，足够不导电的物体(诸如智能电话的塑料外壳)可能对输出电压Vout没有明显影响。

如上所述，由收发器设备15'使用的比较器27具有由迟滞动态设置的上升阈值和下降阈值，具体取决于其输入处的电压是上升还是下降。比较器将比较器上升阈值Vtr和比较器下降阈值Vtl都设置为Vcm，但保持迟滞，以使实际阈值电压Vtr和Vtl是动态的。

由该比较器27提供的优点可能首先参考包括发射器硬件91和接收器或收发器硬件92的电子设备90的更通用的示例来最好地描述，如图10A所示。发射器硬件91具有与其耦合的发射器线圈Lxmit，电容器Cxmit是调谐电容器。接收器硬件92包括接收器线圈Lxcvr，电容器Cxcvr是调谐电容器。桥式整流器99具有耦合到接收器线圈Lxcvr的第一端子的第一输入节点Ac1和耦合到接收器线圈Lxcvr的第二端子的第二输入节点Ac2。桥式整流器99具有耦合到电压调节器97的输出节点Nin，槽路电容器Ctank耦合在输出节点Nin与地之间。跨槽路电容器Ctank形成有整流电压Vrect。电压调节器97在其输入处接收整流电压Vrect，并且在其输出处向负载98输出已调节电压Vreg。

桥式整流器99包括第一n沟道晶体管T1、第二n沟道晶体管T2、第三n沟道晶体管T3和第四n沟道晶体管T4。第一n沟道晶体管T1的漏极耦合到输出节点Nin，源极耦合到输入节点Ac1，栅极被耦合以接收由驱动器93基于低压侧导通信号LS2_ON生成的高压侧导通信号HS1_ON。第二n沟道晶体管T2的漏极耦合到输出节点Nin，源极耦合到输入节点Ac2，栅极被耦合以接收由驱动器95基于低压侧导通信号LS1_ON生成的高压侧导通信号HS2_ON。第三n沟道晶体管T3的漏极耦合到输入节点Ac1，源极耦合到地，栅极被耦合以接收由比较器94生成的低压侧导通信号LS1_ON，比较器94的反相端子耦合到输入节点Ac1，同相端子接地。第四n沟道晶体管T4的漏极耦合到输入节点Ac2，源极耦合到地，栅极被耦合以接收由比较器96生成的低压侧导通信号LS2_ON，比较器96的反相端子耦合到输入节点Ac2，同相端子接地。

在操作中，发射器91用时变电流驱动发射器线圈Lxmit，导致在接收器线圈Lxcvr中感应出时变电流，该电流又由整流器99整流。整流器99的操作如下，并且另外参考图10B。

当节点Ac1处的电压过零并且节点Ac2处的电压变高时，比较器94输出为逻辑高的LS1_ON信号，以导通晶体管T2和T3。这具有以下效果：电流从节点Ac2通过晶体管T2流到输出节点Nin，电流从节点Ac2通过接收器线圈Lxcvr流到节点Ac1，并且从地通过晶体管T3流到节点Ac1。

当节点Ac2处的电压过零并且节点Ac1处的电压变高时，比较器96输出为逻辑高的LS2_ON信号，以导通晶体管T1和T4。这具有以下效果：电流从节点Ac1通过晶体管T1流到输出节点Nin，从节点Ac1通过接收器线圈Lxcvr流到节点Ac2，并且从地通过晶体管T4流到节点Ac2。

比较器94和96是例如在0V处具有上升阈值Vtr并且例如在-80mV处具有下降阈值Vtl的迟滞比较器。这种响应特性可以在图10C中看到。该下限阈值Vtl用于帮助确保接收器线圈Lxcvr中的电流方向在比较器改变状态之前完全反转，以避免可能导致比较器的输出发生振荡的不正确方向。

比较器94和96的新颖设计如图11所示。这里，可以看出，每个比较器94、96由以下项组成：第一p沟道晶体管MH1和第二p沟道晶体管MH2。第一p沟道晶体管MH1的源极耦合到尾电流源101，漏极通过晶体管Rh1耦合到地，栅极形成第一比较器输入(示出为IN1)。第二p沟道晶体管MH2的源极耦合到尾电流源101，漏极通过晶体管Rh2耦合到地，栅极形成第二比较器输入(示出为IN2)。电阻器Rh3通过开关SW选择性地与电阻器Rh2并联连接。增益级102(示出为放大器)的输入分别在节点No1和No2处耦合到p沟道晶体管MH1和MH2的漏极，增益级102的输出OUT形成比较器94、96的输出。开关SW根据比较器94、96的输出OUT进行操作。

图11所示的比较器94、96设计如下操作。当OUT为逻辑低时，开关SW断开，并且比较器的每一侧的输出负载相等，因为Rh1和Rh2的电阻相等。比较器输出OUT的触发点(到逻辑高)位于跨Rh1的电压Vo1等于跨Rh2的电压Vo2的点处。因此，在比较器的触发点处，从晶体管MH1的漏极输出的输出电流I1等于从晶体管MH2的漏极输出的电流I2，因为Von＝In*Rhn，其中n为1或2，具体取决于引用比较器结构的哪一侧。由于输出电流与输入电压的平方成比例，当IN1等于IN2时，比较器的输出OUT被断言。

现在，当输出OUT处于逻辑高时，开关SW闭合。这导致输出负载不平衡，因为电阻器Rh2和Rh3并联连接，因此电压Vo2变为小于电压Vo1。结果，电流I2增加以确保电压Vo1仍然等于Vo2，以达到触发点。因此，当IN1＝IN2时比较器输出不会触发，并且触发点(根据输出OUT从高转变到低)根据电阻器Rh3的值被移动。

这种设计的迟滞比较器在比较器(如图所示)具有电阻负载的情况下非常有用，并且在上述电子设备90中工作良好。

然而，PVT变化会导致偏移，从而导致由比较器94、96执行的过零检测不准确，从而导致该比较器设计对于某些应用不是最佳的。例如，该比较器设计可以用作上述收发器设备15'中的比较器27，尽管如果比较器27包括自动归零偏移消除组件，则可以改进功能。然而，自动归零偏移消除组件不能与电阻负载一起工作，因此自动归零偏移消除组件将具有有源负载。

这种设计在图12中示出，并且该设计比较器27也可以用于上述收发器设备15'。比较器27由以下项组成：迟滞级27a、自动归零级27b和增益级27c。

迟滞级27a由p沟道晶体管MH1和MH2组成，p沟道晶体管MH1和MH2的源极耦合到电流源101，并且MH1和MH2的漏极分别耦合到节点No1和No2。电阻器Rh1耦合在节点No1与地之间，并且电阻器Rh2耦合在节点No2与地之间。电阻器Rh2和Rh3的电阻可以相等。开关S5响应于比较器27的输出OUT而选择性地将电阻器Rh2与电阻器Rh3并联耦合。

p沟道晶体管MH1的栅极通过开关S1选择性地耦合到输入IN1，并且开关S1响应于自动归零信号AZ的取消断言而操作。p沟道晶体管MH1的栅极还响应于自动归零信号的断言而通过开关S3选择性地耦合到地。p沟道晶体管MH2的栅极通过开关S2选择性地耦合到输入IN2，并且开关S2响应于自动归零信号AZ的取消断言而操作。p沟道晶体管MH2的栅极还响应于自动归零信号的断言而通过开关S4选择性地耦合到地。

自动归零级27b由p沟道晶体管MH3和MH4组成，p沟道晶体管MH3和MH4的源极耦合到尾电流源103并且MH3和MH4的漏极分别耦合到节点No3和No4。p沟道晶体管MH3的栅极耦合到节点No1，并且p沟道晶体管MH4的栅极耦合到节点No2。n沟道晶体管MH5的漏极耦合到节点No3并且其源极耦合到地，而n沟道晶体管MH6的漏极耦合到节点No4并且其源极耦合到地。开关S6响应于自动归零信号AZ的断言而将n沟道晶体管MH5的栅极耦合到n沟道晶体管MH5的漏极、以及耦合到电容器Ch1的顶板，电容器Ch1的底板耦合到地。开关S7响应于自动归零信号AZ的断言而将n沟道晶体管MH6的栅极耦合到n沟道晶体管MH6的漏极、以及耦合到电容器Ch2的顶板，电容器Ch2的底板耦合到地。

增益级27c由放大器组成，放大器具有耦合到节点No3和No4的输入，并且提供比较器输出OUT。

图12所示的比较器27的操作如下。在自动归零模式下，自动归零信号AZ被断言，以断开开关S1和S2，同时闭合开关S3、S4、S6和S7。由电阻器Rh1与Rh2之间的电阻变化引起的任何偏移都被晶体管MH3和MH4放大，并且跨电容器Ch1和Ch2被采样。

当自动归零模式完成时，自动归零信号AZ被取消断言，以断开开关S3、S4、S6和S7。注意，偏移仍跨电容器Ch1和Ch2被存储。自动归零信号的取消断言也用于闭合开关S1和S2以接收输入。

当OUT处于逻辑低时，开关S5断开并且迟滞级27a的每一侧的输出负载相等，因为Rh1和Rh2的电阻相等。比较器输出OUT的触发点(到逻辑高)位于跨Rh1的电压Vo1等于跨Rh2的电压Vo2的点处。因此，在比较器的触发点处，从晶体管MH1的漏极输出的输出电流I1等于从晶体管MH2的漏极输出的电流I2，因为Von＝In*Rhn，其中n为1或2，具体取决于引用迟滞级27a的哪一侧。由于输出电流与输入电压的平方成比例，当IN1等于IN2时，比较器的输出OUT被断言。注意，电阻器Rh1和Rh2之间的任何电阻不平衡都由n沟道晶体管MH5和MH6补偿，n沟道晶体管MH5和MH6通过在自动归零模式期间跨电容器Ch1和Ch2而存储的偏移进行偏置。

现在，当输出OUT处于逻辑高时，开关S5闭合。这导致输出负载不平衡，因为电阻器Rh2和Rh3并联连接，因此电压Vo2变为小于电压Vo1。结果，电流I2增加，以确保电压Vo1仍然等于Vo2以达到触发点。因此，当IN1＝IN2时比较器输出不会触发，并且触发点(根据输出OUT从高转变到低)根据电阻器Rh3的值被移动。再一次，如上所述，电阻器Rh1和Rh2之间的任何电阻不平衡都由n沟道晶体管MH5和MH6补偿，n沟道晶体管MH5和MH6通过在自动归零模式期间跨电容器Ch1和Ch2而存储的偏移进行偏置。

图13A-图13C中示出了具有和不具有自动归零功能的比较器27的操作特性的图。注意，迟滞将Vtr设置为0V，将Vtl设置为-75mV。在Vtr下在没有自动归零的情况下的偏移可以是15.3mV，在Vtl下在没有自动归零的情况下的偏移可以是13.1；通过自动归零，Vtr处的偏移降低到0.3mV，Vtl处的偏移降低到5.7mV。

虽然已经关于有限数目的实施例描述了本公开，但受益于本公开的本领域技术人员将理解，在不脱离本文中公开的本公开的范围的情况下，可以设想其他实施例。因此，本公开的范围应当仅由所附权利要求来限制。

Claims (22)

1.一种无线电力电路，所述无线电力电路能够以收发器模式和Q因子测量模式操作，所述无线电力电路包括：

线圈，具有第一端子和第二端子；

桥式整流器，具有分别耦合到所述线圈的所述第一端子和所述第二端子的第一输入和第二输入，并且具有耦合到整流电压节点的输出；

激励电路，耦合到所述线圈的所述第一端子并且被配置为在处于所述Q因子测量模式时利用脉冲信号驱动所述线圈；

保护电路，在处于所述Q因子测量模式时将所述线圈的所述第一端子耦合到第一节点，而在处于所述收发器模式时将所述线圈的所述第一端子与所述第一节点解耦；以及

Q因子感测电路，包括：

放大器，具有耦合到所述第一节点和共模电压的输入，并且所述放大器生成具有输出电压的输出信号；

比较器，具有耦合到第二节点和所述共模电压的输入，并且所述比较器生成指示所述线圈的所述第一端子处的电压的VCM交叉的比较输出；

处理电路，被配置为接收所述比较输出并且基于所述比较输出生成使能信号；以及

模数转换器，被配置为当被来自所述处理电路的所述使能信号使能时，数字化所述输出电压并且将经数字化的输出电压提供给所述处理电路以用于计算所述线圈的Q因子。

2.根据权利要求1所述的无线电力电路，其中所述比较器被配置为具有等于共模电压的上升阈值、等于所述共模电压的下降阈值、以及迟滞，使得当所述第二节点处的电压下降时，有效上升阈值等于所述上升阈值加上所述迟滞并且有效下降阈值等于所述下降阈值，并且使得当所述第二节点处的电压上升时，所述有效下降阈值等于所述下降阈值减去所述迟滞并且所述有效上升阈值等于所述上升阈值。

3.根据权利要求1所述的无线电力电路，其中所述处理电路基于在所述输出电压的第一峰值处获取的所述输出电压的第一样本的幅度、以及在所述输出电压的至少一个另一峰值处获取的所述输出电压的至少一个另一样本的幅度，计算所述线圈的所述Q因子。

4.根据权利要求3所述的无线电力电路，其中所述处理电路将所述Q因子计算为：

其中A1是在所述输出电压的所述第一峰值处获取的所述输出电压的所述第一样本，AN是在所述输出电压的第N峰值处获取的所述输出电压的第N样本。

5.根据权利要求1所述的无线电力电路，其中所述处理电路基于在所述输出电压的第一峰值处获取的所述输出电压的第一样本与在所述输出电压的第一波谷处获取的所述输出电压的第二样本之间的差值、以及在所述输出电压的另一峰值处获取的所述输出电压的第三样本与在所述输出电压的另一波谷处获取的所述输出电压的第四样本之间的差值，计算所述线圈的所述Q因子。

6.根据权利要求5所述的无线电力电路，其中所述处理电路将所述Q因子计算为：

其中A1s是所述第一样本，A1b是所述第二样本，ANa是所述第三样本，并且ANb是所述第四样本。

7.根据权利要求1所述的无线电力电路，其中所述激励电路包括：

驱动器，被配置为接收驱动信号并且基于所述驱动信号生成激励信号；以及

p沟道晶体管，具有耦合到电源电压的源极、通过电阻耦合到二极管的阳极的漏极、以及被耦合以接收所述激励信号的栅极；

其中所述二极管具有耦合到所述线圈的所述第一端子的阴极。

8.根据权利要求1所述的无线电力电路，其中所述放大器具有耦合到所述共模电压的同相端子、通过第一电容器电容耦合到所述第一节点的反相端子、以及通过第二电容器耦合到所述同相端子的输出，所述输出还耦合到所述模数转换器。

9.根据权利要求1所述的无线电力电路，其中所述比较器具有耦合到所述第一节点的同相端子、耦合到所述共模电压的反相端子、以及输出，在所述输出处生成所述比较输出。

10.根据权利要求1所述的无线电力电路，还包括耦合在电源电压与所述第一节点之间的第一电阻、以及耦合在所述第一节点与地之间的第二电阻。

11.根据权利要求1所述的无线电力电路，还包括耦合在电源电压与第二节点之间的第三电阻、以及耦合在所述第二节点与地之间的第四电阻，在所述第二节点处产生所述共模电压。

12.根据权利要求1所述的无线电力电路，其中所述保护电路包括一对串联耦合晶体管，所述一对串联耦合晶体管耦合在第一节点与所述线圈的所述第一端子之间并且具有耦合到Q因子感测使能信号的栅极，所述Q因子感测使能信号在处于Q因子感测模式时被断言，而在不处于Q因子感测模式时被取消断言。

13.根据权利要求1所述的无线电力电路，

其中在所述Q因子测量模式下，所述处理电路被配置为通过以下方式确定第二无线电力电路接近于所述无线电力电路但在所述第二无线电力电路与所述无线电力电路之间不存在外部物体：确定所述输出信号的频率小于在不存在所述第二无线电力电路和所述外部物体的情况下所述输出信号的已知频率减去裕度值；以及

还包括引起所述无线电力电路以全功率水平无线传输电力。

14.根据权利要求1所述的无线电力电路，

其中在所述Q因子测量模式下，所述处理电路被配置为通过以下方式确定第二无线电力电路接近于所述无线电力电路但在所述第二无线电力电路与所述无线电力电路之间存在外部物体：

确定所述输出信号的频率大于在不存在所述第二无线电力电路和所述外部物体的情况下所述输出信号的已知频率加上裕度值；

确定所述输出信号的所述频率小于在不存在所述第二无线电力电路和所述外部物体的情况下所述输出信号的所述已知频率减去所述裕度值；

确定所述Q因子是否小于Q因子裕度值；

确定所述输出电压的第一样本是否小于幅度裕度值；以及

确定所述输出电压的另一样本是否小于所述幅度裕度值；

如果所述Q因子小于所述Q因子裕度值，所述第一样本小于所述幅度裕度值，并且所述另一样本小于所述幅度裕度值，则引起所述无线电力电路不进行无线传输电力；以及

如果所述Q因子不小于所述Q因子裕度值，或者如果所述第一样本不小于所述幅度裕度值，或者如果所述另一样本不小于所述幅度裕度值，则引起所述无线电力电路无线传输有限电力量，所述有限电力量小于所述无线电力电路在其他情况下将传输的电力量。

15.根据权利要求1所述的无线电力电路，其中在所述Q因子测量模式下，所述处理电路被配置为通过以下方式确定第二无线电力电路未接近于所述无线电力电路并且外部物体接近于所述无线电力电路：

确定所述输出信号的频率大于在不存在所述第二无线电力电路和所述外部物体的情况下所述输出信号的已知频率加上裕度值；以及

引起所述无线电力电路不进行无线传输电力。

16.根据权利要求1所述的无线电力电路，

其中在所述Q因子测量模式下，所述处理电路被配置为通过以下方式确定第二无线电力电路未接近于所述无线电力电路并且外部物体也未接近于所述无线电力电路：确定所述输出信号的频率等于在不存在所述第二无线电力电路和所述外部物体的情况下所述输出信号的已知频率。

17.一种操作无线电力电路的方法，包括以下步骤：

1)在不存在第二无线电力电路的情况下激励所述无线电力电路的线圈；

2)一旦激励被释放，在所述无线电力电路的感测节点处测量第一谐振频率；

3)激励所述无线电力电路的所述线圈；

4)一旦激励被释放，在所述感测节点处测量第二谐振频率；

5)确定Q因子；以及

6)至少基于所述第一谐振频率、所述第二谐振频率和频率裕度值，确定是否：

a)所述第二无线电力电路接近于所述无线电力电路但所述第二无线电力电路与所述无线电力电路之间不存在外部物体；

b)所述第二无线电力电路接近于所述无线电力电路但所述第二无线电力电路与所述无线电力电路之间存在外部物体；

c)所述第二无线电力电路未接近于所述无线电力电路并且外部物体接近于所述无线电力电路；或者

d)所述第二无线电力电路未接近于所述无线电力电路并且外部物体也未接近于所述无线电力电路。

18.根据权利要求17所述的方法，其中确定所述第二无线电力电路接近于所述无线电力电路但所述第二无线电力电路与所述无线电力电路之间不存在外部物体通过以下方式来执行：确定所述第二谐振频率小于所述第一谐振频率减去所述频率裕度值；并且所述方法还包括：响应于确定所述第二无线电力电路接近于所述无线电力电路但所述第二无线电力电路与所述无线电力电路之间不存在所述外部物体，引起所述无线电力电路以全功率水平无线传输电力。

19.根据权利要求17所述的方法，其中确定所述Q因子包括在所述感测节点处获取输出电压的第一样本和第二样本。

20.根据权利要求19所述的方法，

其中确定所述第二无线电力电路接近于所述无线电力电路但所述第二无线电力电路与所述无线电力电路之间存在外部物体通过以下方式来执行：

确定所述第二谐振频率大于所述第一谐振频率加上所述频率裕度值；

确定所述第二谐振频率小于所述第一谐振频率减去所述频率裕度值；

确定所述Q因子是否小于Q因子裕度值；

确定所述第一样本是否小于幅度裕度值；以及

确定所述第二样本是否小于所述幅度裕度值；

所述方法还包括：如果所述Q因子小于所述Q因子裕度值，所述第一样本小于所述幅度裕度值，并且所述第二样本小于所述幅度裕度值，则引起所述无线电力电路不进行无线电力发射；以及

所述方法还包括：如果所述Q因子不小于所述Q因子裕度值，或者如果所述第一样本不小于所述幅度裕度值，或者如果所述第二样本不小于所述幅度裕度值，则引起所述无线电力电路无线传输有限电力量，所述有限电力量小于所述无线电力电路在其他情况下将传输的电力量。

21.根据权利要求17所述的方法，其中确定所述第二无线电力电路未接近于所述无线电力电路并且所述外部物体接近于所述无线电力电路通过以下方式来执行：确定所述第二谐振频率大于所述第一谐振频率加上所述频率裕度值；并且所述方法还包括：响应于确定所述第二无线电力电路未接近于所述无线电力电路并且所述外部物体接近于所述无线电力电路，引起所述无线电力电路不进行无线电力发射。

22.根据权利要求17所述的方法，其中确定所述第二无线电力电路未接近于所述无线电力电路并且所述外部物体也未接近于所述无线电力电路通过以下方式来执行：确定所述第二谐振频率等于所述第一谐振频率。

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