CN114325071B - 一种配网充电桩的快速高抗扰电压跌落识别方法 - Google Patents

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Abstract

由于现有研究对配网充电桩电压跌落存在实时性和准确性的矛盾，针对这一不足，本发明提供了一种配网充电桩快速高抗扰电压跌落识别方法，该方法可实现配网充电桩电压跌落的有效快速高抗扰检测。本发明针对配网充电桩的电压跌落问题，基于虚拟相电压构造出三相电压系统，采用改进锁相环法和电压跌落判断模块，可实现配网充电桩的电压跌落幅值、起止时间和持续时间的检测；与基于dq变换的延迟1/4基波周期法相比，本发明没有延时，检测效率更高；与一般锁相环方法相比，本发明采用滞环PI控制，加快了响应速度以及增强了鲁棒性；与一般检测方法相比，本发明和瞬时值预估法构建A相电压，减少了电磁干扰带来的采样错误，增强了抗干扰特性。

Description

一种配网充电桩的快速高抗扰电压跌落识别方法
技术领域
本发明属于电力系统电能质量检测领域，涉及对配网充电桩的快速高抗扰电压跌落识别方法。
背景技术
随着电动汽车技术的不断发展，电动汽车和电动汽车充电桩日益增多，充电桩台区负荷越来越大，且电动汽车日充电负荷曲线与配电网日负荷曲线接近，使得配电网负荷峰值与电动汽车充电负荷峰值叠加，增加了电网损耗，导致电压跌落问题也越来越频繁。此外，电动汽车充电桩对电压跌落十分敏感，长时间电压跌落可能导致其无法正常工作，导致电动汽车充电失败。在国内，电压跌落已成为电力系统中发生最频繁的电能质量问题，也是电能质量检测最核心的指标之一，充电桩台区配网电压跌落现象也频繁发生。因此，为保障电动汽车的安全有序充电以及充电桩的正常使用，有必要研究对电压跌落进行快速高抗扰识别的方法。
现有的研究工作大都是针对三相电压系统，检测方法主要为小波变换法、短时傅里叶变换法、S变换法、改进锁相环法、改进坐标系变换法等。而对于配网充电桩的单相电压源系统，上述方法却鲜有涉及，且均有一定局限性。而对于单相电压源系统，现有的基于dq变换的延迟1/4基波周期法，其可以对电压跌落进行有效识别，但存在1/4基波周期延时，不能满足电压跌落识别的实时性要求。此外，上述检测方法都不存在高抗扰特性，但电动汽车充电站电磁干扰严重，对电动汽车配网充电桩电压进行采样易受电磁干扰而导致采样出错，导致电压跌落识别出错。因此亟需研究一种配网充电桩的快速高抗扰电压跌落识别方法。
发明内容
由于现有研究对配网充电桩电压跌落存在实时性和准确性的矛盾，针对这一不足，本发明提供了一种配网充电桩快速高抗扰电压跌落识别方法，该方法可实现配网充电桩电压跌落的有效快速高抗扰检测。
为了解决上述问题，本发明提供了一种配网充电桩的快速高抗扰电压跌落识别方法，具体技术方案如下：
一种配网充电桩的快速高抗扰电压跌落识别方法，包括以下步骤：
S1：采样得到第n-2、n-1、n次周期的单相电压瞬时值u(n-2)、u(n-1)、u(n)；
S2：利用虚拟相电压抗扰构造模块构成出n次周期的三相电压ua(n)、ub(n)、uc(n)；
S3：对虚拟三相电压系统进行abc-dq变换，得到单相电压电路的dq轴分量ud(n)和uq(n)；
S4：对单相电压电路的dq轴分量ud(n)和uq(n)进行低通滤波，得到单相电压电路滤波后的dq轴分量ud0(n)和uq0(n)；
S5：利用电压跌落判断模块获得电压暂降时间曲线、电压跌落起止时间、持续时间和暂降电压有效值；
S6：利用改进的锁相环模块获得当前角频率ω(n)和当前相角θ(n)；所述ω(n)和θ(n)分别反馈给步骤S2和步骤S3使用。
优选地，所述步骤S2具体包括以下步骤：
S21：虚拟相电压抗扰构造模块通过将瞬时值预估获得瞬时电压预估值upre(n)；
S22：通过a相电压构造模块构造得到a相电压ua(n)；
S23：通过求导模块获得a相电压导数ua'(n)；
S24：通过b相电压构造模块构造获得b相电压ub(n)；通过c相电压构造模块构造获得c相电压uc(n)。
优选地，所述步骤S21中虚拟相电压抗扰构造模块通过以下方式获得瞬时电压预估值upre(n)：
其中，Ts为采样电压，ω(n-1)为第n-1次周期角频率值。
优选地，所述步骤S22中a相电压构造模块将瞬时电压预估值upre(n)与n次周期的单相电压瞬时值u(n)进行比较得到a相电压ua(n)；
当瞬时电压预估值upre(n)与n次周期的单相电压瞬时值u(n)的差值的绝对值小于等于门槛值时，a相电压ua(n)等于n次周期的单相电压瞬时值u(n)；
当瞬时电压预估值upre(n)与n次周期的单相电压瞬时值u(n)的差值的绝对值大于等于门槛值时，
a相电压ua(n)等于n次周期的单相电压瞬时值upre(n)；
具体如下：
其中，C为门槛值。
优选地，所述步骤S23中求导模块获得a相电压导数ua'(n)具体如下：
ua(n-1)为n-1次周期的a相电压瞬时值；Ts为采样电压。
优选地，所述所述步骤S24通过b相电压构造模块获得b相电压具体为：
c相电压构造模块获得c相电压具体为：
其中，ω(n-1)为第n-1次角频率计算值。
优选地，所述步骤S3中单相电压电路的dq轴分量ud(n)和uq(n)通过以下方式计算得到：
[ud(n),uq(n)]T＝K[ua(n),ub(n),uc(n)]T (4)；
式中变换因子矢量K为：
式中θ(n-1)为第n-1次周期a相电压同步相角。
优选地，所述步骤S4中单相电压电路滤波后的dq轴分量ud0(n)和uq0(n)通过以下方式得到：
其中，λ为滤波系数，ud0(n-1)、uq0(n-1)分别为n-1次周期的单相电压电路滤波后的dq轴分量。
优选地，所述步骤S5中具体包括以下步骤：
S51：电压跌落判断模块利用有效值计算公式求得当前电压有效值，具体如下：
S52：电压跌落判断模块利用比较器将单相电路电压额定有效值Un与当前电压有效值Urms的差值的绝对值与电压跌落阈值比较，判定此时该电压是否出现电压跌落；
当单相电路电压额定有效值Un与当前电压有效值Urms的差值的绝对值小于等于电压跌落阈值时，判定此时该电压没有出现电压跌落；
当单相电路电压额定有效值Un与当前电压有效值Urms的差值的绝对值大于电压跌落阈值时，判定此时该电压出现电压跌落；
S53：判定出现电压跌落时，此时即为电压跌落起始时间，而当电压额定有效值与当前电压有效值的差值的绝对值恢复到小于等于电压跌落阈值时，此时电压跌落停止，即为跌落停止时间，停止时间值减去起始时间值即为持续时间；获得由此可得电压跌落起止时间、持续时间、暂降时间曲线。
优选地，所述步骤S6中利用改进的锁相环模块获得当前角频率ω(n)和当前相角θ(n)具体为：
所述改进的锁相环模块将指令值α通过改进的滞环PI控制模块获得角频率偏差；所述角频率偏差与额定角频率相加获得当前角频率ω(n)，所述当前角频率ω(n)通过积分运算获得当前相角θ(n)；
其中：
所述改进的滞环PI控制模块利用下式获得PI控制器比例参数kp和积分参数ki：
本发明的有益效果为：本发明针对配网充电桩的电压跌落问题，基于虚拟相电压构造出三相电压系统，采用改进锁相环法和电压跌落判断模块，可实现配网充电桩的电压跌落幅值、起止时间和持续时间的检测；与基于dq变换的延迟1/4基波周期法相比，本发明没有延时，检测效率更高；与一般锁相环方法相比，本发明采用滞环PI控制，加快了响应速度以及增强了鲁棒性；与一般检测方法相比，本发明和瞬时值预估法构建A相电压，减少了电磁干扰带来的采样错误，增强了抗干扰特性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。在所有附图中，类似的元件或部分一般由类似的附图标记标识。附图中，各元件或部分并不一定按照实际的比例绘制。
图1为本发明的方法实现流程图；
图2为本发明与传统的dq变换对比结果曲线图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
应当理解，当在本说明书和所附权利要求书中使用时，术语“包括”和“包含”指示所描述特征、整体、步骤、操作、元素和/或组件的存在，但并不排除一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元素、组件和/或其集合的存在或添加。
还应当理解，在本发明说明书中所使用的术语仅仅是出于描述特定实施例的目的而并不意在限制本发明。如在本发明说明书和所附权利要求书中所使用的那样，除非上下文清楚地指明其它情况，否则单数形式的“一”、“一个”及“该”意在包括复数形式。
还应当进一步理解，在本发明说明书和所附权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。
如图1所示，一种配网充电桩的快速高抗扰电压跌落识别方法，包括以下步骤：
S1：采样得到第n-2、n-1、n次周期的单相电压瞬时值u(n-2)、u(n-1)、u(n)；
S2：利用虚拟相电压抗扰构造模块构成出n次周期的三相电压ua(n)、ub(n)、uc(n)；所述步骤S2具体包括以下步骤：
S21：虚拟相电压抗扰构造模块通过将瞬时值预估获得瞬时电压预估值upre(n)；虚拟相电压抗扰构造模块通过以下方式获得瞬时电压预估值upre(n)：
其中，Ts为采样电压，ω(n-1)为第n-1次周期角频率值。
S22：通过a相电压构造模块构造得到a相电压ua(n)；a相电压构造模块将瞬时电压预估值upre(n)与n次周期的单相电压瞬时值u(n)进行比较得到a相电压ua(n)；
当瞬时电压预估值upre(n)与n次周期的单相电压瞬时值u(n)的差值的绝对值小于等于门槛值时，a相电压ua(n)等于n次周期的单相电压瞬时值u(n)；
当瞬时电压预估值upre(n)与n次周期的单相电压瞬时值u(n)的差值的绝对值大于等于门槛值时，
a相电压ua(n)等于n次周期的单相电压瞬时值upre(n)；
具体如下：
其中，C为门槛值。
S23：通过求导模块获得a相电压导数ua'(n)；所述步骤S23中求导模块获得a相电压导数ua'(n)具体如下：
ua(n-1)为n-1次周期的a相电压瞬时值；Ts为采样电压。
S24：通过b相电压构造模块构造获得b相电压ub(n)；通过c相电压构造模块构造获得c相电压uc(n)。通过b相电压构造模块获得b相电压具体为：
c相电压构造模块获得c相电压具体为：
其中，ω(n-1)为第n-1次角频率计算值。
S3：对虚拟三相电压系统进行abc-dq变换，得到单相电压电路的dq轴分量ud(n)和uq(n)；单相电压电路的dq轴分量ud(n)和uq(n)通过以下方式计算得到：
[ud(n),uq(n)]T＝K[ua(n),ub(n),uc(n)]T(4)；
式中变换因子矢量K为：
式中θ(n-1)为第n-1次周期a相电压同步相角。
S4：对单相电压电路的dq轴分量ud(n)和uq(n)进行低通滤波，得到单相电压电路滤波后的dq轴分量ud0(n)和uq0(n)；单相电压电路滤波后的dq轴分量ud0(n)和uq0(n)通过以下方式得到：
其中，λ为滤波系数，ud0(n-1)、uq0(n-1)分别为n-1次周期的单相电压电路滤波后的dq轴分量。
S5：利用电压跌落判断模块获得电压暂降时间曲线、电压跌落起止时间、持续时间和暂降电压有效值；具体包括以下步骤：
S51：电压跌落判断模块利用有效值计算公式求得当前电压有效值，具体如下：
S52：电压跌落判断模块利用比较器将单相电路电压额定有效值Un与当前电压有效值Urms的差值的绝对值与电压跌落阈值比较，判定此时该电压是否出现电压跌落；
当单相电路电压额定有效值Un与当前电压有效值Urms的差值的绝对值小于等于电压跌落阈值时，判定此时该电压没有出现电压跌落；
当单相电路电压额定有效值Un与当前电压有效值Urms的差值的绝对值大于电压跌落阈值时，判定此时该电压出现电压跌落；
S53：判定出现电压跌落时，此时即为电压跌落起始时间，而当电压额定有效值与当前电压有效值的差值的绝对值恢复到小于等于电压跌落阈值时，此时电压跌落停止，即为跌落停止时间，停止时间值减去起始时间值即为持续时间，由此可得电压跌落起止时间、持续时间、暂降时间曲线。
S6：利用改进的锁相环模块获得当前角频率ω(n)和当前相角θ(n)；所述ω(n)和θ(n)分别反馈给步骤S2和步骤S3使用。所得的角频率ω(n)和相角θ(n)是用于下一周期虚拟相电压抗扰构造和abc-dq变换。步骤S2中瞬时值预估以及相电压构造需要前一周期的实际角频率，也就是前一周期S6中所得ω(n)，步骤S3中abc-dq变换需要前一周期的实际相角，也就是前一周期S6中所得θ(n)。而在第一个周期进行S2和S3步骤求ua(1)、ub(1)、uc(1)等数据时，默认ω(0)＝2*pi*50，θ(0)＝0。
利用改进的锁相环模块获得当前角频率ω(n)和当前相角θ(n)具体为：
所述改进的锁相环模块将指令值α通过改进的滞环PI控制模块获得角频率偏差；所述角频率偏差与额定角频率相加获得当前角频率ω(n)，所述当前角频率ω(n)通过积分运算获得当前相角θ(n)；
其中：
所述改进的滞环PI控制模块利用下式获得PI控制器比例参数kp和积分参数ki：
如图2所示，本发明实施例与基于dq变换的延迟1/4基波周期法识别电压跌落方法对比仿真，图中配网充电桩电压在0.3s发生电压跌落，0.5s电压恢复正常，其中0.3-0.5s电压跌落至额定值的80％，图中黑色曲线为传统方法也即基于dq变换的延迟1/4基波周期法对电压跌落有效值的识别曲线，灰色曲线为本发明方法对电压跌落有效值的识别曲线，显然采用传统的基于dq变换的延迟1/4基波周期法在识别电压跌落时存在较大的延时，动态响应速度慢，而采用本发明提供的电压跌落识别方法在识别电压跌落时动态响应速度快，几乎无延时，可有效对电压跌落进行快速实时识别。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
在本申请所提供的实施例中，应该理解到，单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元可结合为一个单元，一个单元可拆分为多个单元，或一些特征可以忽略等。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围，其均应涵盖在本发明的权利要求和说明书的范围当中。

Claims (5)

1.一种配网充电桩的快速高抗扰电压跌落识别方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1：采样得到第n-2、n-1、n次周期的单相电压瞬时值u(n-2)、u(n-1)、u(n)；
S2：利用虚拟相电压抗扰构造模块构造出n次周期的三相电压ua(n)、ub(n)、uc(n)；
S3：对虚拟三相电压系统进行abc-dq变换，得到单相电压电路的dq轴分量ud(n)和uq(n)；
S4：对单相电压电路的dq轴分量ud(n)和uq(n)进行低通滤波，得到单相电压电路滤波后的dq轴分量ud0(n)和uq0(n)；
S5：利用电压跌落判断模块获得电压暂降时间曲线、电压跌落起止时间、持续时间和暂降电压有效值；
S6：利用改进的锁相环模块获得当前角频率ω(n)和当前相角θ(n)；所述ω(n)和θ(n)分别反馈给步骤S2和步骤S3使用；
所述步骤S2具体包括以下步骤：
S21：虚拟相电压抗扰构造模块通过对单相电压瞬时值预估获得瞬时电压预估值upre(n)；
S22：通过a相电压构造模块构造得到a相电压ua(n)；
S23：通过求导模块获得a相电压导数ua'(n)；
S24：通过b相电压构造模块构造获得b相电压ub(n)；通过c相电压构造模块构造获得c相电压uc(n)；
所述步骤S21中虚拟相电压抗扰构造模块通过以下方式获得瞬时电压预估值upre(n)：
upre(n)＝2u(n-1)-u(n-2)-ω2(n-1)u(n-1)Ts 2；
其中，Ts为采样周期，ω(n-1)为第n-1次周期角频率值；
所述步骤S22中a相电压构造模块将瞬时电压预估值upre(n)与n次周期的单相电压瞬时值u(n)进行比较得到a相电压ua(n)；
当瞬时电压预估值upre(n)与n次周期的单相电压瞬时值u(n)的差值的绝对值小于等于门槛值时，a相电压ua(n)等于n次周期的单相电压瞬时值u(n)；
当瞬时电压预估值upre(n)与n次周期的单相电压瞬时值u(n)的差值的绝对值大于门槛值时，
a相电压ua(n)等于n次周期的瞬时电压预估值upre(n)；
具体如下：
其中，C为门槛值；
所述步骤S23中求导模块获得a相电压导数ua'(n)具体如下：
ua(n-1)为n-1次周期的a相电压；
所述步骤S24通过b相电压构造模块获得b相电压具体为：
c相电压构造模块获得c相电压具体为：
其中，ω(n-1)为第n-1次周期角频率值。
2.根据权利要求1所述的一种配网充电桩的快速高抗扰电压跌落识别方法，其特征在于：所述步骤S3中单相电压电路的dq轴分量ud(n)和uq(n)通过以下方式计算得到：
[ud(n),uq(n)]T＝K[ua(n),ub(n),uc(n)]T(4)；
式中变换因子矢量K为：
式中θ(n-1)为第n-1次周期a相电压同步相角。
3.根据权利要求1所述的一种配网充电桩的快速高抗扰电压跌落识别方法，其特征在于：所述步骤S4中单相电压电路滤波后的dq轴分量ud0(n)和uq0(n)通过以下方式得到：
其中，λ为滤波系数，ud0(n-1)、uq0(n-1)分别为n-1次周期的单相电压电路滤波后的dq轴分量。
4.根据权利要求1所述的一种配网充电桩的快速高抗扰电压跌落识别方法，其特征在于：所述步骤S5中具体包括以下步骤：
S51：电压跌落判断模块利用有效值计算公式求得当前电压有效值，具体如下：
S52：电压跌落判断模块利用比较器将单相电压电路电压额定有效值Un与当前电压有效值Urms的差值的绝对值与电压跌落阈值比较，判定此时当前电压是否出现电压跌落；
当单相电压电路电压额定有效值Un与当前电压有效值Urms的差值的绝对值小于等于电压跌落阈值时，判定此时当前电压没有出现电压跌落；
当单相电压电路电压额定有效值Un与当前电压有效值Urms的差值的绝对值大于电压跌落阈值时，判定此时当前电压出现电压跌落；
S53：判定出现电压跌落时，此时即为电压跌落起始时间，而当电压额定有效值与当前电压有效值的差值的绝对值恢复到小于等于电压跌落阈值时，此时电压跌落停止，即为跌落停止时间，停止时间值减去起始时间值即为持续时间；由此可得电压跌落起止时间、持续时间、暂降时间曲线。
5.根据权利要求1所述的一种配网充电桩的快速高抗扰电压跌落识别方法，其特征在于：所述步骤S6中利用改进的锁相环模块获得当前角频率ω(n)和当前相角θ(n)具体为：
改进的锁相环模块将指令值α输入改进的滞环PI控制模块获得角频率偏差；所述角频率偏差与额定角频率相加获得当前角频率ω(n)，所述当前角频率ω(n)通过积分运算获得当前相角θ(n)；
其中：
所述改进的滞环PI控制模块利用下式获得PI控制器比例参数kp和积分参数ki：
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