CN105529709A - 有源滤波器电流预测滞环控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种有源滤波器电流预测滞环控制方法，属于电网的电能质量治理领域。该方法分析了传统滞环控制产生误差的原因，基于有源滤波器的动力学方程构建输出电流预测模型，利用线性插值预测指令电流，分析电流预测滞环控制工作特性。本发明基于NI公司的CompactRIO平台设计有源滤波器（APF）控制器，改善了滞环控制的控制误差，对提高有源滤波器的控制精度，具有很高的工程实践价值。

Description

有源滤波器电流预测滞环控制方法

技术领域

本发明涉及一种有源滤波器电流预测滞环控制方法，属于电网的电能质量治理领域。

背景技术

APF是一种用于动态抑制谐波、补偿无功的新型电力电子装置，它能够对不同大小和频率的谐波进行快速跟踪补偿，之所以称为有源，是相对于无源LC滤波器，只能被动吸收固定频率与大小的谐波而言，APF可以通过采样负载电流并进行各次谐波和无功的分离，控制并主动输出电流的大小、频率和相位，并且快速响应，抵销负载中相应电流，实现了动态跟踪补偿，而且可以既补谐波又补无功和不平衡。

随着我国日新月异的工业化进程，电网接入了大量的非线性和冲击性负载，这些负载产生的谐波、无功对电网的电能质量带来了巨大的挑战。传统的无源滤波器、投切电容器组等补偿设备已无法满足要求，而APF以其不受电网参数影响，可进行动态、快速精细化补偿等优点，正在被广泛的推广。有源滤波器的补偿效果，一方面取决于电流检测算法的准确性，另一方面取决于电流控制算法的性能。

常用的控制算法有滞环控制、电压矢量控制、无差拍控制、预测控制等，这些算法控制效果各有所长。电流滞环控制以其快速的动态响应、鲁棒性好、有内在限流能力等优点，是工程应用最广泛的控制算法。目前对滞环控制的研究主要在以下几个方面：1）通过引入频率反馈，对开关频率进行闭环控制，稳定了开关频率；2）根据开关频率与环宽的函数关系，采用可变环宽来实现定频；3）利用控制器的过采样算法稳定了开关频率，同时提高了控制精度；4）在滞环控制中引入空间矢量控制，优化了滞环控制的开关状态。以上研究主要是对滞环控制的开关频率及开关状态进行了优化，而对滞环控制的精度研究较少。通过有源滤波器的工程实践应用，发现实际控制误差无法完全控制在理论误差范围以内。本发明为改善滞环控制的控制精度，将基于模型的电流预测方法和传统滞环控制有机结合，提出一种基于电流预测的APF滞环控制方法。该方法可提高有源滤波器的控制精度，具有很高的工程实践价值。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提出一种有源滤波器电流预测滞环控制方法，用于电网的电能质量的治理，包括如下步骤：

步骤1：提取电网相位和指令电流。运用锁相环（PLL）提取电网相位；基于瞬时功率理论的ip-iq法提取负载的谐波与无功电流；

步骤2：构建输出电流预测模型。

由图2其电路原理可知：

式中：分别为网侧电压，分别为逆变器输出电压，分别为逆变器输出电流，为输出侧电感，为输出侧电阻。

定义每个桥臂的开关状态为：

设三相电路是对称的则

联立方程组解出

化为

由于控制器只能处理离散的数据，因此将有源滤波器的模型离散化可得：

式中：，，分别为abc三相的实际采样点电流，，，为每个桥臂的开关状态。

k为某采样时刻，为采样周期。根据有源滤波器的离散模型可知，通过上一个采样时刻的数据可推算出下一个采样时刻的电流，以A相为例，k+1时刻的电流为：

式中：为a相的实际采样点电流，为APF主电路中电容两端电压，，，为每个桥臂的开关状态。

由于的值非常小，因此可以忽略，上式化简为：

式中：为a相的实际采样点电流，为APF主电路中电容两端电压，，，为每个桥臂的开关状态。

由上式可知，若人为虚拟的设置一个周期替换采样周期，仍将成立，改写为：

式中：为a相的实际采样点电流，为APF主电路中电容两端电压，，，为每个桥臂的开关状态。

此时为经过时间之后的值，利用上式预测两个采样点之间的值。令，N为大于1的整数，，为实际采样点，为预测值，则预测值与实际采样点的关系如下：

式中：为实际采样点电流，为电流预测值，为采样周期，为电网电压。

由于直流侧电压在一个采样周期内基本保持稳定，则

式中：为APF主电路中电容两端电压。

电网电压是正弦变换的，通过采样点的相位就可以推算出若干时刻后的电压，为工频周期，为预测周期，为采样时刻的相位，每经过一个预测周期相位增加，则两个采样点之间的电网电压函数如下：

步骤3：构建预测指令电流。滞环控制的本质是电流跟随，预测出APF的输出电流后，必须也要预测出相应时刻的指令电流，才能进行比较控制。令为k采样时刻检测到的谐波电流，由于在两个采样点之间谐波的变化很小，因此可假设两个采样周期内指令电流近似为直线，即、和在同一直线上。将以为端点的直线延长，该延长线上的点即为之间的预测值，在每一个预测周期内变化量是一个常量且为，则指令电流的预测函数为：

步骤4：电流滞环控制。令采样周期为，传统的滞环控制电流只在采样时刻参与比较，因此如果采样率不高，就会导致较大的控制延时，输出电流超出环宽后较长时间内无法改变开关状态，导致控制误差增大，如图3电流走向为A-B-D-E，控制误差为。本方明方法与传统的滞环控制的最大不同之处是，在滞环比较器前加入了电流预测环节，用预测电流代替实际采样电流参与滞环控制。在一个采样周期中对输出电流与指令电流分别进行预测，令预测周期为，，利用APF模型预测出一个采样周期中的4个输出电流值，同时预测出一个采样周期中的4个指令电流，将这些值进行滞环比较。由于预测周期是采样周期的五分之一，因此可以在输出电流超出环宽后的较短时间内改变逆变器的开关状态。如图3所示在时刻系统预测出电流超出环宽，发出指令关断开关，电流开始下降，控制误差为，电流走向变为A-B-C，很明显系统控制误差减小了。每一次逆变器改变开关状态，都会将开关状态反馈给预测算法，使得每一次的预测都是根据APF的实际状态得出的。该预测算法只在一个采样周期内进行预测，一旦系统接收到新的采样点，就舍弃前一次的预测数据利用最新的采样数据重新开始预测，因此能自动修正预测误差，避免预测误差的累计。

本发明的技术效果：

1）改变了传统滞环控制只能在采样时刻判断输出电流是否超出环宽的不足，一旦预测出电流超出环宽就及时改变电流方向，这样就大大减小了输出电流超出环宽的幅值，提高了控制精度。

2）克服了预测算法的误差，采用只在一个采样周期内部进行预测，一旦有新的采样值就重新开始预测，自动修正误差，避免误差的累积。

附图说明

图1为本发明的有源滤波器电流预测滞环控制方法的基于电流预测的APF滞环控制的示意图；

图2为APF主电路模型的示意图；

图3为输出电流控制特性图；

图4为控制器软硬件结构示意图；

图5(a)为APF传统滞环控制的网侧电流波形图；

图5(b)为APF传统滞环控制的微观电流波形图；

图5(c)为APF传统滞环控制的补偿前的电流FFT分析图；

图5(d)为基于电流预测的滞环控制的补偿后的电流FFT分析图；

图6(a)为基于电流预测的滞环控制的网侧电流波形图；

图6(b)为基于电流预测的滞环控制的微观电流波形图；

图6(c)为基于电流预测的滞环控制的补偿后的电流FFT分析图。

具体实施方式

本发明一种有源滤波器电流预测滞环控制方法的流程图如图1所示。本方法可概括为四个阶段：提取电网相位和指令电流、构建输出电流预测模型、构建预测指令电流和电流滞环控制。该方法主要包括如下步骤：

步骤1：运用锁相环（PLL）提取电网相位；基于瞬时功率理论的ip-iq法提取负载的谐波与无功电流。

步骤2：由图2其电路原理可知：

（1）

式中：分别为网侧电压，分别为逆变器输出电压，分别为逆变器输出电流，为输出侧电感，为输出侧电阻。定义每个桥臂的开关状态为：

（2）

由式（1）和（2）可得

（3）

设三相电路是对称的则

（4）

由式（3）和（4）联立方程组解出

（5）

因此式（3）可化为

（6）

由于控制器只能处理离散的数据，因此将有源滤波器的模型离散化可得

（7）

式中：，，分别为abc三相的实际采样点电流，，，为每个桥臂的开关状态。

k为某采样时刻，为采样周期。根据有源滤波器的离散模型可知，通过上一个采样时刻的数据可推算出下一个采样时刻的电流，已A相为例，k+1时刻的电流为

（8）

式中：，，分别为abc三相的实际采样点电流，，，为每个桥臂的开关状态。

由于的值非常小，因此可以忽略，式（8）化简

（9）

式中：，，分别为abc三相的实际采样点电流，，，为每个桥臂的开关状态。

由（9）式可知，若人为虚拟的设置一个周期替换采样周期，式（9）仍将成立，改写为

（10）

式中：，，分别为abc三相的实际采样点电流，，，为每个桥臂的开关状态。

此时为经过时间之后的值，利用式（10）预测两个采样点之间的值。令，N为大于1的整数，，为实际采样点，为预测值，则预测值与实际采样点的关系如式（11）

（11）

式中：为实际采样点电流，为电流预测值，为采样周期，为电网电压。

由于直流侧电压在一个采样周期内基本保持稳定，则

（12）

式中：为APF主电路中电容两端电压。

电网电压是正弦变换的，通过采样点的相位就可以推算出若干时刻后的电压，为工频周期，为预测周期，为采样时刻的相位，每经过一个预测周期相位增加，则两个采样点之间的电网电压函数如式（13）

（13）

步骤3：滞环控制的本质是电流跟随，预测出APF的输出电流后，必须也要预测出相应时刻的指令电流，才能进行比较控制。令为k采样时刻检测到的谐波电流，由于在两个采样点之间谐波的变化很小，因此可假设两个采样周期内指令电流近似为直线，即、和在同一直线上。将以为端点的直线延长，该延长线上的点即为之间的预测值，在每一个预测周期内变化量是一个常量且为，则指令电流的预测函数如式（14）

（14）

步骤4：令采样周期为，传统的滞环控制电流只在采样时刻参与比较，因此如果采样率不高，就会导致较大的控制延时，输出电流超出环宽后较长时间内无法改变开关状态，导致控制误差增大，如图3电流走向为A-B-D-E，控制误差为。本控制方法与传统的滞环控制的最大不同之处是，在滞环比较器前加入了电流预测环节，用预测电流代替实际采样电流参与滞环控制。在一个采样周期中对输出电流与指令电流分别进行预测，令预测周期为，，利用APF模型预测出一个采样周期中的4个输出电流值，同时预测出一个采样周期中的4个指令电流，将这些值进行滞环比较。由于预测周期是采样周期的五分之一，因此可以在输出电流超出环宽后的较短时间内改变逆变器的开关状态。如图3所示在时刻系统预测出电流超出环宽，发出指令关断开关，电流开始下降，控制误差为，电流走向变为A-B-C，很明显系统控制误差减小了。每一次逆变器改变开关状态，都会将开关状态反馈给预测算法，使得每一次的预测都是根据APF的实际状态得出的。该预测算法只在一个采样周期内进行预测，一旦系统接收到新的采样点，就舍弃前一次的预测数据利用最新的采样数据重新开始预测，因此能自动修正预测误差，避免预测误差的累计。

系统主电路参数如下：直流侧电容为700uF，电压为800V，输出侧电感为6mH，IGBT选用三菱公司的IPM模块，开关频率20kHz。

由于预测算法的计算周期只有几个微秒，对于单线程控制器会耗费很多资源，导致其它的功能无法实现。因此采用NI公司的CompactRIO-9068控制器，其内置FPGA芯片，具有天然并行的结构，循环之间不存在资源竞争，可以更好的满足控制要求。控制器软硬件结构如图4。该控制器可自主配置输入输出接口，通过LabVIEW语言编程。针对APF的控制要求，配置2块9215模拟量输入卡，采集1路温度信号、1路直流侧电压、2路网侧线电压、2路负载电流、2路输出电流；1块9401数字量输出卡，作为6路PWM波输出；1块9411数字量输入卡，采集IPM模块的故障信号。

如图5（a）是采用传统滞环控制补偿前后的电流；图5（b）是输出电流与指令电流的微观变化走向，可见输出电流只会在采样时刻改变，超出环宽的范围很大，因此实际误差比环宽大很多；图5（c）未进行谐波补偿前的网侧电流谐波畸变率，为28.37%。图5（d）是采用传统滞环算法补偿后的谐波畸变率，为7.25%。

如图6（a）是采用基于电流预测的滞环控制补偿前后的电流；由图6（b）微观电流变化可见实际输出电流基本在环宽以内，在一个采样周期内预测输出电流对实际输出电流进行预测，一旦预测出电流超出环宽就改变电流状态，无需等到下一个采样时刻，从而保证了输出电流被限制在环宽以内；由图6（c）可知补偿后的谐波畸变率为4.77%。

在本说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。

Claims (5)

1.一种有源滤波器电流预测滞环控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1：提取电网相位和指令电流；

步骤2：构建输出电流预测模型；

步骤3：构建预测指令电流；

步骤4：电流滞环控制。

2.根据权利要求1所述的有源滤波器电流预测滞环控制方法，其特征在于：所述步骤1中运用锁相环提取电网相位；基于瞬时功率理论的ip-iq法提取负载的谐波与无功电流。

3.根据权利要求1所述的有源滤波器电流预测滞环控制方法，其特征在于：所述步骤2中输出电流的预测模型是基于逆变器的动力学模型构建的；根据前一个采样点的输出电流、电力电子器件的开关状态、直流侧电压、网侧电压等数据，依据逆变器的动力学公式推算出该采样点与下一个采样点之间的若干个输出电流值；在该模型中的直流侧电压在一个采样周期内基本保持稳定，因此两个采样点间的直流电压设恒定值；电网电压是正弦变换的，通过采样点的相位就可以推算出两个采样点间的电压值。

4.根据权利要求1所述的有源滤波器电流预测滞环控制方法，其特征在于：所述步骤3中的两个采样周期内指令电流近似为直线，即三个采样点在同一直线上，运用线性差值法预测出两个采样点间的指令电流。

5.根据权利要求1所述的有源滤波器电流预测滞环控制方法，其特征在于：所述步骤4中在滞环比较器前加入了电流预测环节，用预测电流代替实际采样电流参与滞环控制；在一个采样周期中对输出电流与指令电流分别进行预测，令预测周期为，，利用APF模型预测出一个采样周期中的4个输出电流值，同时预测出一个采样周期中的4个指令电流，将这些值进行滞环比较；由于预测周期是采样周期的五分之一，因此可以在输出电流超出环宽后的较短时间内改变逆变器的开关状态。