CN114268229A - 使用两个功率转换器的协同控制的功率转换方法 - Google Patents

使用两个功率转换器的协同控制的功率转换方法 Download PDF

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Abstract

公开了一种功率转换方法。该方法包括：在至少两种不同的操作模式之一下操作PFC转换器(11)，该PFC转换器(11)被配置为接收三个输入电压(Ua、Ub、Uc)并在DC链路节点(p、n)之间提供DC链路电压(Upn)；以及根据SR转换器(12)的输出电压(Uo)而在至少两种不同的操作模式之一下操作所述SR转换器(12)，所述SR转换器(12)经由所述DC链路节点(p、n)耦合到所述PFC转换器(11)的。操作所述SR转换器(12)包括根据DC链路电压参考(Upn*)来调节所述DC链路电压(Upn)的电压电平，并且所述SR转换器(12)的所述至少两种不同的操作模式包括降压模式和串联谐振(SR)模式。

Description

使用两个功率转换器的协同控制的功率转换方法
技术领域
本公开总体上涉及一种功率转换方法。
背景技术
使用电子功率转换器的有效功率转换是许多电子应用中的重要问题。例如，对电动车辆的电池充电需要有效的功率转换，并且随着各种电动车辆(汽车、自行车、踏板车等)的数量预计在未来几年内增加，其重要性日益增加。在此类型的应用中，而且在任何其他类型的功率转换应用中，期望将与功率转换相关的损耗保持尽可能低，即将在功率转换器中发生的和与操作功率转换器相关的损耗保持尽可能低。
发明内容
一个示例涉及一种功率转换方法。该方法包括：在至少两种不同的操作模式之一下操作PFC(功率因子校正)转换器，该转换器被配置为接收三个输入电压并在DC链路节点之间提供DC链路电压；以及根据SR(串联谐振)转换器的输出电压而在至少两种不同的操作模式之一下操作所述SR转换器，所述SR转换器经由所述DC链路节点耦合到所述PFC转换器。操作所述SR转换器包括根据DC链路电压参考来调节所述DC链路电压的电压电平，并且所述SR转换器的所述至少两种不同的操作模式包括降压模式和串联谐振(SR)模式。
另一个示例涉及功率转换器电路。功率转换器电路包括：PFC转换器，被配置为接收三个输入电压并在DC链路节点之间提供DC链路电压；SR转换器，经由所述DC链路节点耦合到所述PFC转换器；以及控制电路，被配置为：在至少两种操作模式之一下操作所述PFC转换器；并且根据所述SR转换器的输出电压而在至少两种不同的操作模式之一下操作所述SR转换器；通过操作所述SR转换器，根据DC链路电压参考来调节所述DC链路电压的电压电平，其中，所述SR转换器的所述至少两种不同的操作模式包括降压模式和串联谐振(SR)模式。
附图说明
下面参考附图解释示例。附图用于示出某些原理，因此仅示出了理解这些原理所必需的方面。附图不是按比例绘制的。在附图中，相同的附图标记表示相同的特征。
图1示出了具有第一功率转换器和第二功率转换器的功率转换器装置的电路图；
图2示出了根据一个示例的第一功率转换器的输入电压的信号图；
图3A和3B示出了连接在功率转换器装置的DC链路节点之间的DC链路电容器电路的不同示例；
图4示出了使用图1所示类型的功率转换器装置的功率转换方法的一个示例的图；
图5示出了实现为串联谐振转换器(SRC)并包括两个桥电路和谐振电路的第二功率转换器的一个示例的电路图；
图6示出了用于在根据图5的SRC中实现开关器件的一个示例；
图7示出了谐振电路的另一个示例；
图8A至图8C示出了在第一操作模式(SR模式)下操作第二功率转换器的一个示例；
图9A至图9C示出了在第二操作模式(降压模式)下操作第二功率转换器的一个示例；
图10示出了图5中所示的SRC的变体；
图11示出了在第二操作模式(降压模式)下操作图10中所示类型的第二功率转换器的一个示例；
图12A和12B示出了在根据图11的方法的某些时间段中根据图10的SRC中的电流路径；
图13示出了图11中所示方法在较长时间段上的信号图；
图14示出了在第三操作模式(升压模式)下操作第二功率转换器的一个示例；
图15A和15B示出了在根据图14的方法的某些时间段中根据图10的SRC中的电流路径；
图16示出了根据图11的方法的变体；
图17示出了实现为PFC转换器的第一功率转换器的一个示例的电路图；
图18示出了图17中所示类型的第一功率转换器的一个桥腿中的开关的驱动信号的信号图；
图19A示出了被配置为控制图17中所示的第一功率转换器的操作的控制电路的一个示例；
图19B示出了图19A中所示的控制电路的一部分的变体；
图20示出了实现为PFC转换器的第一功率转换器的另一个示例的电路图；
图21示出了用于在1/3模式下操作第一功率转换器的一个示例；
图22示出了用于在2/3模式下操作第一功率转换器的一个示例；
图23示出了SR转换器的控制器的一个示例；
图24A和24B显示了示出在1/3模式和2/3模式下操作PFC转换器的信号图；
图25示出了SR转换器的控制器中包括的半周期选择器控制器的一个示例；
图26示出了在1/3模式下操作第一功率转换器和在降压模式下操作第二功率转换器；
图27示出了在1/3模式或2/3模式下操作第一功率转换器以及在降压模式和SR模式之一下操作第二功率转换器；以及
图28示出了在2/3模式下操作第一功率转换器和在升压模式下操作第二功率转换器。
在下面的具体实施方式中，参考了附图。附图形成说明书的一部分并且出于说明的目的示出了可以如何使用和实现本发明的示例。应当理解，除非另外特别指出，否则本文描述的各种实施例的特征可以彼此组合。
具体实施方式
图1示出了根据一个示例的功率转换器装置1的电路图。功率转换器装置1包括实现为PFC(功率因子校正)转换器的第一功率转换器11和实现为串联谐振转换器(SRC)的第二功率转换器12。PFC转换器11，也可以被称为PFC整流器，包括三个输入节点a、b、c并且被配置为在三个输入节点a、b、c中的每一个处接收三个输入电压Ua、Ub、Uc中的相应一个。更具体地，PFC转换器11在第一输入节点a处接收第一输入电压Ua，在第二输入节点b处接收第二输入电压Ub，以及在第三输入节点c处接收第三输入电压Uc。输入电压Ua、Ub、Uc以例如公共参考节点(接地节点)N为参考。PFC转换器的输入节点a、b、c形成功率转换器装置的输入节点。
根据一个示例，PFC转换器11接收的输入电压Ua、Ub、Uc是交流输入电压，诸如正弦输入电压。例如，这些输入电压Ua、Ub、Uc中的每一对之间的相移不同于0°。图2示出了在这些输入电压Ua、Ub、Uc中的每一个的一个周期期间的正弦输入电压Ua、Ub、Uc的信号图。在此示例中，这些输入电压Ua、Ub、Uc中的每一对之间的相移为120°(2π/3)。三个正弦输入电压Ua、Ub、Uc中的每一个在最小电压电平和最大电压电平之间周期性地变化，其中在该示例中，最大电压电平是正电压电平并且最小电压电平是负电压电平。根据一个示例，最小电平的幅度(绝对值)基本上等于最大电平的幅度(绝对值)，并且三个输入电压Ua、Ub、Uc具有基本上相同的最小电压电平和相同的最大电压电平。此外，三个输入电压Ua、Ub、Uc可以具有基本上相同的频率。例如，此频率在50Hz和60Hz之间。
图2示出了取决于相位角的输入电压Ua、Ub、Uc。在下文中，多个输入电压Ua、Ub、Uc也被称为输入电压系统。此外，为了说明的目的，假设输入电压系统的某个相位角α对应于第一输入电压Ua的相位角α，其中，在此示例中，α＝0是第一输入电压Ua的正半波开始处的相位角。
输入电压Ua、Ub、Uc中的每一个的最大电压电平和最小电压电平的幅度(绝对值)也可以被称为输入电压Ua、Ub、Uc的幅度。输入电压Ua、Ub、Uc的均方根(RMS)值由幅度除以2的平方根给出，即
Figure BDA0003263171530000041
其中A表示输入电压Ua、Ub、Uc中任何一个的幅度，并且ARMS表示相应的RMS值。根据一个示例，输入电压Ua、Ub、Uc是230VRMS的电网电压。在此示例中，各个输入电压Ua、Ub、Uc的幅度为325V。
在输入电压系统的一个周期的每一相位处，三个输入电压Ua、Ub、Uc之一具有输入电压系统的最高(正)电压电平，并且三个输入电压Ua、Ub、Uc之一具有输入电压系统的最低(负)电压电平，其中在输入电压系统的每个周期中，三个输入电压Ua、Ub、Uc中的每一个在相应的特定时间段内具有最高电平和最低电平。下面将最高电压电平和最低电压电平之间的差称为线电压(line-to-line-voltage)Ull。也在图2中示出了与图2中所示的输入电压Ua、Ub、Uc相关的线电压Ull。可以看出，线电压Ull是周期性的，其中，线电压Ull的一个周期的持续时间为输入电压系统一个周期的持续时间的1/6。换言之，输入电压Ua、Ub、Uc的一个周期包括从0°到360°(0到2π)的相位角，并且线电压Ull的一个周期在输入电压系统的一个周期的60°的范围上。线电压的最大值Ull_max，以下也被称为最大线电压，由三个输入电压的幅度A乘以3的平方根给出，即，
Figure BDA0003263171530000051
Figure BDA0003263171530000053
例如，在具有三个230VRMS的输入电压Ua、Ub、Uc的输入电压系统中，最大线电压Ull_max为563V。最小线电压Ull_min为488V，其中最小线电压Ull_min由等式(1)给出：
Figure BDA0003263171530000052
参考图1，功率转换器装置1包括DC链路电压节点p、n和连接在DC链路电压节点p、n之间的DC链路电容器电路13。PFC转换器11和SR转换器12经由DC链路电压节点p、n耦合，使得PFC转换器11的输出端耦合到DC链路电压节点p、n并且SR转换器12的输入端耦合到DC链路电压节点p、n。在DC链路电压节点p、n之间，DC链路电压Upn可用。
此外，功率转换器装置1包括输出节点x、y并且被配置为在输出节点x、y处向负载Z(在图1中以虚线示出)提供输出电压Uo和输出电流Io。根据一个示例，输出电压Uo是DC电压。
功率转换器装置1的输出节点x、y可由SR转换器的输出节点x12、y12形成，使得功率转换器装置1的输出电流Io等于SR转换器12的输出电流Io12，并且功率转换器装置1的输出电压Uo等于SR转换器12的输出电压Uo12。
可选地，功率转换器装置包括输出电容器14和输出电感器16中的至少一个。输出电容器具有电容Co并且连接在输出节点x、y之间。输出电感器17具有电感Lo并且连接在SR转换器12的输出节点x12、y12之一与功率转换器装置的输出节点x、y之一之间。应当注意的是，功率转换器装置甚至在负载Z是电池的操作场景中也可以包括输出电容器14，如下文进一步概述的。输出电容器14可以帮助提供到SR转换器12的换向电流(commutatIoncurrent)路径。
在功率转换器装置1包括输出电容器14的情况下，功率转换器装置1的输出电流Io由SR转换器12的输出电流Io12减去进入输出电容器14的电流Ico给出。然而，在功率转换器装置1的正常操作模式下，进入输出电容器14的电流Ico远小于SR转换器12的输出电流Io12，使得功率转换器装置1的输出电流Io至少近似等于SR转换器12的输出电流Io12，Io≈Io12。在下文中，除非另有说明，Io表示功率转换器装置1的输出电流和SR转换器12的输出电流。
在功率转换器装置1包括输出电感器17的情况下，功率转换器装置1的输出电压Uo由SR转换器12的输出电压Uo'加上输出电感器17两端的电压Ulo给出。然而，在功率转换器装置1的正常操作模式下，输出电感器17两端的电压Ulo远小于SR转换器12的输出电压Uo'，使得功率转换器装置1的输出电压Uo至少近似等于SR转换器12的输出电压Uo12，Uo≈Uo12。在下文中，除非另有说明，Uo表示功率转换器装置1的输出电压和SR转换器12的输出电压。
功率转换器装置被配置为基于输入电压Ua、Ub、Uc和对应的输入电流Ia、Ib、Ic来生成输出电压Uo和输出电流Io。为了有效地操作，功率转换器装置被配置为在不同的操作模式下操作，其中，根据一个示例，根据输出电压Uo来选择操作模式。更具体地，根据输出电压Uo的瞬时电压电平来选择操作模式。控制器15接收输出电压Uo或代表输出电压的电压电平的信号并根据输出电压Uo来控制PFC转换器11和SR转换器12的操作。
输出电压Uo的电压电平可以在相对宽的电压范围上变化。根据一个示例，输出电压Uo的期望的电压范围例如在200V和1000V之间变化。根据一个示例，负载Z是电池。在这种情况下，输出电压Uo的电压电平由负载定义，并可以随着电池的充电电平的变化而变化。
DC链路电容器电路13可以以各种方式实现。根据图3A中所示的一个示例，DC链路电容器电路13包括连接在DC链路节点p、n之间的单个电容器131。根据图3B中所示的一个示例，DC链路电容器电路13包括串联连接在DC链路节点p、n和抽头134之间的第一DC链路电容器132和第二DC链路电容器133，抽头134是第一DC链路电容器132和第二DC链路电容器133之间的电路节点。在每种情况下，DC链路电压Upn是两个DC链路节点p、n之间的电压。
为了满足负载Z的电压需求并且同时以低功率损耗的有效方式操作功率转换器装置，采用PFC转换器11和SR转换器12的协同控制。参考图4，其示出了功率转换方法200的图，协同控制包括在至少两种不同的操作模式(201)之一下操作PFC转换器11，以及在至少两种不同操作模式(202)之一下操作SR转换器12。根据一个示例，根据输出电压Uo来选择SR转换器12的操作模式，输出电压Uo是功率转换器装置的一个操作参数。可以根据功率转换器装置的至少一个另外的操作参数来选择PFC转换器11的操作模式。下面进一步详细解释示例。在更详细地解释协同控制之前，下面解释PFC转换器11和SR转换器12的示例以及这些转换器11、12的相应不同操作模式的示例。
图5示出了SR转换器12的一个示例。在该示例中，SR转换器12包括第一桥电路2、第二桥电路3和谐振电路(谐振回路)4。第一桥电路2连接在DC链路节点p、n和谐振电路4之间，并且第二桥电路3连接在谐振电路4和输出节点x、y之间。第一桥电路2包括第一半桥21和第二半桥22，每个半桥包括高侧开关21H、22H和低侧开关21L、22L。第一和第二半桥21、22中的每一个的高侧开关21H、22H和低侧开关21L、22L串联连接在DC链路节点p、n之间。此外，第一和第二半桥21、22中的每一个包括抽头21T、22T，该抽头是相应半桥21、22的高侧开关21H、22H和低侧开关21L、22L之间的电路节点。第一半桥21的抽头21T连接到谐振电路4的第一输入节点441，而第二半桥22的抽头22T连接到谐振电路4的第二输入节点442。
第二桥电路3包括第一半桥31和第二半桥32，每个半桥包括高侧开关31H、32H和低侧开关31L、32L。这些半桥31、32中的每一个的高侧开关31H、32H和低侧开关31L、32L串联连接在输出节点x、y之间。此外，第二桥电路3的第一和第二半桥31、32中的每一个包括抽头31T、32T，该抽头是相应桥电路31、32的高侧开关31H、32H和低侧开关31L、32L之间的电路节点。第一半桥31的抽头31T连接到谐振电路4的第一输出节点451，并且第二半桥32的抽头32T连接到谐振电路4的第二输出节点452。
参考图5，谐振电路4包括具有初级绕组41p和次级绕组41s的变压器41，其中初级绕组41p和次级绕组41s电感耦合并且具有相同的绕组方向(winding sense)。此外，谐振电路4包括具有电感器42和电容器43的串联电路，电感器42具有电感Lr，电容器43具有电容Cr。电感器42和电容器43串联连接，并与变压器41的初级绕组41p串联连接。包括电感器42、电容器43和初级绕组41p的串联电路连接在谐振电路4的输入节点441、442之间，并且因此，在第一半桥21的抽头21T和第二半桥22的抽头22T之间。谐振电路4的输入电压Upri在下文中被称为初级电压Upri，它是第一半桥21的抽头21T和第二半桥22的抽头22T之间的电压。在下文中，电感器42也被称为谐振电感器并且电容器43也被称为谐振电容器。
参考图5，次级绕组41s的第一电路节点被连接到谐振电路4的第一输出节点451，并且因此，连接到第二桥电路3的第一半桥31的抽头31T，并且次级绕组41s的第二电路节点连接到谐振电路4的第二输出节点452，并且因此，连接到第二桥电路3的第二半桥的抽头32T。由谐振电路4在第一半桥31的抽头31T和第二半桥32的抽头32T之间提供的电压在下文中被称为次级电压Usec。
在下文中，第一桥电路2也被称为初级侧桥电路2，第一桥电路2的第一半桥21和第二半桥22也分别被称为第一初级侧半桥21和第二初级侧半桥22。初级侧半桥21、22的抽头21T、22T也分别被称为第一初级侧抽头21和第二初级侧抽头22。进一步地，在下文中，第二桥电路3也被称为次级侧桥电路3，第二桥电路3的第一半桥31和第二半桥32也分别别称为第一次级侧半桥31和第二次级侧半桥32。次级侧半桥31、32的抽头31T、32T也分别被称为第一次级侧抽头31和第二次级侧抽头32。
初级侧半桥21、22和次级侧半桥31、32的高侧开关和低侧开关可以实现为常规电子开关。例如，这些开关被实现为晶体管。根据一个示例，诸如二极管的相应续流元件(freewheeling element)与每个开关并联连接。续流元件被配置为在相应开关导通之前或在相应开关已经关断之后接管流过相应开关的电流。
参考图6，电子开关和并联续流元件可以实现为MOSFET，诸如n型增强MOSFET。在这种情况下，续流元件可以由MOSFET的集成体二极管形成。然而，这只是示例。任何其他类型的电子开关也可以用在桥电路2、3中，其中续流元件可以是相应开关的组成部分或者可以由与相应开关并联连接的附加器件形成。其他类型的电子开关的示例包括但不限于HEMT(高电子迁移率晶体管)、IGBT(绝缘栅双极晶体管)、BJT(双极结型晶体管)等。
图7示出了图5中所示的谐振电路4的变体。在图7所示的示例中，谐振电路4包括四个电容器431-434，第一电容器431连接在第一输入节点441和初级绕组41p之间，第二电容器432连接在第二输入节点442和初级绕组41p之间，第三电容器433连接在第一输出节点451和次级绕组41s之间，且第四电容器434连接在第二输出节点之间452和次级绕组41s。这样，谐振电路4的总电容分布在变压器41的初级侧和次级侧之间，这有助于避免变压器41的饱和。此外，总电容分布在初级绕组41p和次级绕组41s的两个端子之间，这有助于降低共模噪声。此外，提供一个以上的电容器431-434导致每个电容器431-434两端的电压低于单个电容器43两端的对应电压。根据一个示例，电容器431-434基本上具有相同的电容，即Cr1≈Cr2≈Cr3≈Cr4，其中Cr1、Cr2、Cr3、Cr4是如图7中所示的电容器431、432、433、434的相应电容。根据一个示例，图5中所示的电容器43的电容的Cr基本上等于图7中所示的电容器431-434中的每一个的电容Cri的1/4，Cr＝1/4·Cri，其中Cri表示Cr1-Cr4中的任何一个。
SR转换器的SR模式
图5中所示的SR转换器12可以在串联谐振(SR)模式下操作。下面参考图8A至8C解释在SR模式下操作SR转换器12。
在SR模式下操作SR转换器12包括在初级侧抽头21T、22T和谐振电路的输入节点441、442之间生成初级电压Upri，使得初级电压Upri是在正电压电平和负电压电平之间交替的交流电压，其中正电压电平和负电压电平中的每一个的幅度(绝对值)基本上等于DC链路电压Upn的幅度。这种类型的交流初级电压Upri示于图8A中。
根据一个示例，DC链路电压Upn是恒定电压或者具有对应于线电压Ull的波形的电压波形。这将在下文进一步详细解释。在每种情况下，生成交流初级电压Upri，使得初级电压Upri的频率f(＝1/T)远高于DC链路电压的频率。因此，DC链路电压Upn可以被认为在初级电压Upri的一个周期T期间是恒定的。根据一个示例，交流初级电压Upri的频率f在几个kHz和几个100kHz之间，特别是在几个10kHz和几个100kHz之间。根据一个示例，交流初级电压Upri的频率f在100kHz和200kHz之间。
生成交流初级电压Upri以使其在正电平Upn和负电平–Upn之间交替等效于生成初级电压Upri以使其包括一系列正的和负的电压脉冲，其中在每个周期T中，出现一个正电压脉冲和一个负电压脉冲。根据一个示例，正电压脉冲和负电压脉冲中的每一个的持续时间至少近似等于周期T(＝1/f)的50％。换言之，每个周期包括两个半周期，其中每个半周期的持续时间是一个周期T的持续时间的50％，并且其中在两个半周期之一中生成正电压脉冲，并且在两个半周期中的另一个中生成负电压脉冲。在一系列连续的半周期中，正电压脉冲和负电压脉冲交替地出现。
根据一个示例，交流初级电压Upri的频率至少近似等于谐振电路4的谐振频率。在这种情况下，谐振电路4的输入电流(谐振电流)Ir是正弦电流。谐振电路4的谐振频率fres如下取决于谐振电路4的电感L和电容C：
Figure BDA0003263171530000101
其中L表示谐振电路的总电感，且C表示谐振电路的总电容。总电感L基本上由电感器的电感Lr(以及变压器41的寄生电感)给定，并且总电容C由根据图5的单个电容器53或根据图7的几个电容器431-434定义。
根据一个示例，生成初级电压Upri，使得其频率f在谐振频率fres的98％和110％之间，特别是在谐振频率fres的100％和105％之间。
第一和第二桥电路2、3的高侧开关21H、22H、31H、32H和低侧开关21L、22L、31L、32L由相应驱动信号S21H、S22H、S31H、S32H、S21L、S22L、S31L、S32L导通和关断。这些驱动信号S21H-S32L由控制电路15(图5中未示出)生成。初级侧桥电路2生成初级电压Upri的正电压脉冲包括导通第一半桥21的高侧开关21H和第二半桥22的低侧开关22L，并关断第二桥电路22的高侧开关22H和第一半桥21的低侧开关21L。这在图8B中示意性地示出。在该图中，由导通的那些开关在DC链路节点p、n和抽头21T、22T之间提供的连接用实线示出，而通过关断相应开关而中断的连接用虚线示出。图8A中示出了第一和第二桥电路2、3中的开关21H-32L的驱动信号S21H-S32L的信号图。这些信号S21H-S32L要么具有导通相应开关的导通电平，要么具有关断相应开关的关断电平。仅出于说明的目的，图8A中将导通电平绘制为高信号电平，并且图8A中将关断电平绘制为低信号电平。
为了生成初级电压Upri的负电压脉冲，第二半桥22的高侧开关22H和第一半桥21的低侧开关21L被导通并且第一半桥21的高侧开关21H和第二半桥22的低侧开关22L被关断。这在图8C中示意性地示出。
为了避免通过初级侧半桥21、22的交叉电流(cross current)，在关断半桥21、22之一的高侧开关和低侧开关之一和导通相应半桥21、22的高侧开关和低侧开关中的另一个之间可能存在死区时间(dead time)。因此，例如，在关断第一半桥21的高侧开关21H和导通第一半桥21的低侧开关21L之间存在死区时间。然而，图8A中未示出这样的死区时间。在死区时间期间，接下来要导通的开关的续流元件接管电流。
在SR模式中，第二桥电路3交替地将谐振电路4的输出节点451、452连接到功率转换器装置的第一和第二输出节点x、y。当谐振电路4接收到初级电压Upri的正电压脉冲时，第二桥电路3将谐振电路4的第一输出节点451连接到功率转换器装置的第一输出节点x并将谐振电路4的第二输出节点452连接到功率转换器装置的第二输出节点y。这通过导通第一半桥31的高侧开关31H和第二半桥32的低侧开关32L和通过关断第二半桥32的高侧开关32H和第一半桥31的低侧开关31L来实现。这在图8B中示意性地示出。
当谐振电路4接收到初级电压Upri的负电压脉冲时，第二桥电路3将谐振电路4的第一输出节点451连接到功率转换器装置的第二输出节点y并且将谐振电路4的第二输出节点452连接到功率转换器装置的第一输出节点x。这通过导通第一半桥31的低侧开关31L和第二半桥32的高侧开关32H和通过关断第一半桥31的高侧开关31H和第二半桥32的低侧开关32L来实现。与第一桥电路2相似，在关断高侧开关和低侧开关之一与导通相应半桥的高侧开关和低侧开关中的另一个之间可能存在死区时间。然而，这种死区时间并未在图8A所示的信号图中示出。
参考图8A至图8C，第一桥电路2和第二桥电路3可以同步操作。即，每当第一桥电路2生成初级电压Upri的正电压脉冲时，第二桥电路3将谐振电路4的第一输出节点451连接到功率转换器装置的第一输出节点x并将谐振电路4的第二输出节点452连接到功率转换器装置的第二输出节点y。等效地，每当第一桥电路2生成初级电压Upri的负电压脉冲时，第二桥电路3将谐振电路4的第一输出节点451连接到功率转换器装置的第二输出节点y并且将谐振电路4的第二输出节点452连接到功率转换器装置的第一输出节点x。
当SR转换器12在SR模式下操作并且DC链路电压Upn至少在交流电压Upri的几个周期T上基本上恒定时，输出电压Uo的电压电平基本上与DC链路电压Upn的电压电平成比例，其中比例因子由初级绕组41p的绕组数np与次级绕组41s的绕组数ns之间的绕组比率wr给出，wr＝np:ns。
在这种情况下，输出电压Uo由等式(3)给出：
Figure BDA0003263171530000121
例如，当初级绕组41p和次级绕组41s具有相同的绕组数，使得N＝1:1时，输出电压Uo的电压电平基本上等于DC链路电压Upn的电压电平。
在SR模式下，驱动信号S21H、S22H、S31H、S32H、S21L、S22L、S31L、S32L中的每一个的占空比约为50％。
SR转换器的降压模式
SR转换器12也可以在降压模式下操作。在降压模式下操作SR转换器12具有输出电压Uo和DC链路电压Upn之间的比率变得小于SR模式下由绕组比率wr定义的比率的效果。例如，当绕组比率wr为1:1且SR转换器在降压模式下操作时，输出电压Uo的电压电平小于DC链路电压Upn的电压电平。一般来说，在降压模式下，
Figure BDA0003263171530000131
根据一个示例，在降压模式下操作SR转换器12基于在SR模式下操作SR转换器。参考图8A至8C，在SR模式下操作SR转换器12包括生成初级电压Upri，使得初级电压Upri是交流电压，其幅度等于DC链路电压Upn的幅度(绝对值)。降压模式与SR模式的不同，因为在一些半周期中，初级电压Upri的幅度在预定义的时间段内低于DC链路电压Upn的幅度。这些半周期在下文中被称为降压半周期。
图9A至9C示出了在降压模式下操作SR转换器12的一个示例，其中图9A示出了当SR转换器12在降压模式下操作时，DC链路电压Upn、初级电压Upri、次级电压Usec、谐振电流Ir、DC链路电流Ipn、以及DC链路电容器电流Icpn的信号图。参考图5，DC链路电流Ipn是从DC链路节点p、n流向SR转换器12的电流，并且DC链路电容器电流Icpn是流入DC链路电容器电路13的电流。DC链路电流Ipn也可以被称为PFC转换器11的输出电流。DC链路电容器电流Icpn可以是正的或负的。仅出于说明的目的，假设当DC链路电容器电流Icpn为正时，DC链路电容器电路13被充电并且DC链路电压Upn增大，并且当DC链路电容器电流Icpn为负时，DC链路电容器电路13放电并且DC链路电压Upn减小。谐振电流Ir是谐振回路中的电流。
图9B示出了在生成初级电压Upri的减小的幅度的时间段期间第一桥电路2和第二桥电路3中的开关21H-22L、31H-32L的开关状态，并且图9C示出了在图9B所示的操作状态下第一和第二桥电路2、3中的开关21H-22L、31H-32L的驱动信号S21H-S22L、S31H-S32L。
在图9A至9C所示的示例中，降压半周期中减小的幅度为零，并且减小的幅度出现的持续时间是相应降压半周期的持续时间。在图9A至9C所示的示例中，这是通过在一个半周期中用零脉冲(即具有零幅度的电压脉冲)代替正电压脉冲来实现的。参考图9B，这可以通过同时导通第一和第二半桥21、22的高侧开关21H、22H，而关断低侧开关21L、22L来实现。替代地(未示出)，低侧开关21L、22L同时导通，而高侧开关21H、22H关断。
在整个降压模式中，次级侧桥电路3可以以与SR模式下相同的方式操作。即，在图9A至9C中所示的示例中，其中，在一些半周期中，正电压脉冲被零脉冲代替，第二桥电路3以与初级电压Upri的正电压脉冲期间相同的方式操作。即，谐振电路4的第一输出节点451连接到功率转换器装置的第一输出节点x，且谐振电路4的第二输出节点452连接到功率转换器装置的第二输出节点y。
参考图9A，在零脉冲期间，DC链路电容器电流Icpn等于DC链路电流Ipn，使得DC链路电压Upn增大。当初级侧出现零脉冲时，谐振电路4没有从初级侧开关电路2接收到能量，即从初级侧桥电路2进入谐振电路4的电流为零。在降压模式下，在降压周期之间，SR转换器12以与SR模式下相同的方式操作。参考上文，在SR模式下，在稳定状态下，输出电压Uo和DC链路电压Upn之间存在固定的电压比率，其中电压比率由绕组比率wr给出。因此，在降压周期之间，DC链路电压Upn接近由该绕组比率wr定义的电压电平，使得在降压半周期之间，(平均)DC链路电压Upn降低。图9A中所示的DC链路电压Upn中的纹波是由于在初级电压Upri的正和负电压脉冲期间，谐振电路4从DC链路电容器电路13接收的电流变化的事实造成的。
可以假设DC链路电流Ipn的平均值缓慢变化，使得DC链路电流Ipn的平均值在初级电压Upri的多个周期上基本恒定。应该注意的是，在图9A中，示出了DC链路电流(PFC转换器输出电流)的平均值。因此，通过适当地选择如下参数，可以相对于输出电压Uo的电压电平来调整DC链路电压Upn的电压电平：(a)减小的电压脉冲的幅度；(b)在相应降压半周期内，减小的电压脉冲的持续时间；以及(c)给定数量的半周期或给定时间段中降压半周期的数量与SR周期的数量之间的比率。在图9A到9C所示的示例中，(i)减小的幅度为零，(ii)减小的幅度的持续时间等于初级电压Upri的一个半周期的持续时间，并且(iii)初级电压Upri的每第六个半周期是降压周期。基本上，降压半周期和SR半周期的数量之间的比率越高，则DC链路电压Upn的电压电平相对于输出电压Uo的电压电平就越高。
根据一个示例，期望调整wr乘以输出电压Uo和DC链路电压Upn之间的比率
Figure BDA0003263171530000151
该电压比率可以在降压模式下通过生成降压半周期来实现，使得在相应半周期的整个持续时间它们包括零脉冲(而不是正脉冲或负脉冲)，并且使得给定时间段中降压半周期的数量Nbuck和半周期的总数量Ntot之间的比率基本上由r给出，即Nbuck/Ntot≈r。
在图9A至9C所示的示例中，在降压半周期中，正电压脉冲被零电压脉冲代替。然而，这只是一个示例。根据降压半周期中的另一个示例(未示出)，负电压脉冲被零电压脉冲代替。
图10示出了根据另一个示例的SR转换器12。当DC链路电容器电路13如图3B所示地实现并且包括第一DC链路电容器132和第二DC链路电容器133时，可以使用此SR转换器12。图12中所示的SR转换器12基于图5中所示的SR转换器，其中第一桥电路2还包括连接在DC链路电容器电路13的抽头134和第一半桥21的抽头21T之间的开关23。DC链路电容器电路13的抽头134和第一半桥21的抽头21T之间的电路路径在下文中被称为T腿。因此，另外的开关23在下文中被称为T腿开关23。根据一个示例，T腿开关23为双向闭锁开关。例如，可以通过串联连接两个MOSFET，使得MOSFET的集成体二极管以背对背配置连接，来实现这种类型的电子开关。
在图5所示的SR转换器中，可以生成初级电压Upri，使得它具有三个不同的电压电平Upn、0、-Upn之一。在图10所示的SR转换器中，第一和第二DC链路电容器132、133可以被实现为使得它们基本上具有相同的电容。在这种情况下，这些DC链路电容器132、133中的每一个两端的电压基本上等于DC链路电压Upn的50％。因此，在图10中所示的SR转换器中，可以生成初级电压Upri，使得其具有五个不同的电压电平之一：Upn、0.5·Upn、0、-0.5·Upn、-Upn。当第二初级侧半桥22的T腿开关23和低侧开关22L导通并且初级侧桥电路2的其他开关关断时，初级电压Upri的电压电平为0.5·Upn。此开关状态如图12A所示。当T腿开关23导通，且第二桥电路22的高侧开关22H导通，且初级桥电路2的其他开关关断时，初级电压Upri的电压电平为-0.5·Upn。此开关状态如图12B所示。
图10中所示的SR转换器可以通过用减小的正电压脉冲代替某些半周期中的正电压脉冲和/或通过用减小的负电压脉冲代替某些半周期中的负电压脉冲来在降压模式下操作。“减小的正电压脉冲”是幅度(绝对值)基本上等于DC链路电压Upn电压电平的50％的电压脉冲，并且“减小的负电压脉冲”是幅度基本上等于DC链路电压Upn幅度的50％负电压脉冲。
图11示出了生成两个降压半周期。在这些降压半周期中的第一个中，正电压脉冲被减小的正电压脉冲代替，并且在这些降压半周期中的第二个中，负电压脉冲被减小的负电压脉冲代替。图11还示出了第一和第二桥电路2、3中的开关的驱动信号。
与参考图8A至8C解释的降压模式相似，在降压模式下操作次级侧桥电路3与在SR模式下操作第二桥电路3相同。即，在正电压脉冲被减小的正电压脉冲代替的降压半周期中，次级侧桥电路3以与当正电压脉冲被施加到谐振电路4时的SR模式下相同的方式操作。这在图12A中进行了说明。等效地，在降压模式下，当减小的负电压脉冲施加到谐振电路4时，次级侧桥电路3以与当负电压脉冲被施加到谐振电路4时的SR模式下相同的方式操作。
在图11中所示类型的降压模式下，与图9A至9C中所示类型的降压模式相似，输出电压Uo的电压电平和DC链路电压Upn的电压电平之间的比率可以通过给定时间段内降压半周期的数量和半周期的总数量之间的比率来调整。仅出于说明的目的，在图11中，五个半周期中的两个是降压半周期。基本上，给定时间段内的降压半周期的数量取决于输出电压Uo和DC链路电压Upn之间的期望的比率，其中降压半周期的数量随着输出电压Uo和DC链路电压Upn之间的比率增大而增大。即，输出电压Uo相对于DC链路电压Upn越低，则在给定时间段内需要越多的降压半周期。
图13示出了在较长时间段上在SR转换器12中出现的电压和电流的信号波形。图13中所示的信号图基于其中DC链路电压Upn和输出电压Uo之间的差异远小于图9A中所示的示例中的示例。在图13中所示的示例中，平均谐振电流Ir_avg在降压半周期期间降至DC链路电流以下，并在接下来的几个SR半周期中非常缓慢地增大，其中缓慢增大是由于DC链路电压Upn和输出电压Uo之间的小的电压差。结果，DC链路电压Upn继续增大直到平均谐振电流Ir_avg大于DC链路电流Ipn。在图9A所示的示例中，Upn和Uo之间的电压差大到足以使平均谐振电流Ir_avg在降压周期的第二半周期已变得高于DC链路电流Ipn，使得DC链路电压在降压周期中或降压周期后不久开始下降。
基本上，在降压模式中，存在其中谐振回路4从第一功率转换器11和DC链路电容器电路13接收的能量比在SR模式下更少的时间段(降压半周期)，使得DC链路电压Upn在降压周期期间增大。基本上，这是通过调制初级电压Upri的幅度，使得存在其中幅度低于DC链路电压Upn的幅度的时间段，来实现的。插入零电压脉冲或具有减小的幅度的电压脉冲只是调制幅度的两个示例。下面将进一步参考图16解释另一个示例。
SR转换器的升压模式
图5和10中所示的SR转换器中的每一个也可以在升压模式下操作。图14中示出了在升压模式下操作图10中所示类型的SR转换器12的一个示例，其中图14示出了DC链路电压Upn、初级电压Upri、次级电压Usec、谐振电流Ir、DC链路电流Ipn和DC链路电容器电流Icpn以及第一桥电路2和第二桥电路3中的开关21H-22L、31H-32L的驱动信号S21H-S22L、S31H-S32L的信号波形。
在升压模式下操作PFC转换器12与在SR模式下操作PFC转换器12的不同之处在于出现升压半周期。在升压半周期中，第一和第二次级侧半桥31、32的次级侧抽头31T、32T被短路(短接)一定时间段。这具有如下效果：与其中次级侧抽头31T、32T耦合到输出端x、y的那些时间段相比，更多的能量存储在谐振电感器42中(并且随后转移到输出端x、y)。以此方式，输出电压Uo可以相对于DC链路电压Upn增大。不时将谐振电路4的输出节点451、452短路相当于对次级电压Usec的幅度进行调制。
可选地，在其中次级侧抽头31T、32T被短路的那些时间段中，将初级电压Upri生成为具有不同于零的减小的幅度。出于说明的目的，图14示出了两个升压半周期，其中在这些升压半周期中的第一个中，次级侧抽头31T、32T在其中正电压脉冲被施加到谐振电路4的输入端441、442的半周期期间被短路。在此示例中，正电压脉冲具有减小的幅度，这可以以与上文参考图11、12A和12B所解释的相同的方式(通过导通T腿开关23和第二初级侧半桥22的低侧开关22L)来实现。在图14中所示的第二升压半周期中，次级侧抽头31T、32T在其中负电压脉冲被施加到初级侧的谐振回路4的半周期期间被短路。在此示例中，负脉冲是具有减小的幅度的脉冲，其中具有减小的幅度的此脉冲可以以与上文参考图11、12A和12B所解释的相同的方式(通过导通T腿开关23和第二初级侧半桥22的高侧开关)来生成。
然而，在次级侧抽头31T、32T被短路时施加具有减小的幅度的电压脉冲仅是示例。根据另一个示例，初级侧桥电路2在升压模式下以与在SR模式下相同的方式操作。因此，当次级侧抽头31T、32T被短路时，具有DC链路电压Upn的幅度的正电压脉冲或负电压脉冲可以被施加到谐振电路4的输入端。如上文所述，可以通过导通第二初级侧半桥22的低侧开关22L和第一初级侧半桥21的高侧开关21H(如由图14中的虚线所绘示的驱动信号S21H所示)来生成正电压脉冲，并且通过导通第二初级侧半桥22的高侧开关22H和第一初级侧半桥21的低侧开关21L(如由图14中的虚线所绘示的驱动信号S21L所示)可以生成负电压脉冲。
基本上，可以通过适当地选择给定时间段内升压周期的数量与正常周期(SR周期)的数量之间的比率和升压半周期内的短路周期(short period)的持续时间来调整输出电压Uo和DC链路电压UPn之间的关系。基本上，短路周期越长，并且在特定时间段中出现的升压半周期越多，则输出电压Uo相对于DC链路电压Upn变得越高。此外，通过在短路周期期间减小初级电压Upri的幅度，可以“缓和”次级侧抽头31T、32T被短路的影响。通过将初级电压Upri的减小的幅度与次级侧的短路周期相结合，可以实现对输出电压Uo相对于DC链路电压Upn的更好控制。
可以通过同时导通次级侧半桥31、32的高侧开关31H、32H或通过同时导通次级侧半桥31、32的低侧开关31L、32L来使次级侧抽头31T、32T短路。这在图15A和15B中示出。图15A示出了在其中次级侧抽头31T、32T被短路并且向谐振电路4施加具有减小的幅度的正电压脉冲的时间段中，初级侧桥电路2和次级侧桥电路3的开关状态。图15B示出了在其中次级侧抽头31T、32T被短路并且在初级侧向谐振电路4施加具有减小的幅度的负电压脉冲的时间段中，初级侧桥接电路2和次级侧桥接电路3的开关状态。
占空比操作
在上文解释的在降压模式下操作SR转换器12的示例中，在降压半周期中，在等于相应降压半周期的持续时间的持续时间内将初级电压Upri生成为具有减小的幅度。等效地，在上文解释的在升压模式下操作SR转换器12的示例中，在升压周期中，其中次级侧抽头31T、32T被短路的时间段等于相应升压半周期的时间段。然而，这只是一个示例。在降压模式下，在小于一个半周期的持续时间内生成初级电压Upri的减小的幅度，并在升压模式下，在小于一个驱动半周期的持续时间内对次级侧抽头31T、32T进行短路，也是可能的。这在图16中示出，其中图16示出了降压模式下的DC链路电压Upn、初级侧电压Upri、次级侧电压Usec、谐振电流Ir、DC链路电流Ipn、DC链路电容器电流Icpn的信号图。
在此示例中，在一个降压周期中，初级电压Upri在小于降压半周期的持续时间的时间段内具有减小的幅度。可以调制用于将初级电压Upri的幅度减小的持续时间，以调节输出电压Uo和DC链路电压Upn之间的关系。此类型的操作可以被称为占空比降压模式操作。占空比可以被定义为其中初级电压Upri具有减小的幅度的时间段的持续时间和降压半周期的总持续时间T之间的比率。根据一个示例，占空比在0和1之间变化，其中1的占空比对应于上文参考图9A至9C和11解释的示例。减小的幅度可以是零，如参考图9A到9C所解释的，或者是DC链路电压Upn的50％，如参考图11所解释的。
如图16所示的占空比操作不限于降压模式。根据一个示例，在升压模式下操作SR转换器12包括在占空比升压模式下操作SR转换器12。在此情况下，其中次级侧抽头31T、32T被短路的时间段小于一个半周期的持续时间。
图17示出了PFC转换器11的一个示例。在此示例中，PFC转换器11包括三个电感器La、Lb、Lc，每个电感器耦合到三个输入节点a、b、c中的相应一个。在所示示例中，电感器La、Lb、Lc直接耦合到输入端a、b、c。然而，这只是一个例子。根据另一个示例(未示出)，输入滤波器连接在输入端a、b、c和电感器La、Lb、Lc之间。
参考图17，PFC转换器还包括具有三个桥腿61、62、63的整流桥。三个桥腿61、62、63中的每一个包括具有高侧开关61H、62H、63H、低侧开关61L、62L、63L的半桥。每个半桥的高侧开关61H、62H、63H和低侧开关61L、62L、63L串联连接在DC链路节点p、n之间。此外，每个半桥包括抽头ta、tb、tc，抽头ta、tb、tc是相应半桥的高侧开关61H、62H、63H和低侧开关61L、62L、63L之间的电路节点。抽头ta、tb、tc中的每一个连接到电感器La、Lb、Lc中的相应一个，即，半桥中的第一个半桥的抽头ta连接到电感器La、Lb、Lc中的第一个电感器La，半桥中的第二个半桥的抽头tb连接到电感器La、Lb、Lc中的第二个电感器Lb，而半桥中的第三个半桥的抽头tc连接到电感器La、Lb、Lc中的第三个电感器Lc。图17中所示类型的整流桥被称为B6桥。
在图17中所示的示例中，续流元件，诸如二极管，与高侧开关61H、62H、63H和低侧开关61H、62H、63H中的每一个并联连接。开关和对应的续流元件可以如参考图6所解释的那样实现。
操作图17中所示类型的PFC转换器可以包括：(a)调节DC链路电压Upn，使得其具有预定义的电压电平，以及(b)调节三个输入电流Ia、Ib、Ic中的每一个，使得相应电流波形的形状基本上等于相应输入电压Ua、Ub、Uc的电压波形的形状。因此，当输入电压Ua、Ub、Uc是正弦电压时，输入电流Ia、Ib、Ic被调节，使得它们基本上具有正弦波形。调节输入电流Ia、Ib、Ic中的每一个可以包括调节相应电感器La、Lb、Lc两端的电感器电压Ula、Ulb、Ulc，其中这可以包括调节电感器La、Lb、Lc和桥腿61、62、63之间的抽头ta、tb、tc处的电压Uta、Utb、Utc。在下文中，抽头ta、tb、tc也被称为桥腿61、62、63的开关节点ta、tb、tc，并且这些开关节点ta、tb、tc处的电压Uta、Utb、Utc也被称为开关节点电压。开关节点电压Uta、Utb、Utc以公共接地节点N为参考。
参考上文，控制通过电感器La、Lb、Lc中的每一个的电流Ia、Ib、Ic包括控制相应电感器La、Lb、Lc两端的电压Ula、Ulb、Ulc。每个电感器电压Ula、Ulb、Ulc由相应输入电压Ua、Ub、Uc减去相应开关节点电压Uta、Utb、Utc给出。输入电压Ua、Ub、Uc由电压源(诸如电网)预定义并且可以被测量，使得可以通过调节开关节点电压Uta、Utb、Utc来调节电感器电压Ula、Ulb、Ulc，并且因此调节电感器电流Ia、Ib、Ic。这在下面进行解释。
为了解释的目的，假设功率转换器处于稳定状态，其中DC链路电压Upn已经达到期望的电压电平。根据一个示例，PFC转换器在连续导通模式(CCM)下操作，使得电感器电流Ia、Ib、Ic在相应输入电压Ua、Ub、Uc的正半波和负半波中的每一个的整个中不降低到零。(当相应的输入电压Ua、Ub、Uc与零交叉时，输入电流Ia、Ib、Ic仅在短时间段内变为零)。
电感器电流Ia、Ib、Ic的电流流动方向取决于输入电压Ua、Ub、Uc的瞬时电压电平，并且被调节为使得每个电感器电流Ia、Ib、Ic在相应输入电压Ua、Ub、Uc的正半波期间为正并且在相应输入电压Ua、Ub、Uc的负半波期间为负。
下面参考控制通过第一电感器La的电流Ia来解释控制输入电流Ia、Ib、Ic。以下将该电流Ia称为第一输入电流。以同样的方式实现对输入电流Ia、Ib、Ic中的另外两个Ib、Ic的调节。在下文中，耦合到第一桥腿61的输入端a被称为第一输入端，在该输入端a处接收的电压Ua被称为第一输入电压，第一桥腿61的开关节点ta被称为第一开关节点，并且第一电感器La两端的电压Ula被称为第一电感器电压Ula。
第一电感器电压Ula由
Figure BDA0003263171530000211
给出，其中La表示第一电感器La的电感并且dIa/dt表示第一电感器电流Ia的时间导数。电感器电流Ia在电感器电压Ula为正时增大，在电感器电压Ula为负时减小，并且在电感器电压Ula为零时保持恒定。通过在DC链路节点p、n处的电位之间适当地切换第一开关节点ta处的开关节点电压Uta，可以控制第一输入电流Ia，使得其具有期望的波形，诸如正弦波形。在稳定状态和某些调制方法中，第一DC链路节点p处相对于公共接地节点N的电位Up为+0.5·Upn，并且第二DC链路节点n处相对于公共接地节点N的电位Un为-0.5·Upn。因此，第一开关节点电压Uta，在连接至第一开关节点ta的高侧开关61H导通(且高侧开关61H两端的电压降可以忽略)时，基本上等于0.5·Upn，并且在连接至第一开关节点ta的低侧开关61L导通(且低侧开关61L两端的电压降可以忽略)时，基本上等于-0.5·Upn。
根据一个示例，高侧开关61H和低侧开关61L以PWM方式以固定的开关频率fSW操作，其中在持续时间TSW(＝1/fSW)的每一驱动循环中，高侧开关61H导通第一时间段TON并关断第二时间段TOFF，且低侧开关61L关断第一时间段TON并导通第二时间段TOFF，其中TON+TOFF＝TSW。这在图18中示出，其示出了高侧开关61H和低侧开关61L在两个连续驱动循环中的驱动信号S61H、S61L的信号图。
当高侧开关61H和低侧开关61L的一个驱动周期TSW上的电感器电压Ula的平均值为正时，第一电感器电流Ia的平均值增大，当高侧开关61H和低侧开关61L的一个驱动周期上的电感器电压Ula的平均值为负时，第一电感器电流Ia的平均值减小，当高侧开关61H和低侧开关61L的一个驱动周期上的电感器电压Ula的平均值为零时，第一电感器电流Ia的平均值保持恒定。
开关频率fSW显著高于第一输入电压Ua的频率。例如，开关频率fSW在几kHz和几个10kHz之间并且可以达到例如几个100kHz。为了调整第一开关节点电压Uta，操作高侧开关61H和低侧开关61L的占空比发生变化。在下文中，d61H表示高侧开关61H的占空比，d61L表示低侧开关61L的占空比。这些占空比由等式(5a)、(5b)给出：
Figure BDA0003263171530000221
Figure BDA0003263171530000222
通过适当调整这些占空比d61H、d61L，可以调整第一开关节点电压Uta，其中示出第一开关节点电压Uta可以由等式(6)给出：
Uta＝0.5·Upn·d61H-0.5·Upn·d61L＝(d61H-0.5)·Upn (6)。
因此，通过适当地调整高侧开关61H的占空比d61H(和低侧开关61L的占空比d61L)，可以调整第一开关节点电压Uta并且因此第一电感器电压Ula。另一方面，基于期望的第一开关节点电压Uta和DC链路电压Upn，可以如下计算占空比d61H：
Figure BDA0003263171530000231
下面解释用于调节电感器电压Ula、Ulb、Ulc使得输入电流Ia、Ib、Ic基本上与输入电压Ua、Ub、Uc成比例的方法的一个示例。参考上文，这可以包括由控制电路15(图17中未示出)以脉宽调制(PWM)方式操作桥腿61、62、63的开关61H-63L，其中一个桥腿61、62、63的高侧开关61H、62H、63H和低侧开关61L、62L、63L以互补方式操作，使得一个桥腿61、62、63的高侧开关61H、62H、63H和低侧开关61L、62L、63L中仅一个同时导通。此外，为了避免交叉电流，在关断一个桥腿61、62、63中的高侧开关61H、62H、63H和低侧开关61L、62L、63L之一和导通一个桥腿61、62、63中的高侧开关61H、62H、63H和低侧开关61L、62L、63L中的另一个之间可能存在死区时间，其中在死区时间期间，高侧开关61H、62H、63H和低侧开关之一的续流元件接管电流。(每当相应输入电流为正时，高侧开关的续流元件接管电流，而每当相应输入电流为负时，则低侧开关的续流元件接管电流。)
下面参考图19A解释图17中所示的操作PFC转换器11，其中图19A示意性地示出了PFC控制电路16的一个示例。PFC控制电路是控制电路15的一部分(参见图1)并被配置为通过生成驱动信号S61-S63来驱动桥腿61-63中的开关61H-63L。应当注意的是，图19A中所示的框图示出了PFC控制电路16的功能块而不是具体实现方式。可以以各种方式实现那些功能块。根据一个示例，这些功能块是使用专用电路来实现的。根据另一个示例，使用硬件和软件来实现控制电路4。例如，第一控制电路包括微控制器和由微控制器执行的软件。
参考图19A，PFC控制电路16接收输出电压信号Uo'，其中输出电压信号Uo'代表输出电压Uo。可以通过任何种类的电压测量电路(未示出)以常规方式测量输出电压Uo以获得输出电压信号Uo'。PFC控制电路16包括接收输出电压信号Uo'和代表输出电压Uo的期望的电压电平的输出电压参考Uo*的第一滤波器70。例如，第一滤波器70从输出电压信号Uo'中减去输出电压参考Uo*，并对差值进行滤波以生成输出信号Ico*。根据一个示例，此输出信号Ico*代表进入输出电容器14(见图1)的期望的电流。第一滤波器70可以具有比例(P)特性、比例积分(PI)特性、比例积分微分(PID)特性等中的一个。根据一个示例，第一滤波器70具有PI特性。此滤波器也可被称为PI控制器。
加法器71接收滤波器输出信号Ico*和代表输出电流Io的输出电流信号Io'。可以通过任何种类的电流测量电路(未示出)以常规方式测量输出电流Io以获得输出电流信号Io'。加法器71的输出信号代表进入输出电容器14的期望的电流Ico加上输出电流Io并由乘法器72接收。乘法器72进一步接收输出电压参考Uo*并提供乘法器输出信号Po*，其中，该乘法器输出信号Po*代表SR转换器12的期望的输出功率，其是调节输出电压Uo，使得其基本上等于输出电压参考Uo*所需要的。乘法器输出信号Po*，在下文中也被称为输出功率参考Po*，也代表PFC转换器11在输入电压系统Ua、Ub、Uc的一个周期上的平均输入功率。然而，在PFC转换器11的三个输入节点a、b、c中的每一个处接收的瞬时输入功率由于输入电压Ua、Ub、Uc的交流特性而变化。
参考图19A，除法器(divider)73将乘法器输出信号Po*除以代表输入电压Ua、Ub、Uc的幅度
Figure BDA0003263171530000241
的平方的1.5倍(3/2倍)的信号
Figure BDA0003263171530000242
除法器73的输出信号G*代表PFC功率转换器11的总的期望的电导，其中总的期望的电导G*是功率转换器装置为实现期望的输入功率Po*所需的电导。
参考图19A，PFC控制电路16还包括三个支路，其中这些支路中的每一个接收除法器输出信号G*并生成相应开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*。这些开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*中的每一个定义了开关节点电压Uta、Utb、Utc中的相应一个的期望的电压电平。PWM调制器78接收开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*和DC链路电压参考Upn*并基于开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*和DC链路电压参考Upn*生成驱动信号S61H-S63L，使得开关节点电压Uta、Utb、Utc基本上等于相应开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*。当PFC转换器采用如图17中所示的B6拓扑结构时，桥腿中的开关61H-63L的占空比d61H、d62H、d63H可由PWM调制器基于等式(7)如下计算：
Figure BDA0003263171530000251
Figure BDA0003263171530000252
Figure BDA0003263171530000253
然而，这只是一个示例。在另一种类型的PFC转换器中，诸如例如具有在下文进一步解释的Vienna整流器拓扑结构的PFC转换器中，可以以不同的方式计算开关的占空比。然而，在每种情况下，通过操作桥电路来适当地调整开关节点电压Uta、Utb、Utc，使得这些开关节点电压与开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*一致。
参考图19A，接收除法器输出信号G*的三个支路中的每一个包括相应乘法器741、742、743，其将除法器输出信号G*与相应输入电压信号Ua'、Ub'、Uc'相乘。这些输入电压信号Ua'、Ub'、Uc'中的每一个代表输入电压Ua、Ub、Uc中的相应一个并且可以通过测量输入电压Ua、Ub、Uc来获得。这些乘法器741、742、743的输出信号Ia*、Ib*、Ic*是输入电流参考信号，即，这些信号Ia*、Ib*、Ic*中的每一个代表输入电流Ia、Ib、Ic中的相应一个的期望的电流电平。连接在相应乘法器741、742、743下游的相应减法器751、752、753从这些输入电流参考信号Ia*、Ib*、Ic*中的每一个中减去相应输入电流信号Ia'、Ib'、Ic'。这些输入电流信号Ia'、Ib'、Ic'中的每一个代表瞬时输入电流Ia、Ib、Ic中的相应一个并且可以通过测量输入电流Ia、Ib、Ic来获得。
参考图19A，减法器751、752、753中的每一个的输出信号由连接在相应减法器751、752、75下游的相应滤波器761、762、763进行滤波。每个滤波器761、762、763的输出信号Ula*、Ulb*、Ulc*代表三个电感器电压Ula、Ulb、Ulc中的相应一个的期望的电压电平。滤波器761、762、763可以具有比例(P)特性、比例-积分(PI)特性、比例-积分-微分(PID)特性等之一。
此外，参考图19A，另外的减法器771、772、773从输入电压信号Ua'、Ub'、Uc'中的每一个中减去相应电感器电压参考信号Ula*、Ulb*、Ulc*，以获得PWM调制器78接收的开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*。
在图19A所示的控制器16中，基于输出电压参考Uo*、代表瞬时输出电压Uo的输出电压信号Uo'和代表瞬时输出电流Io的输出电流信号Io'来计算期望的输出功率Po*。
当期望功率转换器调节提供给负载Z的输出电压Uo时，即当输出电压Uo不是由负载Z定义时，可以进一步使用图19A中所示类型的控制器16。
根据图19B中所示的另一个示例，输出功率参考Po*是基于功率转换器装置1的输出电流参考Io*计算的。此输出电流参考Io*可以由负载Z提供。例如，负载Z可以包括电池，使得输出电流参考Io*代表电池的期望的充电电流。
在图19B中所示的示例中，第一滤波器70接收输出电流参考Io*和代表输出电流Io的输出电流信号Io'。可以通过任何种类的电流测量电路(未示出)以常规方式测量输出电流Io以获得输出电流信号Io'。例如，第一滤波器70从输出电流信号Io'中减去输出电流参考Io*，并对差进行滤波以生成输出信号Ulo*。根据一个示例，该输出信号Ulo*代表输出电感器17(参见图1)两端的期望的电压，其可以在这种情况下被使用。第一滤波器70可以具有比例(P)特性、比例-积分(PI)特性、比例-积分-微分(PID)特性等之一。
参考图19B，加法器71接收滤波器输出信号Ulo*和代表输出电压Uo的输出电压信号Uo'。可以通过任何种类的电流测量电路(未示出)以常规方式测量输出电压Uo以获得输出电压信号Uo'。加法器71的输出信号代表输出电感器17两端的期望的电压加上输出电压Uo并由乘法器72接收。在根据图19B的示例中，乘法器72还接收输出电流参考Io*并提供输出功率参考Po*。还可以以与图19A中所示相同的方式处理此输出功率参考Po*。
如上所述，PFC转换器11不限于以B6拓扑结构来实现。图20示出了根据另一个示例的PFC转换器。在此示例中，PFC转换器11包括具有Vienna整流器拓扑结构的整流器，其中DC链路电容器电路13被如图3B中所示地实现并且包括第一DC链路电容器132和第二DC链路电容器133。图20中所示的Vienna整流器不同于图17中所示的B6拓扑结构，因为每个桥腿包括在相应开关节点ta、tb、tc和DC链路电容器电路13的抽头134之间的开关61T、62T、63T。半桥的高侧开关61H、62H、63H和低侧开关61L、62L、63L可以由与图20中所示的整流器元件具有相同极性的无源整流器元件(二极管)代替，或者高侧开关61H、62H、63H和低侧开关61L、62L、63L可以作为同步整流器操作。
在Vienna整流器中，通过开关61T、62T、63T的PWM操作来调整开关节点电压Uta、Utb、Utc，其中在开关61T、62T、63T的关断时段期间，开关节点ta、tb、tc取决于输入电流Ia、Ib、Ic的方向，被钳位到第一DC链路节点p处的电位或第二DC链路节点n处的电位。
在每种情况下，为了实现输入电流Ia、Ib、Ic的正弦电流波形，可以调节DC链路电压Upn，使得其等于或高于上面解释的最大线电压Ull_max。
PFC转换器11可以在三种不同的操作模式下操作，三种不同的操作模式可以被称为3/3模式、2/3模式和1/3模式并且在下面对其进行解释。
PFC转换器的3/3操作模式
在3/3模式下，PFC转换器11的每个桥腿中的至少一个开关在PWM模式下操作，如参考图18和19所解释的。在这种操作模式下，PFC转换器11能够调节输入电流Ia、Ib、Ic使得这些电流中的每一个基本上与相应的输入电压Ua、Ub、Uc成比例。此外，在此操作模式下，PFC转换器11能够调节PFC转换器11接收的输入功率，使得输入功率基本上等于输出功率参考Po*，其中可以基于输出电压参考Uo*获得输出功率参考Po*，如图19A中所示，或者可以基于输出电流参考Io*获得输出功率参考Po*，如图19B中所示。然而，在3/3模式下，可能出现相对高的开关损耗，因为三个桥腿中的每一个中的至少一个开关以PWM方式操作。
PFC转换器的1/3操作模式
当在1/3模式下操作PFC转换器时，可以降低PFC转换器11中的开关损耗。在这种操作模式下，三个桥腿中的仅一个中的至少一个开关同时在PWM模式下操作，而另外两个桥腿中的至少一个开关要么导通要么关断。例如，在图17中所示类型的PFC转换器11中，在1/3模式下操作PFC转换器11可以包括在PWM模式下操作桥腿61、62、63之一的高侧开关和低侧开关，并永久导通高侧开关和低侧开关之一，并永久关关断其他两个桥腿中的高侧开关和低侧开关中的另一个。这在图21中示出，图21示出了在输入电压系统的一个周期上，输入电压Ua、Ub、Uc、线电压Ull和驱动信号S61H-SS63L的信号图。
参考上文，在线电压Ull的每一个周期中：(a)三个输入电压Ua、Ub、Uc之一为最大输入电压Umax，其是高于其他两个输入电压的电压；(b)三个输入电压Ua、Ub、Uc之一为最小输入电压Umin，其是低于其他两个输入电压的电压；并且(c)三个输入电压Ua、Ub、Uc之一是中间输入电压Uint，其是介于最大输入电压和最小输入电压之间的电压。在线电压Ull的周期301中，例如，第一输入电压Ua为最大输入电压，第二输入电压Ub为最小输入电压，并且第三输入电压为中间输入电压。
根据一个示例，在1/3模式下操作PFC转换器包括以PWM方式操作接收中间输入电压的桥腿并且静态操作接收最大输入电压和最小输入电压的桥腿。参考图21，在根据图17的PFC转换器11中，(i)静态操作接收最大输入电压Umax的桥腿包括导通相应桥腿的高侧开关和关断相应桥腿的低侧开关，以及(ii)静态操作接收最小输入电压Umin的桥腿包括关断相应桥腿的高侧开关和导通相应桥腿的低侧开关。因此，在线电压Ull的周期301中，例如，第一桥腿61的高侧开关61H和第二桥腿62的低侧开关62L在整个周期301导通，第一桥腿61的低侧开关61L和第二桥腿62的高侧开关62H在整个周期301关断，并且第三桥腿63的高侧开关63H和低侧开关63L在整个周期301以PWM方式操作。
根据一个示例，静态操作接收最大输入电压Umax和最小输入电压Umin的桥腿可以包括关断高侧开关和低侧开关，使得相应输入电流流过相应桥腿中的续流(freewheeling)元件。
根据一个示例，参考图19A解释的PWM调制器78根据开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*来选择要在PWM模式下操作的桥腿和要静态操作的桥腿。可以假设电感器电压Ula、Ulb、Ulc与输入电压Ua、Ub、Uc相比较低，使得基于开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*，可以检测桥腿61、63、63中的哪个当前分别接收最大输入电压Umax、最小输入电压Umin和中间输入电压Uint。即，(a)开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*之一是最大开关节点电压参考Utmax*，其是高于开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*中的其他两个的开关节点电压参考，并且PWM调制器78静态操作与最大开关节点电压参考Utmax*相关联的桥腿；(b)开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*之一为最小开关节点电压参考Utmin*，其是低于开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*中的其他两个的开关节点电压参考，并且PWM调制器78静态操作与最小开关节点电压参考Utmin*相关联的桥腿；并且(c)开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*之一是中间开关节点电压参考Utint*，其是介于最大开关节点电压参考Utmax*和最小开关节点电压参考Utmin*之间的开关节点电压参考，并且PWM调制器78在PWM模式下操作与中间开关节点电压参考Utint*相关联的桥腿。
在1/3模式下操作PFC转换器11是在减少(reduced)开关模式下操作PFC转换器的一个示例，该模式是一种操作模式，其中三个以下的桥腿在PWM模式下操作。
PFC转换器的2/3操作模式
2/3模式是在减少的开关模式下操作PFC转换器11的另一个示例。在2/3模式下，三个桥腿61、62、63中的两个在PWM模式下操作，而三个桥腿61、62、63之一静态操作。基本上，在图17和20中所示类型的PFC转换器11中，输入电流Ia、Ib、Ic之和为零，即Ia+Ib+Ic＝0。因此，通过调节三个输入电流Ia、Ib、Ic中的两个，三个输入电流Ia、Ib、Ic中的第三个被自动调节。因此，PFC转换器可以以每次三个桥腿61、62、63之一被静态操作的方式操作。桥腿61、62、63可以交替地停用(deactivate)，每个是在预定义的时间段内停用。
在图22中示出了在2/3模式下操作图17中所示类型的PFC转换器11的一个示例，图22示出了在输入电压系统的一个周期上，输入电压Ua、Ub、Uc、线电压Ull和驱动信号S61H-SS63L的信号图。在此示例中，接收最小输入电压Umin的桥腿静态操作，而其他桥腿在PWM模式下操作。在2/3模式下静态操作桥腿与以上解释的在1/3模式下静态操作桥腿相同。
图22所示的方法可以通过参考图19A解释的PWM调制器78来实现，因为PWM调制器每次都静态地操作与最小开关节点电压参考Utmin*相关联的桥腿。
在图22所示的方法中，在输入电压系统的一个周期内，每个桥腿在等于线电压Ull的两个周期的时间段内静态操作。然而，这只是一个示例。也可以使用任何其他定时方案，其中根据一个示例，用于桥腿在输入电压系统的一个周期内静态操作的总的时间持续期间基本上相同。
基本上，当DC链路电压Upn等于或高于期望的最大开关节点电压Uttmax*时，PFC转换器11仅能够汲取与输入电压Ua、Ub、Uc同相的正弦输入电流Ia、Ib、Ic，其中最大开关节点电压Uttmax*由下式给出：
Uttmax*＝Utmax*-Utmin* (9)，
其中Utmax*表示最大的期望的开关节点电压，并且Utmin*表示上面解释的最小的期望的开关节点电压。参考上文，与输入电压Ua、Ub、Uc相比，电感器La、Lb、Lc两端的电压Ula、Ulb、Ulc较小。因此，也可被称为最大开关节点电压参考的最大的期望的开关节点电压Uttmax*近似等于线电压Ull(Uttmax*≈Ull)。特别地，最大开关节点电压参考Uttmax*以与线电压Ull相同的方式在输入电压系统Ua、Ub、Uc的一个周期内变化。
在1/3模式下，PFC转换器11不能同时调节输入电流Ia、Ib、Ic和输出功率Po的波形。根据一个示例，在PFC转换器的1/3模式下，DC链路电压Upn由SR转换器12调节，使得DC链路电压Upn至少近似等于最大的期望的开关节点电压Uttmax*。这样，就可以实现输入电流Ia、Ib、Ic的期望的波形。
图23中示出了被配置为控制SR转换器12的操作的控制器18的一个示例。此控制器18通过在初级侧桥电路2中生成用于开关21H-22L的驱动信号S21H-S22L，并通过在次级侧桥电路3中生成用于开关31H-32L的驱动信号S31H-S32L，来控制SR转换器12的操作。
参考图23，控制器18包括最大值和最小值选择器81，其从PFC转换器11的控制器(参见例如图19A中所示的控制器16)接收期望的开关节点电压Uta*、Utb*、Utc*。最大值和最小值选择器81被配置为选择并输出这些开关节点电压Uta*、Utb*、Utc*中的最大值Utmax*，并且被配置为选择并输出这些开关节点电压Uta*、Utb*、Utc*中的最小值Utmin*。减法器82接收最大开关节点电压Utmax*和最小开关节点电压Utmin*，并根据上述等式(9)计算最大开关节点电压参考Uttmax*。
最大值选择器83接收最大的期望的开关节点电压Uttmax*和取决于输出电压Uo的输出信号Uo1。根据一个示例，输出信号Uo1由等式(10)给出：
Uo1＝wr·Uo'+Um (10)，
其中Uo'是代表输出电压Uo的输出电压信号，n是谐振回路中的变压器41的绕组比率，并且Um是偏移量，其中此偏移量是可选的。最大开关节点电压参考Uttmax*和输出信号Uo1中的最大值形成DC链路电压参考Upn*，即Upn*＝max{Uttmax*；Uo1}。
参考图23，控制器18还包括模式选择器87，其接收测量的输出电压并输出操作模式信号omd，其中操作模式信号omd指示SR转换器在至少两种操作模式中的哪一种操作模式下操作。此外，控制器18包括接收DC链路电压参考Upn*和测得的DC链路电压Upn'的半周期选择器。半周期选择器88输出半周期信号hcy，其中半周期信号hcy指示控制器18将生成哪种类型的半周期。这将在下文进行详细解释。
参考图19，PWM调制器84接收操作模式信号omd和半周期信号hcy。PWM调制器84被配置为根据操作模式信号omd信号和半周期信号hcy生成第一和第二桥电路2、3的高侧开关21H、22H、31H、32H和低侧开关21L、22L、31L、32L的驱动信号。
PFC转换器中的操作模式选择
参考图19A和对应的描述，PFC转换器11的PWM调制器78接收DC链路电压参考Upn*以计算PFC转换器11中的至少一个开关的占空比。根据一个示例，PWM调制器78根据DC链路电压参考Upn*和最大开关节点电压参考Uttmax*来选择PFC转换器11的操作模式，其中PWM调制器78可以基于开关节点电压参考Uta*、Utb*、Utc*在内部计算最大开关节点电压参考Uttmax*，或从SR转换器12的控制器18接收最大开关节点电压参考Uttmax*。
根据一个示例，当最大开关节点电压参考Uttmax*等于DC链路电压参考Upn*时，PFC转换器11在1/3模式下操作。
在下文中，“最大开关节点电压参考Uttmax*等于DC链路电压参考Upn*”包括最大开关节点电压参考Uttmax*等于DC链路电压参考Upn*或在DC链路电压参考Upn*附近的给定范围内。
当DC链路电压参考Upn*高于最大开关节点电压参考Uttmax*时，PFC转换器11在2/3模式或3/3模式下操作。根据一个示例，当DC链路电压参考Upn*高于最大开关节点电压参考Uttmax*时，PFC转换器11在2/3模式下操作。
根据一个示例，计算PFC转换器11中的至少一个开关的占空比，使得PFC“自动”在1/3模式或2/3模式下操作。在这种情况下，占空比由PWM调制器7基于DC链路电压参考Upn*和最大开关节点电压参考Uttmax*计算如下，
Figure BDA0003263171530000321
Figure BDA0003263171530000322
Figure BDA0003263171530000323
其中dcm表示公共模式占空比，其由等式(12)给出：
Figure BDA0003263171530000324
图24A和24b示出了输入电压系统的一个周期、以这种方式计算的占空比d61H、d62H、d63H、对应的驱动信号S61H、S62H、S63H以及DC链路电压参考。图24A示出了其中DC链路电压参考Upn*等于最大开关节点电压参考Uttmax*，使得PFC转换器11在1/3模式下操作，的操作场景。图24B示出了其中DC链路电压参考Upn*等于开关节点电压参考Uttmax*，使得PFC转换器11在2/3模式下操作，的操作场景。
图24A和24B分别示出了纯1/3模式和纯2/3模式。即，在这些示例中，PFC转换器11在输入电压系统的整个周期在1/3模式或2/3模式下操作。然而，应该注意的是，根据DC链路电压参考Upn*和最大开关节点电压参考Uttmax*之间的关系，PFC转换器11在输入电压系统的一个周期内可以在1/3模式下和在2/3模式下操作。也就是说，在其中DC链路电压参考Upn*等于最大开关节点电压参考Uttmax*的那些时间段中，PFC转换器在1/3模式下操作，而在其中DC链路节点参考Upn*高于最大开关节点电压参考Uttmax*的其他时间段中，PFC转换器11在2/3模式下操作。
SR转换器中的操作模式选择
根据一个示例，PFC转换器11和SR转换器12的协同控制包括在PFC转换器11的每个操作模式下，通过SR转换器12来调节DC链路电压Upn。参考上文，负载Z可以包括电池，使得在这种情况下，输出电压Uo可以由负载Z定义并且输出功率Po由PFC转换器11调节。
SR模式
根据一个示例，当由输出电压信号Uo'代表的输出电压Uo高于预定义的第一阈值Uthl时，SR转换器12在SR模式下操作。根据一个示例，第一阈值Uth1由等式(13)给出：
Figure BDA0003263171530000331
其中wr是谐振回路40中的变压器41的绕组比率并且Ull_max是由输入电压系统Ua、Ub、Uc定义的最大线电压。根据一个示例，第一阈值Uth1与
Figure BDA0003263171530000332
成比例，
Figure BDA0003263171530000333
其中Ull_max是最大线电压，wr是绕组比率，而u是比例因子。根据一个示例，u选自1.01和1.2之间，特别是选自1.01和1.05之间。
根据另一个示例，第一阈值Uthl比
Figure BDA0003263171530000334
高一偏移v，
Figure BDA0003263171530000335
根据一个示例，v选自3V和20V之间，特别是选自5V和15V之间。
当SR转换器处于SR模式时，DC链路电压Upn基本上由输出电压Uo定义。选择由等式(9)定义的第一阈值Uth1确保当SR转换器12处于SR模式时，DC链路电压Upn高于最大线电压Ull_max，并且因此，对于PFC转换器11在2/3或3/3模式下操作是足够高的。
在根据图23的控制器中，模式选择器87将测得的输出电压Uo'与第一电压阈值Uth1进行比较，并根据该比较生成操作模式信号omd，其中模式选择器87生成操作模式信号omd，使得当测得的输出电压Uo'高于第一电压阈值Uth1时，它指示SR转换器12将在SR模式下操作。PWM调制器84接收操作模式信号，并且当操作模式信号omd指示SR转换器12将在SR模式下操作时，根据图8A至8C和相应的描述生成驱动信号S21H-S31L。根据一个示例，在SR模式下，PWM调制器84在生成驱动信号S21H-S31L时不考虑半周期信号hcy。
降压模式
根据一个示例，当输出电压Uo低于第一阈值Uthl时，SR转换器12在降压模式下操作。此外，在降压模式中，SR转换器12被配置为调节DC链路电压Upn，使得它基本上等于DC链路电压参考Upn*。
参考上文，DC链路电压参考Upn*由最大开关节点电压参考Uttmax*和输出信号Uo1＝wr·Uo'+Um的最大值给出(Upn*＝max{Uttmax*；Uo1})，使得SR转换器12调节DC链路电压Upn：(a)使得只要最大开关节点电压参考Uttmax*高于输出信号Uo1，DC链路电压Upn就等于最大开关节点电压参考Uttmax*；以及(b)使得当输出信号Uo1高于最大开关节点电压参考Uttmax*时，DC链路电压Upn等于输出信号Uo1。在根据图23的控制器中，模式选择器87将测得的输出电压Uo'与第一电压阈值Uth1进行比较，并根据此比较生成操作模式信号omd，其中模式选择器87生成操作模式信号omd，使得当测得的输出电压Uo'低于第一电压阈值Uth1时其指示SR转换器12将在降压模式下操作。
PWM调制器84接收操作模式信号omd，并且当操作模式信号omd指示SR转换器12将在降压模式下操作时，根据半周期信号生成驱动信号S21H-S31L，使得生成降压半周期或SR半周期。根据DC链路电压参考Upn*和测得的DC链路电压Upn'生成半周期信号hcy，其中，根据一个示例，半周期信号hcy是基于比较DC链路节点参考Upn*和测得的DC链路电压Upn'而生成的。
根据一个示例，半周期选择器88仅基于DC链路电压参考Upn*和测得的DC链路电压Upn'来生成半周期信号hcy。在图25A中示出了这种类型的半周期选择器88。
根据图25A的半周期选择器88包括比较器881，其接收DC链路电压参考Upn*和测得的DC链路电压Upn'并输出半周期信号。当测得的DC链路电压Upn'低于DC链路电压参考Upn*时，此半周期信号hcy具有第一信号，其在下文中被称为降压电平。
根据一个示例，在降压模式中，PWM调制器84监测半周期信号hcy并在半周期信号hcy具有降压电平时生成降压半周期。参考上文，生成降压半周期使得DC链路电压Upn增大，其中可能需要一个降压半周期或多个降压半周期来使得DC链路电压Upn上升到DC链路电压参考Upn*以上。当测得的DC链路电压Upn'在降压模式下指示DC链路电压Upn高于DC链路电压参考Upn*时，由PWM调制器生成SR半周期，直到DC链路电压Upn再次降到DC链路电压参考Upn*以下。PWM调制器84可以根据上文解释的任何示例生成降压半周期。
图26示出了说明当SR转换器12处于降压模式时功率转换器装置的操作的信号图。尤其是，图26示出了输入电压Ua、Ub、Uc、输入电流Ia、Ib、Ic、DC链路电压Upn、输出电压Uo以及PFC转换器11中的高侧开关61H、62H、63H的驱动信号S61H、S62H、S63H的信号波形。仅出于说明的目的，图26中所示的信号图以及下文进一步解释的图27和28中所示的信号图说明了其中SR转换器12中的变压器的绕组比率为wr＝1的功率转换器装置的操作。
图26中所示的信号图示出了在输出电压Uo如此低以致DC链路电压参考Upn*仅由最大开关节点电压参考Uttmax*支配的时间段中操作功率转换器装置。也就是说，在此操作模式下，输出信号Uo1低于最大开关节点电压参考Uttmax*。因此，SR转换器12基于输出电压Uo生成DC链路电压Upn，使得它基本上等于最大开关节点电压参考Uttmax*，如上所述，最大开关节点电压参考基本上等于最大线电压。在图26所示的整个时间段，PFC转换器11在1/3模式下操作。
参考上文，SR转换器12的操作模式取决于输出电压Uo。图27示出了与图26中相同的信号的信号图，以示出取决于输出电压Uo的PFC转换器11的不同操作模式和SR转换器12的不同操作模式。图27是示意图，其中为了说明的目的，假设输出电压Uo在输入电压系统Ua、Ub、Uc的几个周期内显著增大。实际上，可以假设输出电压Uo变化非常缓慢，并且在输入电压系统Ua、Ub、Uc的几个周期内基本上恒定。
在图27中所示的第一时间段Tl中，输出电压Uo如此之低以至于DC链路电压参考Upn*仅由最大开关节点电压参考Uttmax*控制。因此，如已经参考图25解释的，SR转换器12基于输出电压Uo生成DC链路电压Upn，使得它基本上等于最大开关节点电压参考Uttmax*。此外，PFC转换器11在整个此时间段在1/3模式下操作。
在第二时间段T2的开始，输出电压Uo已达到电压电平，使得在输入电压系统Ua、Ub、Uc的整个每个周期存在其中输出信号Uo1高于最大开关节点电压参考Uttmax*的时间段。在这些时间段中，DC链路电压参考Upn*由输出信号Uo1支配，使得SR转换器12基于输出信号Uo1生成DC链路电压UPN，而PFC转换器在2/3模式下操作(或可以在3/3模式下操作，这在图26中未示出)。在输入电压系统Ua、Ub、Uc的整个每个周期的其他时间段中，输出信号Uo1低于最大开关节点电压参考Uttmax*，使得DC链路电压参考Upn*受最大开关节点电压参考Uttmax*支配，并且PFC转换器11在1/3模式下操作。如从图25可以看出的，其中PFC转换器11在2/3模式下操作的时间段的持续时间随着输出电压Uo的增大而增加。这是因为如下事实：当输出电压Uo增大时，其中输出信号Uo1大于(变化的)最大开关节点电压参考Uttmax*的时间段变得更长。
参考等式(9)，输出信号Uo1可以包括不同于零的偏移部分Um。该偏移部分，也可被称为降压模式裕度，确保只要SR转换器处于降压模式，Upn*就总是大于n·Uo，并且从而使得SR转换器12能够在降压模式下操作。根据一个示例，Um为零。
参考图27，在第三时间段开始时，输出电压Uo已经达到第一阈值Uthl，使得SR转换器12开始在SR模式下操作。根据一个示例，第一阈值Uth1被选择为使得输出信号Uo1高于最大开关节点电压参考Uttmax*，从而当输出电压Uo具有使得PFC转换器仅在2/3模式(或3/3模式)下操作的电压电平时，SR转换器12进入SRC模式。这可以通过根据等式(9)选择第一阈值来实现。
升压模式
根据图28中所示的一个示例，当输出电压Uo达到高于第一阈值的预定义的第二阈值Uth2时，SR转换器12进入升压模式。在升压模式下，SR转换器12调节DC链路电压Upn，使得DC链路电压Upn具有独立于输出电压Uo的固定的电压电平Upnth2。根据一个示例，此电压电平等于在SR转换器12正好进入SR模式之前DC链路电压Upn在SR转换器12的SR模式下已经达到的电压电平。因此，根据一个示例，Upnth2由以下等式给出：
Upnth2＝wr·Uth2 (15)。
当SR转换器12处于升压模式下时，PFC转换器11处于2/3模式(或3/3模式)下。
通过将DC链路电压Upn固定为Upnth2，PFC转换器11可以用具有适应于Upnth2的电压阻断能力的电子开关来实现，而SR转换器12中的电子开关的电压阻断能力可以适应于输出电压Uo，其可能高于DC链路电压Upn。因此，PFC转换器11可以用具有比SR转换器12中的电子开关更低的电压阻断能力的电子开关来实现。这可以帮助降低整个功率转换器装置的成本。
根据一个示例，第二阈值Uth2被选择为使得固定的DC链路电压Upnth2在PFC转换器中的器件的电压阻断能力的60％和80％之间。根据一个示例，PFC转换器11中的器件，诸如上面解释的开关S61H-S63H或S61H-S63L，具有大约1200V的电压阻断能力并且Upnth2选自800V和850V之间。
在升压模式下操作SR转换器12与将DC链路电压参考Upn*限制为Upnth2相关联。这可以通过图23中所示的控制器18中的限制器86来实现。此限制器86接收输出电压信号Uo1并将输出电压信号Uo1限制为Upnth2。
根据图23的控制器18可以被配置为在升压模式下操作SR转换器12。在这种情况下，模式选择器87将测得的输出电压Uo'与第二电压阈值Uth2进行比较，并生成操作模式信号omd，使得当测得的输出电压Uo'高于第二电压阈值Uth2时，它指示SR转换器12将在升压模式下操作。。
此外，PWM调制器84接收操作模式信号omd，并且当操作模式信号omd指示SR转换器12将在升压模式下操作时，生成取决于于半周期信号的驱动信号S21H-S31L，使得生成升压半周期或SR半周期。根据DC链路电压参考Upn*和测得的DC链路电压Upn'生成半周期信号hcy，其中，根据一个示例，半周期信号hcy是基于比较DC链路节点参考Upn*和测得的DC链路电压Upn'而生成的。
根据一个示例，半周期选择器88与图25一致，其仅基于DC链路电压参考Upn*和测得的DC链路电压Upn'来生成半周期信号hcy。在这种情况下，当测得的DC链路电压Upn'高于(钳位的)DC链路电压参考Upn*时，半周期信号hcy具有第二信号电平，其在下文中被称为升压电平。
根据一个示例，在升压模式中，PWM调制器84监测半周期信号hcy并且当半周期信号hcy具有升压电平时生成升压半周期。参考图14，例如，生成升压半周期可以使得DC链路电压Upn增大，因为谐振电流Ir可以减小并且进入DC链路电容器电路13的电流Icpn可以增大。在DC链路电压Upn的这种增大之后，DC链路在随后的SR半周期期间可能会降低。
每当测得的DC链路电压Upn'指示在升压模式下DC链路电压Upn低于DC链路电压参考Upn*时，生成升压周期。在此升压周期期间，谐振电流Ir增大，但是由于在升压半周期期间从DC链路电容器电路13获取的电流相对较低，所以DC链路电压Upn增大。在接下来的(几个)SR半周期期间，DC链路电压Upn由于谐振电流Ir的增大而降低，直到DC链路电压Upn再次达到Upn*，并生成下一个升压半周期。
尽管本公开不限于此，但以下编号的示例展示了本公开的一个或多个方面。
示例1-一种功率转换方法，包括：
在至少两种不同的操作模式之一下操作PFC转换器，所述PFC转换器被配置为接收三个输入电压并在DC链路节点之间提供DC链路电压；以及根据SR转换器的输出电压而在至少两种不同的操作模式之一下操作所述SR转换器，所述SR转换器经由所述DC链路节点耦合到所述PFC转换器，其中，操作所述SR转换器包括根据DC链路电压参考来调节所述DC链路电压的电压电平，并且其中，所述SR转换器的所述至少两种不同的操作模式包括降压模式和串联谐振模式。
示例2-如权利要求1所述的方法，其中，在至少两种不同的操作模式之一下操作所述SR转换器包括：当所述输出电压低于第一电压阈值时，在所述降压模式下操作所述SR转换器。
示例3-如权利要求2所述的方法，其中，所述SR转换器包括变压器，所述变压器具有初级绕组的绕组数np与次级绕组的绕组数ns之间的绕组比率wr；并且其中，所述第一电压阈值由
Figure BDA0003263171530000391
给出，其中，Ull_max是所述输入电压的最大线电压。
示例4-如权利要求3所述的方法，其中，
Figure BDA0003263171530000392
其中，v选自0V和20V之间。
示例5-如前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述SR转换器包括谐振电路，并且其中，在所述至少两种不同的操作模式中的每一种下操作所述SR转换器包括基于所述DC链路节点之间可得到的DC链路电压来生成由所述谐振电路接收的交流初级电压。
示例6-如权利要求5所述的方法，其中，所述谐振电路具有谐振频率，并且其中，所述初级电压的频率在所述谐振频率的9％和110％之间。
示例7-如权利要求5或6所述的方法，其中，在所述降压模式下操作所述SR转换器包括相对于所述DC链路电压的电压电平调制所述初级电压的幅度。
示例8-如权利要求7所述的方法，其中，相对于所述DC链路电压调制所述初级电压的所述幅度包括生成降压半周期，在所述降压半周期中，所述初级电压在预定义的时间持续期间内具有低于所述DC链路电压的减小的幅度。
示例9-如权利要求8所述的方法，其中，所述减小的幅度是零。
示例10-如权利要求8所述的方法，其中，所述减小的幅度在所述DC链路电压的40％和60％之间。
示例11-如权利要求8-10中任一项所述的方法，其中，所述预定义的时间持续期间是相应半周期的持续时间。
示例12-如权利要求8-10中任一项所述的方法，其中，所述预定义的时间持续期间小于相应半周期的持续时间。
示例13-如权利要求8至12中任一项所述的方法，其中，所述方法包括根据半周期信号生成降压半周期，其中，所述半周期信号的信号电平取决于所述DC链路电压参考和所述DC链路电压，并且其中，每当所述半周期信号具有预定义的第一信号电平时，生成降压半周期。
示例14-如权利要求13所述的方法，其中，当所述DC链路电压低于所述DC链路电压参考时，生成所述半周期信号，使得所述半周期信号具有所述第一信号电平。
示例15-如前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述PFC转换器的所述至少两种不同的操作模式包括1/3模式和2/3模式，并且其中，在所述至少两种不同的操作模式之一下操作所述PFC转换器包括根据所述DC链路电压参考在所述至少两种不同的操作模式之一下操作所述PFC转换器。
示例16-如权利要求15所述的方法，其中，操作所述PFC转换器包括调节由所述PFC转换器接收的三个输入电流的电流波形，其中，调节所述三个输入电流的所述电流波形包括根据开关节点电压参考来调节所述PFC转换器的开关节点电压，并且其中，在所述至少两种不同的操作模式之一下操作所述PFC转换器包括根据所述DC链路电压参考和最大开关节点电压参考之间的关系在所述至少两种不同的操作模式之一下操作所述PFC转换器。
示例17-如权利要求16所述的方法，其中，当所述DC链路电压参考高于所述最大开关节点电压参考时，在所述2/3模式下操作所述PFC转换器。
示例18-如权利要求17所述的方法，其中，将所述DC链路电压参考选择为所述最大开关节点电压参考和取决于所述输出电压的输出电压值中的较大者。
示例19-如前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述SR转换器的所述至少两种不同的操作模式还包括升压模式，并且其中，所述方法还包括当所述输出电压高于第二阈值时，在所述升压模式下操作所述SR转换器。
示例20-如权利要求19所述的方法，其中，在所述升压模式下操作所述SR转换器包括调节所述DC链路电压，使得所述DC链路电压具有固定的电压电平。
示例21-如权利要求19或20所述的方法，其中，所述SR转换器包括谐振电路，并且其中，在所述升压模式下操作所述SR转换器包括调制由所述谐振电路提供的次级电压的幅度。
示例22-一种功率转换器装置，包括：PFC转换器，被配置为接收三个输入电压并在DC链路节点之间提供DC链路电压；SR转换器，经由所述DC链路节点耦合到所述PFC转换器；以及控制电路，被配置为在至少两种操作模式之一下操作所述PFC转换器，并且根据所述SR转换器的输出电压在至少两种不同的操作模式之一下操作所述SR转换器，通过操作所述SR转换器，根据DC链路电压参考来调节所述DC链路电压的电压电平，其中，所述SR转换器的所述至少两种不同的操作模式包括降压模式和串联谐振模式。
示例23-如权利要求22所述的功率转换器装置，其中，当所述输出电压低于第一电压阈值时，所述控制电路被配置为在所述降压模式下操作所述SR转换器。
示例24-根据权利要求23所述的功率转换器装置，其中，所述SR转换器包括变压器，所述变压器的绕组比率wr在初级绕组的绕组数np和次级绕组的绕组数ns之间；并且其中，所述第一电压阈值由
Figure BDA0003263171530000411
给出，其中，Ull_max是所述输入电压的最大线电压。
示例25-如权利要求24所述的功率转换器装置，其中，
Figure BDA0003263171530000412
Figure BDA0003263171530000413
其中v选自0V和20V之间。
示例26-根据权利要求22至25中任一项所述的功率转换器装置，其中，所述SR转换器包括谐振电路，并且其中，所述控制电路被配置为在所述至少两种不同的操作模式中的每一种下操作所述SR转换器，使得所述谐振电路接收基于所述DC链路节点之间可用的DC链路电压的交流初级电压。
示例27-根据权利要求26所述的功率转换器装置，其中，所述谐振电路具有谐振频率，并且其中，所述初级电压的频率在所述谐振频率的90％和110％之间。
示例28-根据权利要求26或27所述的功率转换器装置，其中，在所述SR转换器12的所述降压模式下，所述控制电路被配置为相对于所述DC链路电压的电压电平调制所述初级电压的幅度。
示例29-根据权利要求28所述的功率转换器装置，其中，所述控制电路被配置为操作所述SRC转换器，使得为了相对于所述DC链路电压调制所述初级电压的幅度，生成半周期，在所述半周期中，在预定义的时间持续期间内，所述初级电压具有低于所述DC链路电压的减小的幅度。
示例30-如权利要求29所述的功率转换器装置，其中，所述减小的幅度为零。
示例31-如权利要求29所述的功率转换器装置，其中，所述减小的幅度在所述DC链路电压的40％和60％之间。
示例32-如权利要求29至31中任一项所述的功率转换器装置，其中，所述预定义的时间持续期间是相应半周期的持续时间。
示例33-如权利要求29至31中任一项所述的功率转换器装置，其中，所述预定义时间持续期间小于相应半周期的持续时间。
示例34-如权利要求22至33中任一项所述的功率转换器装置，其中，所述PFC转换器的所述至少两种不同的操作模式包括1/3模式和2/3模式，并且其中，所述PFC转换器被配置为根据所述DC链路电压参考而在所述至少两种不同的操作模式之一下操作。
示例35-如权利要求34所述的功率转换器装置，其中，所述控制电路被配置为：操作所述PFC转换器，使得由所述PFC转换器接收的三个输入电流的电流波形被调节；根据开关节点电压参考来调节所述PFC转换器的开关节点电压，以调节所述三个输入电流的电流波形；以及根据所述DC链路电压参考和最大开关节点电压参考之间的关系在所述至少两种不同的操作模式之一下操作所述PFC转换器。
示例36-如权利要求35所述的功率转换器装置，其中，当所述DC链路电压参考高于所述最大开关节点电压参考时，控制电路被配置为在2/3模式下操作所述PFC转换器。
示例37-如权利要求36所述的功率转换器装置，其中，所述控制电路被配置为将所述DC链路电压参考选择为所述最大开关节点电压参考和取决于所述输出电压的输出电压值中的较大者。
示例38-如权利要求24至37中任一项所述的功率转换器装置，其中，所述SR转换器的所述至少两种操作模式还包括升压模式，并且其中，当所述输出电压高于第二电压阈值时，所述控制电路被配置为在所述升压模式下操作所述SR转换器。
示例39-如权利要求38所述的功率转换器装置，其中，所述控制电路被配置为在所述升压模式下操作所述SR转换器，使得所述DC链路电压被调节为具有固定的电压电平。
示例40-如权利要求38或39所述的功率转换器装置，其中，所述SR转换器包括谐振电路，并且其中，所述控制电路被配置为在所述升压模式下操作所述SR转换器，使得由所述谐振电路提供的次级电压的幅度被调制。

Claims (18)

1.一种功率转换方法，包括：
在至少两种不同的操作模式之一下操作PFC转换器(11)，所述PFC转换器(11)被配置为接收三个输入电压(Ua、Ub、Uc)并在DC链路节点(p、n)之间提供DC链路电压(Upn)；以及
根据SR转换器(12)的输出电压(Uo)而在至少两种不同的操作模式之一下操作所述SR转换器(12)，所述SR转换器(12)经由所述DC链路节点(p、n)耦合到所述PFC转换器(11)，
其中，操作所述SR转换器(12)包括根据DC链路电压参考(Upn*)来调节所述DC链路电压(Upn)的电压电平，并且
其中，所述SR转换器(12)的所述至少两种不同的操作模式包括降压模式和串联谐振(SR)模式。
2.如权利要求1所述的方法，
其中，在至少两种不同的操作模式之一下操作所述SR转换器(12)包括：
当所述输出电压(Uo)低于第一电压阈值(Uth1)时，在所述降压模式下操作所述SR转换器(12)。
3.如权利要求2所述的方法，
其中，所述SR转换器(12)包括变压器(4)，所述变压器(4)具有初级绕组(41p)的绕组数np与次级绕组(41s)的绕组数ns之间的绕组比率wr，并且
其中，所述第一电压阈值(Uth1)由
Figure FDA0003263171520000011
给出，
其中，Ull_max是所述输入电压(Ua、Ub、Uc)的最大线电压。
4.如前述权利要求中任一项所述的方法，
其中，所述SR转换器(12)包括谐振电路(4)，并且
其中，在所述至少两种不同的操作模式中的每一种下操作所述SR转换器(12)包括基于所述DC链路节点(p、n)之间可得到的DC链路电压(Upn)来生成由所述谐振电路(4)接收的交流初级电压(Upri)。
5.如权利要求4所述的方法，
其中，所述谐振电路(4)具有谐振频率(fres)，并且
其中，所述初级电压(Upri)的频率在所述谐振频率(fres)的9％和110％之间。
6.如权利要求4或5所述的方法，
其中，在所述降压模式下操作所述SR转换器(12)包括相对于所述DC链路电压(Upn)的电压电平调制所述初级电压(Upri)的幅度。
7.如权利要求6所述的方法，其中，相对于所述DC链路电压调制所述初级电压(Upri)的所述幅度包括生成降压半周期，在所述降压半周期中，所述初级电压(Upri)在预定义的时间持续期间内具有低于所述DC链路电压(Upn)的减小的幅度。
8.如权利要求7所述的方法，
其中，所述预定义的时间持续期间是相应半周期的持续时间。
9.如权利要求7所述的方法，
其中，所述预定义的时间持续期间小于相应半周期的持续时间。
10.如权利要求7至9中任一项所述的方法，
其中，所述方法包括根据半周期信号(hcy)生成降压半周期，
其中，所述半周期信号(hcy)的信号电平取决于所述DC链路电压参考(Upn*)和所述DC链路电压(Upn)，并且
其中，每当所述半周期信号(hcy)具有预定义的第一信号电平时，生成降压半周期。
11.如权利要求10所述的方法，
其中，当所述DC链路电压(Upn)低于所述DC链路电压参考(Upn*)时，生成所述半周期信号(hcy)，使得所述半周期信号(hcy)具有所述第一信号电平。
12.如前述权利要求中任一项所述的方法，
其中，所述PFC转换器(11)的所述至少两种不同的操作模式包括1/3模式和2/3模式，并且
其中，在所述至少两种不同的操作模式之一下操作所述PFC转换器(11)包括根据所述DC链路电压参考(Upn*)而在所述至少两种不同的操作模式之一下操作所述PFC转换器(11)。
13.如权利要求12所述的方法，
其中，操作所述PFC转换器(11)包括调节由所述PFC转换器(11)接收的三个输入电流(Ia、Ib、Ic)的电流波形，
其中，调节所述三个输入电流(Ia、Ib、Ic)的所述电流波形包括根据开关节点电压参考(Uta*、Utb*、Utc*)来调节所述PFC转换器的开关节点电压(Uta、Utb、Utc)，并且
其中，在所述至少两种不同的操作模式之一下操作所述PFC转换器(11)包括根据所述DC链路电压参考(Upn*)和最大开关节点电压参考(Uttmax*)之间的关系而在所述至少两种不同的操作模式之一下操作所述PFC转换器(11)。
14.如权利要求13所述的方法，其中，当所述DC链路电压参考(Upn*)高于所述最大开关节点电压参考(Uttmax*)时，在所述2/3模式下操作所述PFC转换器(11)。
15.如权利要求14所述的方法，
其中，将所述DC链路电压参考(Upn*)选择为所述最大开关节点电压参考(Uttmax*)和取决于所述输出电压(Uo)的输出电压值(Uo1)中的较大者。
16.如前述权利要求中任一项所述的方法，
其中，所述SR转换器(12)的所述至少两种不同的操作模式还包括升压模式，并且
其中，所述方法还包括当所述输出电压(Uo)高于第二阈值(Uth2)时，在所述升压模式下操作所述SR转换器(12)。
17.如权利要求16所述的方法，其中，在所述升压模式下操作所述SR转换器(12)包括调节所述DC链路电压(Upn)，使得所述DC链路电压(Upn)具有固定的电压电平。
18.一种功率转换器装置，包括：
PFC转换器(11)，被配置为接收三个输入电压(Ua、Ub、Uc)并在DC链路节点(p、n)之间提供DC链路电压(Upn)；
SR转换器(12)，经由所述DC链路节点(p、n)耦合到所述PFC转换器(11)；以及
控制电路(15)，被配置为
在至少两种操作模式之一下操作所述PFC转换器(11)，并且
根据所述SR转换器(12)的输出电压(Uo)而在至少两种不同的操作模式之一下操作所述SR转换器(12)，
通过操作所述SR转换器(12)，根据DC链路电压参考(Upn*)来调节所述DC链路电压(Upn)的电压电平，
其中，所述SR转换器(12)的所述至少两种不同的操作模式包括降压模式和串联谐振(SR)模式。
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