CN114204697B - 一种基于pt对称原理的无线能量传输系统及控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种基于PT对称原理的无线能量传输系统及控制方法，属于无线电能传输技术领域。针对现有PT对称原理的无线能量传输系统中，输出功率低，系统整体效率不高，开关管控制精度不高的问题，发明了一种基于锁相环控制的PT对称原理的无线能量传输系统。包括能量发射部分和能量接收部分；能量发射部分包括直流电源、高频逆变器、发射端谐振补偿电容、发射端线圈、电流检测单元、相位补偿单元、锁相环控制单元、死区控制单元、隔离驱动单元；能量接收部分包括接收端线圈、接收端谐振补偿电容、电阻负载。本发明通过锁相环的精确控制，在PT对称状态时，使得系统可以保持恒定的传输效率，具有较强的抗偏移能力，控制简单。
Description
技术领域
本发明涉及无线电能传输技术领域，尤其涉及一种基于PT对称原理的无线能量传输系统及控制方法。
背景技术
无线电能传输技术是一种新型的电能传输方法，它通过电磁效应或能量交换，实现电能从电源无电气接触地传输到负载，与传统的有线传输方式相比，它具有安全可靠的优点，特别适用于一些特殊的应用场合，近年来已广泛应用于医疗植入式设备、电子消费产品、电动汽车充电等领域。传统谐振式无线电能传输技术虽然传输距离高于感应式无线电能传输技术，但仍存在频率分裂、近距离输出功率不稳定等问题，这些问题限制了无线电能传输技术的进一步应用。
2017年由斯坦福大学的Assawaworrar团队首次将量子力学中的宇称时间(PT)对称理论应用于无线电能传输系统中。该系统在1m传输距离内的任何位置都可以实现恒定效率的能量传输。虽然该无线电能传输系统可以保证两个谐振单元之间传输效率保持在90％以上，但由于能量发射部分采用的运算放大器，其能量注入效率较低，系统的整体效率仅仅只有10％，传输功率也只有几毫瓦。
华南理工大学的研究团队在其基础上使用了高效率的电力电子开关器件，使得传输功率大大提高，但由于系统工作在极高的频率，其作为控制开关器件开通与关断的过零比较器在高频率下会有相位失真问题，无法保证系统开关器件的精确控制。
发明内容
针对现有技术存在的不足，本发明提出了一种基于PT对称原理的无线能量传输系统及控制方法。
为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：
一方面，本发明提供一种基于PT对称原理的无线能量传输系统，包括能量发射部分和能量接收部分，具体为：
所述能量发射部分包括直流电源UDC、高频逆变器电路H、直流电源与高频逆变器的等效内阻Rs、发射端谐振补偿电容C1、发射端线圈L1、发射端线圈等效电阻R1、电流检测电路、差分放大电路、相位补偿电路、锁相环控制电路、死区时间控制电路、驱动电路；
高频逆变器电路采用单相全桥逆变器，由4个功率器件构成；
所述直流电源UDC与所述高频逆变器电路H输入端相连，高频逆变器电路H输出端与直流电源与高频逆变器的等效内阻Rs一端相连，直流电源与高频逆变器的等效内阻Rs的另一端与所述发射端谐振补偿电容C1一端相连，发射端谐振补偿电容C1另一端与所述发射端线圈L1一端相连；发射端线圈L1另一端与所述电流检测电路输入端相连，发射端线圈L1另一端与发射端线圈等效电阻R1相连且接地，发射端线圈等效电阻R1另一端与高频逆变器H另一端相连，电流检测电路的输出端与所述差分放大电路输入端相连，差分放大电路的输出端与相位补偿电路的输入端相连，相位补偿电路的输出端与所述锁相环控制电路输入端相连，锁相环控制电路的输出端与所述死区时间控制电路输入端相连，死区时间控制电路的输出端与所述驱动电路的输入端相连，驱动电路的输出端与高频逆变器H的四个开关管的栅极相连；
所述能量接收部分包括接收端线圈L2、接收端线圈等效电阻R2、接收端谐振补偿电容C2、负载电阻RL；
所述接收端线圈L2一端与所述接收端谐振补偿电容C2的一端相连，接收端谐振补偿电容C2的另一端与所述负载电阻RL一端相连，负载电阻RL的另一端与所述接收端线圈等效电阻R2的一端相连，接收端线圈等效电阻R2的另一端与接收端线圈L2的另一端相连；
另一方面，本发明还提供一种基于PT对称原理的无线能量传输控制方法，基于前述一种基于PT对称原理的无线能量传输系统系统实现，包括以下步骤：
步骤1：将高频逆变器与直流电源相连接，将直流输入电压转变为高频交流方波电压；所述高频方波电压在发射端谐振补偿电容和发射端线圈所组成的发射端谐振回路上产生高频交流电，高频交流电经发射端谐振回路产生高频交变强磁场，且高频方波电压频率与发射端谐振频率一致，使发射端谐振回路工作在谐振状态，从而实现能量的发射；
电流检测电路采集发射端线圈的输出电流，并通过检测电阻将电流信号变为电压信号；检测电阻检测到的电压信号再通过差分放大电路，在抑制共模干扰的同时将检测到的电压信号进行放大，放大后的电压信号再通过相位补偿电路，对由于检测电路、锁相环控制器、隔离驱动以及MOS管通断导致的延时进行相位补偿；经过相位补偿电路补偿后的电压信号送入锁相环控制器的信号输入端口，锁相环控制器经过其闭环控制，将输出一与输入的电压信号同相位同频率的脉冲宽度调制PWM控制电压信号，该PWM控制电压信号送入到死区时间控制电路输入端口，死区时间控制电路将输出一带有死区时间的PWM控制电压信号；最后，驱动电路根据所得的带有死区时间的PWM控制电压信号控制高频逆变器的开关器件的导通和关断，以实现高频逆变器输出电压与电流同相位同频率，使高频逆变器工作在负电阻状态；
锁相环控制电路在系统运行时，对发射端谐振回路的谐振电流进行实时采样，并将采集的电流转化为电压信号Ui与逆变器输出的方波电压UO的相位进行比较，得到相应的相位差后，将相位差转化为与之对应的电压信号Ud，再经过环路滤波器，滤除Ud信号中的高频噪声和干扰，得到滤波后的电压信号UC，经过压控振荡器，输出与UC成正比例的频率信号UO频率与输入信号Ui的频率保持一致；
步骤2：接收端线圈与接收端谐振补偿电容组成接收端谐振回路，其谐振回路参数与发射端谐振回路相同，也工作在谐振状态；此时，发射端谐振回路与接收端谐振回路处于谐振状态，发射端与接收端的谐振回路中会产生谐振电压，发射端和接收端的谐振线圈通过谐振产生高频磁场的耦合来实现能量的传输，最后供给负载，实现基于PT对称原理的无线能量传输；
所述PT对称满足：
高频逆变器电路拓扑为全桥电压型电路拓扑；
所述发射端谐振回路与接收端谐振回路均采用串联型补偿拓扑结构，所述发射端谐振补偿电容C1，接收端谐振补偿电容C2，其电容值相等都为：1/ω2L；
其中，L为发射端和接收端线圈电感；ω表示固有谐振角频率；
发射端谐振回路与接收端谐振回路的固有谐振频率f0与高频逆变器逆变频率f相同；其中，La为发射端线圈L1电感值，Ca为发射端谐振补偿电容C1的电容值；
无线能量传输系统稳态运行需要满足的PT对称条件为：
其中，为发射端谐振回路固有角频率，/>为接收端谐振回路固有角频率，Lb为接收端线圈L2电感值，UDC输入的直流电源电压，I1为高频逆变器输出电流有效值，Ra为发射端线圈内阻R1的值，Rb为接收端线圈内阻R2的值，RL为负载电阻值；
在PT对称状态的条件下，系统实现无线能量传输，具体为：
根据耦合模理论，系统的耦合模方程表示为：
式中：j表示数学中复数的虚数符号；g1是发射端增益系数，a1、a2分别是发射线圈和接收线圈的储能模幅值；ω1、ω2分别是发射线圈和接收线圈固有谐振角频率；Γ1、Γ2、ΓL分别是发射线圈损耗率、接收线圈损耗率以及负载电阻损耗率，其中 k12是发射线圈与接收线圈之间的耦合系数；令增益和损耗的固有角频率为ω0＝ω1＝ω2，即/>
对应式(1)的特征方程为：
由式(2)解得特征角频率为：
在k12≥Γ2+ΓL时，即系统处于强耦合区时，系统实际谐振频率支持两种模式：此时系统处于PT对称状态；实际谐振频率会随耦合系数的变化作相应调整，系统通过增益自动补偿负载损耗，即增益与损耗能量相同，使效率达到恒定不变，这就是PT对称电路的饱和增益机制；即当系统处于PT对称状态，系统效率达到恒定不变；
在k12≤Γ2+ΓL时，即系统处于弱耦合区时，此时只支持一种实数模式，其实际谐振频率为ω＝ω0，此时系统处于PT对称破缺状态，增益与损耗能量不再相同，随着耦合系数的不断减小传输效率不断减小，饱和增益无法补偿系统损耗；系统效率不能达到恒定不变；
计算PT对称状态时系统的输出功率与效率分别为：
此时系统传输效率和发射与接收线圈之间的耦合系数k12的大小无关，即在PT对称状态时，系统传输效率恒定不变；又因为发射线圈损耗率Γ1与接收线圈损耗率Γ2远小于负载电阻损耗率ΓL，因此此时的效率η≈1；即当系统处于PT对称状态，系统效率达到恒定不变；
在PT对称破缺状态时系统传输效率为：
此时系统传输效率和发射与接收线圈之间的耦合系数k12的大小有关，即在PT对称破缺状态时；此时忽略发射线圈损耗率Γ1与接收线圈损耗率Γ2，系统传输效率随耦合系数k12的减小而下降，系统传输效率不再恒定。
本发明的有益效果为；相比传统的PT对称的无线能量传输系统，本系统通过锁相环控制显著提高功率输出、显著提高系统整体效率、显著提高系统开关管控制精度，提高了系统的稳定性。
附图说明
图1为本发明实施例系统电路结构示意图；
图2为本发明实施例高频逆电器电路图；
图3为本发明实施例驱动电路图；
图4为本发明实施例光耦隔离电路图；
图5为本发明实施例差分电流检测电路；
图6为本发明实施例相位补偿电路；
图7为本发明实施例锁相环控制电路；
图8为本发明实施例死区时间生成电路；
图9为本发明实施例锁相环控制原理图；
图10为本发明实施例锁相环电路的输入信号与输出信号波形图；
图11为本发明实施例系统谐振频率随耦合系数的变化关系曲线；
图12为本发明实施例系统传输效率随耦合系数的变化关系曲线；
具体实施方式
为了进一步本发明的内容和特点，下面结合附图对本发明的技术方案进行具体说明。
一方面，本发明提供一种基于PT对称原理的无线能量传输系统，如图1所示为本发明所设计的系统电路结构，该系统主要包括能量发射部分和能量接收部分；具体为：
所述能量发射部分包括直流电源UDC、高频逆变器电路H、直流电源与高频逆变器的等效内阻Rs、发射端谐振补偿电容C1、发射端线圈L1、发射端线圈等效电阻R1、电流检测电路、差分放大电路、相位补偿电路、锁相环控制电路、死区时间控制电路、驱动电路；
高频逆变器电路采用单相全桥逆变器，由4个功率器件构成；
所述直流电源UDC与所述高频逆变器电路H输入端相连，高频逆变器电路H输出端与直流电源与高频逆变器的等效内阻Rs一端相连，直流电源与高频逆变器的等效内阻Rs的另一端与所述发射端谐振补偿电容C1一端相连，发射端谐振补偿电容C1另一端与所述发射端线圈L1一端相连；发射端线圈L1另一端与所述电流检测电路输入端相连，发射端线圈L1另一端与发射端线圈等效电阻R1相连且接地，发射端线圈等效电阻R1另一端与高频逆变器H另一端相连，电流检测电路的输出端与所述差分放大电路输入端相连，差分放大电路的输出端与相位补偿电路的输入端相连，相位补偿电路的输出端与所述锁相环控制电路输入端相连，锁相环控制电路的输出端与所述死区时间控制电路输入端相连，死区时间控制电路的输出端与所述驱动电路的输入端相连，驱动电路的输出端与高频逆变器H的四个开关管的栅极相连；
所述高频逆变器电路如图2所示，采用单相全桥逆变器，由4个功率器件构成，使输入直流电转变为高频交流电输出。全桥逆变器输出电压的基波有效值可以表示为0.9UDC,当高频逆变器输出的电压和电流为同相位时，此时，电压源与高频逆变器可等效为一个负电阻，该负电阻阻值为其中I1为高频逆变器输出的电流有效值。
所述高频逆变器的驱动电路如图3所示，为了较好的驱动开关器件，本发明采用IR2110驱动芯片，该芯片是一种双通道高压、高速电压型开关器件栅极驱动电路，其具有自举悬浮电源，具有较好的驱动性能，驱动电路比较简单。其最大的特点是可以分时驱动一个桥臂上的分别处于高压端和低压端的两个功率器件。其高端工作电压可达500V，工作频率可达500KHz，开通及关断延迟小，IR2110驱动芯片有固定死区时间10～25ns。IR2110驱动电路可以同时驱动两只开关管，图中C2、D1分别为自举电容和自举二极管，C3为VCC＝15V的滤波电容。假设在Q1关断期间C2已充电完成(VC2≈VCC)。当HIN为高电平时VC2加到Q1的栅极和发射极之间，使Q1导通，此时VC2可等效为电压源。当HIN为低电平时，Q1栅极短接发射极，Q1关断。经短暂的死区时间后，LIN为高电平，Q2导通，VCC经D1、C2和导通的Q2给C2充电，如此循环反复。当Q1导通，Q2关断时，上通道通过内部高电平转换电路悬浮在高压侧。其中引脚10及12为PWM信号输入端。
由于PWM驱动信号由锁相环控制器产生，为了防止低压控制电路与外部高压电路之间的干扰，保证电路的稳定运行，在IR2110驱动芯片PWM信号输入端前增加光耦隔离电路，如图4所示。设计采用6N137光耦合器，其为单通道高速光耦合器，具有温度、电流和电压补偿功能，输入输出隔离电压高，LSTTL/TTL兼容，高速(典型为10MBd)，5mA的极小输入电流等特点。PWM信号由引脚3输入，引脚6输出，其中C9为去耦电容，应选择高频特性好的陶瓷电容或钽电容。
所述差分电流检测电路如图5所示，采用频率特性比较好的LM318运算放大器，增益带宽为15MHz。高频电流经过电流互感器和检测电阻R19后，转化成放大的电压信号，根据差分放大电路原理，R20＝R21,R22＝R23，工作电压为-12V-+12V，放大倍数为输出电压信号由6引脚输出，输出电压信号为A倍的输入电压。
所述相位补偿电路如图6所示，由于检测电路、锁相环控制器、隔离驱动及开关管通断等会导致时延，使得谐振电压滞后于谐振电流的问题，从而使得逆变器工作在非PT对称状态，因此需在检测电路后接一个超前相位补偿电路，使逆变器工作在PT对称状态，从而使尽可能多的能量被接收端负载吸收。V1为电流检测后的差分放大电压，整流后作为相位补偿的参考电压，参考电压随检测电流成正比变化，保证补偿相位不随检测电流的波动而波动。调节可调电阻R26就可以调节参考电压，从而灵活调节Δt，实现相位补偿，这里比较器采用的是LM311运算放大器，工作电压为+5V，输出电压信号由7引脚输出。
所述锁相环控制电路如图7所示，采用74HC4046锁相环专用芯片，是高速硅门CMOS器件，其中包含一个线性电压控制震荡器(VCO)和三个不同的相位比较器(PC1、PC2和PC3，带一个公用信号输入放大器和一个公用比较器输入。)信号输入可以直接耦合到大电压信号，也可以间接耦合到小电压信号。自偏置输入电路使小电压信号保持在输入放大器线性区域。由于使用了线性运算放大器技术实现了良好的VCO线性。由相位补偿电路输出的电压信号接入74HC4046的14引脚，4引脚为输出方波信号，4引脚与3引脚相连，在74HC4046内部经过鉴相器比较14引脚的输入信号和3引脚的输入信号，产生一个相位差信号，根据相位差信号控制4脚输出的方波信号频率，4引脚输出方波信号经过死区时间控制电路产生同步PWM驱动信号。C7、R13和R14用于设置VCO的中心频率和正当频率范围，首先调整R13和R14的大小来确定锁相环输出的最低频率，然后再确定C7的大小，使锁相环输出的中心频率和振荡频率范围达到要求。R15，R16和C8构成环路滤波器，用于滤除相位差信号中的高频噪声和干扰。
所述死区时间生成电路如图8所示，采用具有复位功能的高速CMOS逻辑双路可重触发单稳多频振荡的74HC123芯片和74HC08与门电路。锁相环控制电路输出的方波信号由10引脚输入，当引脚11为高电平和引脚10出现上升沿时，引脚12输出一个脉宽恒定的负脉冲，此脉冲信号与引脚10的上升沿同步产生，脉冲宽度通过调整R28与C12来调节。将锁相环控制电路输出的方波信号输入到74HC08与门电路的5引脚，将74HC123芯片的12引脚输出的负脉冲信号输入到74HC08与门电路的4引脚，74HC08与门电路将这两个输入信号进行与操作，此时74HC08与门电路的6引脚输出一具有死区时间的PWM驱动信号。该驱动信号由光耦隔离电路的引脚3输入，引脚6输出。
所述能量接收部分包括接收端线圈L2、接收端线圈等效电阻R2、接收端谐振补偿电容C2、负载电阻RL；
所述接收端线圈L2一端与所述接收端谐振补偿电容C2的一端相连，接收端谐振补偿电容C2的另一端与所述负载电阻RL一端相连，负载电阻RL的另一端与所述接收端线圈等效电阻R2的一端相连，接收端线圈等效电阻R2的另一端与接收端线圈L2的另一端相连；
另一方面，本发明还提供一种基于PT对称原理的无线能量传输及控制方法，基于前述一种基于PT对称原理的无线能量传输系统系统实现，包括以下步骤：
步骤1：将高频逆变器与直流电源相连接，将直流输入电压转变为高频交流方波电压；所述高频方波电压在发射端谐振补偿电容和发射端线圈所组成的发射端谐振回路上产生高频交流电，高频交流电经发射端谐振回路产生高频交变强磁场，且高频方波电压频率与发射端谐振频率一致，使发射端谐振回路工作在谐振状态，从而实现能量的发射；
电流检测电路采集发射端线圈的输出电流，并通过检测电阻将电流信号变为电压信号；检测电阻检测到的电压信号再通过差分放大电路，在抑制共模干扰的同时将检测到的电压信号进行放大，放大后的电压信号再通过相位补偿电路，对由于检测电路、锁相环控制器、隔离驱动以及MOS管通断导致的延时进行相位补偿；经过相位补偿电路补偿后的电压信号送入锁相环控制器的信号输入端口，锁相环控制器经过其闭环控制，将输出一与输入的电压信号同相位同频率的脉冲宽度调制PWM控制电压信号，该PWM控制电压信号送入到死区时间控制电路输入端口，死区时间控制电路将输出一带有死区时间的PWM控制电压信号；最后，驱动电路根据所得的带有死区时间的PWM控制电压信号控制高频逆变器的开关器件的导通和关断，以实现高频逆变器输出电压与电流同相位同频率，使高频逆变器工作在负电阻状态；
锁相环控制电路在系统运行时，对发射端谐振回路的谐振电流进行实时采样，并将采集的电流转化为电压信号Ui与逆变器输出的方波电压UO的相位进行比较，得到相应的相位差后，将相位差转化为与之对应的电压信号Ud，再经过环路滤波器，滤除Ud信号中的高频噪声和干扰，得到滤波后的电压信号UC，经过压控振荡器，输出与UC成正比例的频率信号UO频率与输入信号Ui的频率保持一致；
步骤2：接收端线圈与接收端谐振补偿电容组成接收端谐振回路，其谐振回路参数与发射端谐振回路相同，也工作在谐振状态；此时，发射端谐振回路与接收端谐振回路处于谐振状态，发射端与接收端的谐振回路中会产生谐振电压，发射端和接收端的谐振线圈通过谐振产生高频磁场的耦合来实现能量的传输，最后供给负载，实现基于PT对称原理的无线能量传输。
所述PT对称原理满足：
高频逆变器电路拓扑为全桥电压型电路拓扑；
所述发射端谐振回路与接收端谐振回路均采用串联型补偿拓扑结构，所述发射端谐振补偿电容C1，接收端谐振补偿电容C2，其电容值相等都为：1/ω2L；
其中，L为发射端和接收端线圈电感；ω表示固有谐振角频率；
发射端谐振回路与接收端谐振回路的固有谐振频率f0与高频逆变器逆变频率f相同；其中，La为发射端线圈L1电感值，Ca为发射端谐振补偿电容C1的电容值；
无线能量传输系统稳态运行需要满足的PT对称条件为：
其中，为发射端谐振回路固有角频率，/>为接收端谐振回路固有角频率，Lb为接收端线圈L2电感值，UDC输入的直流电源电压，I1为高频逆变器输出电流有效值，Ra为发射端线圈内阻R1的值，Rb为接收端线圈内阻R2的值，RL为负载电阻值；
在PT对称状态的条件下，系统实现无线能量传输，具体为：
根据耦合模理论，系统的耦合模方程表示为：
式中：j表示数学中复数的虚数符号；g1是发射端增益系数，a1、a2分别是发射线圈和接收线圈的储能模幅值；ω1、ω2分别是发射线圈和接收线圈固有谐振角频率；Γ1、Γ2、ΓL分别是发射线圈损耗率、接收线圈损耗率以及负载电阻损耗率，其中 k12是发射线圈与接收线圈之间的耦合系数；令增益和损耗的固有角频率为ω0＝ω1＝ω2，即/>
对应式(1)的特征方程为：
由式(2)解得特征角频率为：
在k12≥Γ2+ΓL时，即系统处于强耦合区时，系统实际谐振频率支持两种模式：此时系统处于PT对称状态；实际谐振频率会随耦合系数的变化作相应调整，系统通过增益自动补偿负载损耗，即增益与损耗能量相同，使效率达到恒定不变，这就是PT对称电路的饱和增益机制；即当系统处于PT对称状态，系统效率达到恒定不变；
在k12≤Γ2+ΓL时，即系统处于弱耦合区时，此时只支持一种实数模式，其实际谐振频率为ω＝ω0，此时系统处于PT对称破缺状态，增益与损耗能量不再相同，随着耦合系数的不断减小传输效率不断减小，饱和增益无法补偿系统损耗；系统效率不能达到恒定不变；
计算PT对称状态时系统的输出功率与效率分别为：
此时系统传输效率和发射与接收线圈之间的耦合系数k12的大小无关，即在PT对称状态时，系统传输效率恒定不变；又因为发射线圈损耗率Γ1与接收线圈损耗率Γ2远小于负载电阻损耗率ΓL，因此此时的效率η≈1；即当系统处于PT对称状态，系统效率达到恒定不变；
在PT对称破缺状态时系统传输效率为：
此时系统传输效率和发射与接收线圈之间的耦合系数k12的大小有关，即在PT对称破缺状态时；此时忽略发射线圈损耗率Γ1与接收线圈损耗率Γ2，系统传输效率随耦合系数k12的减小而下降，系统传输效率不再恒定。
所述锁相环控制原理如图9所示，系统运行时，经电流采样电路获得的电压信号Ui与逆变器输出的方波电压UO的相位进行比较，得到相应的相位差后，将相位差转化为与之对应的电压信号Ud，再经过环路滤波器，滤除Ud信号中的高频噪声和干扰，滤波后的电压信号UC，经过压控振荡器，输出与该电压信号UC成正比例的频率信号，使输出信号UO的相位和频率与输入信号Ui的相位和频率保持一致。
为了进一步说明本发明的优点，设计本系统中电气参数为：系统工作频率f＝100kHz，直流电源电压UDC＝30V发射端线圈电感L1＝80μH，接收端线圈电感L2＝80μH，谐振补偿电容C1＝31.6nF、C2＝31.6nF，负载电阻RL＝11Ω。
图10所示为系统加入锁相环后，锁相环电路的输入电流信号与输出控制方波信号波形图。可以看出其输出控制方波电压信号(红色)完美实现与输入电流信号(蓝色)的相位和频率的跟踪。此时，逆变器输出电压(红色)与输出电流(蓝色)相位相同，即逆变器此时可等效为负电阻。
图11为系统谐振频率随耦合系数的变化关系曲线。在强耦合区(PT对称状态)时，理论上系统提供两种频率分支，仿真时系统自动选择了高频分支。在弱耦合区(PT破缺状态)时，系统仅有一种频率模式为谐振体固有谐振频率。
图12为系统传输效率随耦合系数的变化关系曲线。在强耦合区时，系统可以实现恒定的高传输效率，可达90％。在弱耦合区，系统传输效率随着耦合系数的下降而迅速下降。而耦合系数会随着系统传输距离的增加而减小，因此基于锁相环的PT对称无线电能传输系统在一定传输距离内传输效率保持恒定。
Claims (4)
1.一种基于PT对称原理的无线能量传输系统，其特征在于，该系统包括能量发射部分和能量接收部分；
所述能量发射部分包括直流电源UDC、高频逆变器电路H、直流电源与高频逆变器的等效内阻Rs、发射端谐振补偿电容C1、发射端线圈L1、发射端线圈等效电阻R1、电流检测电路、差分放大电路、相位补偿电路、锁相环控制电路、死区时间控制电路、驱动电路；
高频逆变器电路采用单相全桥逆变器，由4个功率器件构成；
所述直流电源UDC与所述高频逆变器电路H输入端相连，高频逆变器电路H输出端与直流电源与高频逆变器的等效内阻Rs一端相连，直流电源与高频逆变器的等效内阻Rs的另一端与所述发射端谐振补偿电容C1一端相连，发射端谐振补偿电容C1另一端与所述发射端线圈L1一端相连；发射端线圈L1另一端与所述电流检测电路输入端相连，发射端线圈L1另一端与发射端线圈等效电阻R1相连且接地，发射端线圈等效电阻R1另一端与高频逆变器H另一端相连，电流检测电路的输出端与所述差分放大电路输入端相连，差分放大电路的输出端与相位补偿电路的输入端相连，相位补偿电路的输出端与所述锁相环控制电路输入端相连，锁相环控制电路的输出端与所述死区时间控制电路输入端相连，死区时间控制电路的输出端与所述驱动电路的输入端相连，驱动电路的输出端与高频逆变器H的四个开关管的栅极相连；
所述能量接收部分包括接收端线圈L2、接收端线圈等效电阻R2、接收端谐振补偿电容C2、负载电阻RL；
所述接收端线圈L2一端与所述接收端谐振补偿电容C2的一端相连，接收端谐振补偿电容C2的另一端与所述负载电阻RL一端相连，负载电阻RL的另一端与所述接收端线圈等效电阻R2的一端相连，接收端线圈等效电阻R2的另一端与接收端线圈L2的另一端相连。
2.一种基于PT对称原理的无线能量传输控制方法，通过权利要求1所述的一种基于PT对称原理的无线能量传输系统实现，其特征在于，具体为：
步骤1：将高频逆变器与直流电源相连接，将直流输入电压转变为高频交流方波电压；所述高频交流方波电压在发射端谐振补偿电容和发射端线圈所组成的发射端谐振回路上产生高频交流电，高频交流电经发射端谐振回路产生高频交变强磁场，且高频方波电压频率与发射端谐振频率一致，使发射端谐振回路工作在谐振状态，从而实现能量的发射；
电流检测电路采集发射端线圈的输出电流，并通过检测电阻将电流信号变为电压信号；检测电阻检测到的电压信号再通过差分放大电路，在抑制共模干扰的同时将检测到的电压信号进行放大，放大后的电压信号再通过相位补偿电路，对由于检测电路、锁相环控制器、隔离驱动以及MOS管通断导致的延时进行相位补偿；经过相位补偿电路补偿后的电压信号送入锁相环控制器的信号输入端口，锁相环控制器经过其闭环控制，将输出一与输入的电压信号同相位同频率的脉冲宽度调制PWM控制电压信号，该PWM控制电压信号送入到死区时间控制电路输入端口，死区时间控制电路将输出一带有死区时间的PWM控制电压信号；最后，驱动电路根据所得的带有死区时间的PWM控制电压信号控制高频逆变器的开关器件的导通和关断，以实现高频逆变器输出电压与电流同相位同频率，使高频逆变器工作在负电阻状态；
锁相环控制电路在系统运行时，对发射端谐振回路的谐振电流进行实时采样，并将采集的电流转化为电压信号Ui与逆变器输出的方波电压UO的相位进行比较，得到相应的相位差后，将相位差转化为与之对应的电压信号Ud，再经过环路滤波器，滤除Ud信号中的高频噪声和干扰，得到滤波后的电压信号UC，经过压控振荡器，输出与UC成正比例的频率信号UO频率与输入信号Ui的频率保持一致；
步骤2：接收端线圈与接收端谐振补偿电容组成接收端谐振回路，其谐振回路参数与发射端谐振回路相同，也工作在谐振状态；此时，发射端谐振回路与接收端谐振回路处于谐振状态，发射端与接收端的谐振回路中会产生谐振电压，发射端和接收端的谐振线圈通过谐振产生高频磁场的耦合来实现能量的传输，最后供给负载，实现基于PT对称原理的无线能量传输。
3.根据权利要求2所述的一种基于PT对称原理的无线能量传输控制方法，其特征在于，所述PT对称满足的条件具体为：
高频逆变器电路拓扑为全桥电压型电路拓扑；
所述发射端谐振回路与接收端谐振回路均采用串联型补偿拓扑结构，所述发射端谐振补偿电容C1，接收端谐振补偿电容C2，其电容值相等都为：1/ω2L；
其中，L为发射端和接收端线圈电感；ω表示固有谐振角频率；
发射端谐振回路与接收端谐振回路的固有谐振频率f0与高频逆变器逆变频率f相同；其中，La为发射端线圈L1电感值，Ca为发射端谐振补偿电容C1的电容值；
无线能量传输系统稳态运行需要满足的PT对称条件为：
其中，为发射端谐振回路固有角频率，/>为接收端谐振回路固有角频率，Lb为接收端线圈L2电感值，UDC输入的直流电源电压，I1为高频逆变器输出电流有效值，Ra为发射端线圈内阻R1的值，Rb为接收端线圈内阻R2的值，RL为负载电阻值。
4.根据权利要求2所述的一种基于PT对称原理的无线能量传输控制方法，其特征在于，所述实现基于PT对称原理的无线能量传输具体为：
根据耦合模理论，系统的耦合模方程表示为：
式中：j表示数学中复数的虚数符号；g1是发射端增益系数，A为差分放大电路的放大倍数，a1、a2分别是发射线圈和接收线圈的储能模幅值；ω1、ω2分别是发射线圈和接收线圈固有谐振角频率；Γ1、Γ2、ΓL分别是发射线圈损耗率、接收线圈损耗率以及负载电阻损耗率，其中/>k12是发射线圈与接收线圈之间的耦合系数；令增益和损耗的固有角频率为ω0＝ω1＝ω2，即/>
对应式(1)的特征方程为：
由式(2)解得特征角频率为：
在k12≥Γ2+ΓL时，即系统处于强耦合区时，系统实际谐振频率支持两种模式：此时系统处于PT对称状态；实际谐振频率会随耦合系数的变化作相应调整，系统通过增益自动补偿负载损耗，即增益与损耗能量相同，使效率达到恒定不变，这就是PT对称电路的饱和增益机制；即当系统处于PT对称状态，系统效率达到恒定不变；
在k12≤Γ2+ΓL时，即系统处于弱耦合区时，此时只支持一种实数模式，其实际谐振频率为ω＝ω0，此时系统处于PT对称破缺状态，增益与损耗能量不再相同，随着耦合系数的不断减小传输效率不断减小，饱和增益无法补偿系统损耗；系统效率不能达到恒定不变；
计算PT对称状态时系统的输出功率与效率分别为：
此时系统传输效率和发射与接收线圈之间的耦合系数k12的大小无关，即在PT对称状态时，系统传输效率恒定不变；又因为发射线圈损耗率Γ1与接收线圈损耗率Γ2远小于负载电阻损耗率ΓL，因此此时的效率η≈1；即当系统处于PT对称状态，系统效率达到恒定不变；
在PT对称破缺状态时系统传输效率为：
此时系统传输效率和发射与接收线圈之间的耦合系数k12的大小有关，即在PT对称破缺状态时；此时忽略发射线圈损耗率Γ1与接收线圈损耗率Γ2，系统传输效率随耦合系数k12的减小而下降，系统传输效率不再恒定。
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Citations (5)
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