CN114172497A - 一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法及调制器 - Google Patents

一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法及调制器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法，所述调制方法包括如下步骤：低通调制、数字预失真处理，基于正弦波差分参考信号的正交差分脉宽调制，加权叠加。本发明采用低通调制的方式带内噪声，正弦波为参考信号，避免三角波的使用，减少系统资源，本发明在保证基本调制性能相当的前提下可大幅降低工程实现中参考信号产生的复杂度。

Description

一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法及调制器
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，特别是涉及一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法及调制器。
背景技术
发信机是无线通信系统的重要组成部分之一，其作用是将已调基带信号上变频到射频(RF)，并将射频信号放大到足够天线发射的功率电平。它是决定无线通信系统输出信号质量和工作效率的主要因素。更小体积、更低功耗、更高通信速率、数字化及可重构是发信机的发展方向。近年来，结合直接数字射频调制(DDRFM)、开关模式功放(SMPA)和调谐滤波器的高效率、宽频段数字发信机(DTx)技术发展迅速，已成为无限通信领域的研究热点，其高效率、高线性以及灵活的可重构和可编程性能已成为软件定义无线电(SDR)最具吸引力的特性。
得益于氮化镓(GaN)高电子迁移率(HEMT)器件等高性能半导体器件技术的迅速发展，SMPA已可实现对几个Gbps速率的高速数字射频脉冲序列的高效放大。然而，该脉冲信号仅由2个或有限个离散的量化电平构成，不仅包含所需的RF信号还存在大量的量化噪声。由于SMPA固有的强非线性，DDRFM不仅要实现基带信号的数字上变频，还要进行脉冲编码，将数字射频信号转换为适合开关放大的脉冲信号，同时将量化噪声移至带外，以提高输出信噪比。
综合考虑信号完整性、效率和频谱纯度，文献1(F.H.Raab,“Radio frequencypulsewidth modulation,”IEEE Trans.Commun.,vol.21,No.8,pp.958-966,1973)提出的射频脉宽调制(RF-PWM)被认为是目前最适合DTx应用的高效脉冲编码技术之一。它在三个方面具有优势：一是具有更优的编码效率(所需RF信号与脉冲编码信号的功率之比)，而且可降低DSP的运算速率要求和设计复杂度；二是所需开关频率仅为射频载波频率的两倍，有利于降低SMPA的开关损耗；三是量化噪声被转换为谐波分量，仅需低通滤波器即可完成信号恢复。但该技术需要很高的采样频率，有限的时域分辨率将会产生大量的带内量化噪声及谐波并在数字上变频的过程中混入基带信号中导致频谱的混叠。
针对PWM的带内噪声抑制和频谱混叠问题，文献2(K.Hausmair,S.Chi,P.Singerl,C.Vogel.Aliasing-Free Digital Pulse-Width Modulation for Burst-Mode RFTransmitters[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems-I:RegularPapers,2013,60(2):415-427.)提出了一种带限PWM算法，通过在基带对信号进行带限处理来防止混叠，但该方法计算量过大，不适合实时信号处理。文献3(O.Tanovic,R.Ma,K.H.Teo.Optimal Delta-Sigma Modulation Based Noise Shaping for TrulyAliasing-Free Digital PWM[C].201748th European Microwave Conference,Nuremberg:2017.1-4.)提出利用△∑调制(DSM)对信号进行噪声整形，该方案能够很好的抑制基带PWM的带内噪声，降低采样频率，但增加了系统的复杂度。文献4(O.Tanovic,R.Ma,K.H.Teo.Simultaneous Power Encoding and Upconversion for All-DigitalTransmitters Using Digital PWM[C].Proceedings of2017 Asia Pacific MicrowaveConference.2017:837-840.)提出利用PWM自身固有的谐波特性完成信号的上变频，实现射频PWM的同时减少了频谱混叠，但该方案仅适用于DSB信号，无法实现对正交调制信号的射频脉冲编码，且编码效率比较低。文献5(Zhu Lei et al“ANovelAll Digital TransmitterWith Three-level Quadrature Differential RF-PWM.”2021J.Phys.:Conf.Ser.1827012032)提出一种基于正交差分PWM的全数字发信机，在采用DSM抑制带内噪声的同时，实现偶次谐波消除，提高了输出信号的编码效率，但该方案使用的参考信号为三角波，工程实现复杂，特别在射频领域，需要特殊设计的三角波发生器，或采用DSP和FPGA等可编程器件产生，会占用较多系统资源。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法及调制器，以实现在抑制噪声的同时避免三角波的使用，减少系统资源。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法，所述调制方法包括如下步骤：
分别对第一基带信号和第二基带信号进行低通调制，获得I路第一低通调制信号和Q路第二低通调制信号；
分别对I路第一低通调制信号和Q路第二低通调制信号进行数字预失真处理，获得I路第一预失真信号和Q路第二预失真信号；
分别利用I路的两个第一正弦波差分参考信号对和Q路的两个第二正弦波差分参考信号对对I路第一预失真信号和Q路第二预失真信号进行正交差分脉宽调制，获得I路第一脉宽调制信号和Q路第二脉宽调制信号；所述第一脉宽调制信和所述第二脉宽调制信均为2路3电平脉宽调制信号；
将I路第一脉宽调制信号和Q路第二脉宽调制信号进行加权叠加，获得5电平射频脉宽调制信号。
可选的，所述第一预失真信号为：
Figure BDA0003394313590000031
所述第二预失真信号为：
Figure BDA0003394313590000032
其中，bi[n]表示第i路第一预失真信号，bq[n]表示第q路第二预失真信号，ai[n]表示第i路第一低通调制信号，aq[n]表示第q路第二低通调制信号，n表示信号采样点的序号。
可选的，两个第一正弦波差分参考信号对为：
Figure BDA0003394313590000033
两个第二正弦波差分参考信号对为：
Figure BDA0003394313590000041
第一脉宽调制信号为：
Figure BDA0003394313590000042
Figure BDA0003394313590000043
第二脉宽调制信号为：
Figure BDA0003394313590000044
Figure BDA0003394313590000045
其中，ci11和ci12分别表示第i路的第一个第一正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号，ci21和ci22分别表示第i路的第二个第一正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号；cq11和cq12分别表示第q路的第一个第二正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号，cq21和cq22分别表示第q路的第二个第二正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号；fc表示载波频率，t表示时间变量；
yi+[n]和yi-[n]表示第i路第一脉宽调制信号中的两路路3电平信号，yq+[n]和yq-[n]表示第q路第二脉宽调制信号中的两路路3电平信号；bi[n]表示第i路第一预失真信号，bq[n]表示第q路第二预失真信号，n表示信号采样点的序号。
可选的，所述5电平射频脉宽调制信号为：
Figure BDA0003394313590000051
其中，y[n]表示5电平射频脉宽调制信号，N表示过采样率，N＝fs/fc，fs为采样频率，fc为载波频率，k表示第k个电平，αi表示第i路第一脉宽调制信号的宽度，αq表示第q路第二调制信号的宽度；
Figure BDA0003394313590000052
bi[n]表示第i路第一预失真信号，bq[n]表示第q路第二预失真信号，n表示信号采样点的序号。
一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制器，所述调制器包括：
低通调制模块，用于分别对第一基带信号和第二基带信号进行低通调制，获得I路第一低通调制信号和Q路第二低通调制信号；
数字预失真模块，用于分别对I路第一低通调制信号和Q路第二低通调制信号进行数字预失真处理，获得I路第一预失真信号和Q路第二预失真信号；
正交差分脉宽调制模块，用于分别利用I路的两个第一正弦波差分参考信号对和Q路的两个第二正弦波差分参考信号对对I路第一预失真信号和Q路第二预失真信号进行正交差分脉宽调制，获得I路第一脉宽调制信号和Q路第二脉宽调制信号；所述第一脉宽调制信和所述第二脉宽调制信均为2路3电平脉宽调制信号；
加权叠加模块，用于将I路第一脉宽调制信号和Q路第二脉宽调制信号进行加权叠加，获得5电平射频脉宽调制信号。
可选的，所述第一预失真信号为：
Figure BDA0003394313590000053
所述第二预失真信号为：
Figure BDA0003394313590000061
其中，bi[n]表示第i路第一预失真信号，bq[n]表示第q路第二预失真信号，ai[n]表示第i路第一低通调制信号，aq[n]表示第q路第二低通调制信号，n表示信号采样点的序号。
可选的，两个第一正弦波差分参考信号对为：
Figure BDA0003394313590000062
两个第二正弦波差分参考信号对为：
Figure BDA0003394313590000063
第一脉宽调制信号为：
Figure BDA0003394313590000064
Figure BDA0003394313590000065
第二脉宽调制信号为：
Figure BDA0003394313590000066
Figure BDA0003394313590000067
其中，ci11和ci12分别表示第i路的第一个第一正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号，ci21和ci22分别表示第i路的第二个第一正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号；cq11和cq12分别表示第q路的第一个第二正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号，cq21和cq22分别表示第q路的第二个第二正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号；fc表示载波频率，t表示时间变量；
yi+[n]和yi-[n]表示第i路第一脉宽调制信号中的两路路3电平信号，yq+[n]和yq-[n]表示第q路第二脉宽调制信号中的两路路3电平信号；bi[n]表示第i路第一预失真信号，bq[n]表示第q路第二预失真信号，n表示信号采样点的序号。
可选的，所述5电平射频脉宽调制信号为：
Figure BDA0003394313590000071
其中，y[n]表示5电平射频脉宽调制信号，N表示过采样率，N＝fs/fc，fs为采样频率，fc为载波频率，k表示第k个电平，αi表示第i路第一脉宽调制信号的宽度，αq表示第q路第二调制信号的宽度；
Figure BDA0003394313590000072
bi[n]表示第i路第一预失真信号，bq[n]表示第q路第二预失真信号，n表示信号采样点的序号。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
本发明公开一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法，所述调制方法包括如下步骤：分别对第一基带信号和第二基带信号进行低通调制，获得I路第一低通调制信号和Q路第二低通调制信号；分别对I路第一低通调制信号和Q路第二低通调制信号进行数字预失真处理，获得I路第一预失真信号和Q路第二预失真信号；分别利用I路的两个第一正弦波差分参考信号对和Q路的两个第二正弦波差分参考信号对对I路第一预失真信号和Q路第二预失真信号进行正交差分脉宽调制，获得I路第一脉宽调制信号和Q路第二脉宽调制信号；将I路第一脉宽调制信号和Q路第二脉宽调制信号进行加权叠加，获得5电平射频脉宽调制信号。本发明采用低通调制的方式带内噪声，正弦波为参考信号，避免三角波的使用，减少系统资源，本发明在保证基本调制性能相当的前提下可大幅降低工程实现中参考信号产生的复杂度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明提供的一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法的流程图；
图2为本发明提供的一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制器的结构示意图；
图3为本发明提供的产生脉宽调制信号yi+[n]和yi-[n]的比较逻辑示意图；图3(a)为产生脉宽调制信号yi+[n]的比较逻辑示意图，图3(b)为产生脉宽调制信号yi-[n]的比较逻辑示意图；
图4为本发明提供的产生脉宽调制信号yq+[n]和yq-[n]的比较逻辑示意图；图4(a)为产生脉宽调制信号yq+[n]的比较逻辑示意图，图4(b)为产生脉宽调制信号yq-[n]的比较逻辑示意图；
图5为本发明采用的基于非均匀量化的低通△∑调制结构示意图；
图6为本发明提供的采用三角波为参考信号的现有技术与本发明的无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法产生的输出频谱仿真波形对比图；图6(a)为以QPSK为输入时，采用三角波为参考信号的现有技术与本发明的无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法产生的输出频谱仿真波形对比图，图6(b)为以16QAM信号为输入时，采用三角波为参考信号的现有技术与本发明的无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法产生的输出频谱仿真波形对比图；
图7为本发明提供的采用三角波为参考信号的现有技术与本发明的无频谱混叠脉宽调制方法的性能对比图；图7(a)、图7(b)和图7(c)分别为以QPSK和16QAM信号为输入时，采用三角波为参考信号的现有技术与本发明实施例提供的无频谱混叠脉宽调制方法的带外噪声、带外噪声和编码效率对比图；
附图说明，1、低通△∑调制模块，11、第一低通△∑调制单元，12、第二低通△∑调制单元，2、数字预失真模块，21、第一数字预失真单元，22、第二数字预失真单元，3、正交差分脉宽调制模块，31、第一3电平差分脉宽调制单元，32、第二3电平差分脉宽调制单元，33、第三3电平差分脉宽调制单元，34、第四3电平差分脉宽调制单元，4、加权叠加模块。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的目的是提供一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法及调制器，以实现在抑制噪声的同时避免三角波的使用，减少系统资源。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
实施例1
如图1所示，本发明实施例1提供一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法，所述方法对I、Q两路基带信号分别进行低通△∑调制、数字预失真、正交差分脉宽调制和加权叠加等处理，产生并输出无频谱混叠的5电平射频脉宽调制信号，所述调制方法包括如下步骤：
步骤1，分别对第一基带信号和第二基带信号进行低通调制，获得I路第一低通调制信号和Q路第二低通调制信号；即，对输入的I、Q两路基带信号I[n]和Q[n]分别进行低通△∑调制，并采用非均匀量化器，产生I、Q两路△∑调制信号分别为ai[n]和aq[n]，量化电平数K＝N/2，N＝fs/fc为过采样率且为偶数，fs为采样频率，fc为载波频率。在本实施例中，过采样率N为12，从而确定量化电平数K＝6。
步骤2，分别对I路第一低通调制信号和Q路第二低通调制信号进行数字预失真处理，获得I路第一预失真信号和Q路第二预失真信号；即，对I、Q两路△∑调制信号ai[n]和aq[n]进行数字预失真处理，产生具有K个均匀量化电平的I、Q两路预失真信号bi[n]和bq[n]，bi[n]、ai[n]和bq[n]、aq[n]分别满足式(1)、式(2)所述关系。
Figure BDA0003394313590000101
Figure BDA0003394313590000102
步骤3，分别利用I路的两个第一正弦波差分参考信号对和Q路的两个第二正弦波差分参考信号对对I路第一预失真信号和Q路第二预失真信号进行正交差分脉宽调制，获得I路第一脉宽调制信号和Q路第二脉宽调制信号；所述第一脉宽调制信和所述第二脉宽调制信均为2路3电平脉宽调制信号，具体包括：
步骤3-1：产生I路的2对正弦波差分参考信号ci11[n]、ci12[n]和ci21[n]、ci22[n]以及Q路的2对正弦波差分参考信号cq11[n]、cq12[n]和cq21[n]、cq22[n]，其表达式分别满足式(3)、式(4)。
Figure BDA0003394313590000103
Figure BDA0003394313590000104
步骤3-2：将I路预失真信号bi[n]分别与I路的2对正弦波差分参考信号ci11[n]、ci12[n]和ci21[n]、ci22[n]进行比较，输出2路3电平脉宽调制信号yi+[n]和yi-[n]，其表达式分别满足式(5)、式(6)；将Q路预失真信号bq[n]分别与Q路的2对正弦波差分参考信号cq11[n]、cq12[n]和cq21[n]、cq22[n]进行比较，输出2路3电平脉宽调制信号yq+[n]和yq-[n]，其表达式分别满足式(7)、式(8)，具体的比较逻辑如图3和图4所示；
Figure BDA0003394313590000111
Figure BDA0003394313590000112
Figure BDA0003394313590000113
Figure BDA0003394313590000114
步骤4，将I路第一脉宽调制信号和Q路第二脉宽调制信号进行加权叠加，获得5电平射频脉宽调制信号。即，将I路的2路3电平脉宽调制信号yi+[n]、yi-[n]和Q路的2路3电平差分脉宽调制信号yq+[n]、yq-[n]进行加权叠加，直接产生所需输出的5电平射频脉宽调制信号y[n]，其表达式满足式(9)，其中αi和αq分别为3电平脉宽调制信号yi[n]和yq[n]的脉冲宽度且满足式(10)。
Figure BDA0003394313590000115
其中αi和αq分别为3电平脉宽调制信号yi[n]和yq[n]的脉冲宽度且满足如下关系式：
Figure BDA0003394313590000121
实施例2
本发明的实施例2中所产生的5电平射频脉宽调制信号仅含有奇次谐波。
如图2所示，本发明还可以通过以下技术方案进一步实现一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制器，包括低通△∑调制模块1、数字预失真模块2、正交差分脉宽调制模块3和加权叠加模块4，具有2个基带信号输入端、8个参考信号输入端和1个信号输出端，用于将基带信号I[n]和Q[n]转换为无频谱混叠的5电平射频脉冲宽度调制信号y[n]，其中：
低通△∑调制模块由2个低通△∑调制单元(第一低通△∑调制模块11和第二低通△∑调制模块12)构成，每个低通△∑调制单元具有相同结构且具有1个信号输入端、1个反馈输入端和1个信号输出端，所述第一～第二低通△∑调制单元的信号输入端即为所述5电平射频脉宽调制器的第一～第二输入端，分别用于接收基带信号I[n]和Q[n]，并分别对其进行幅度量化和噪声整形，产生并输出I、Q两路的△∑调制信号ai[n]和aq[n]，其反馈输入端与信号输出端相连，实现反馈闭环；
数字预失真模块由2个数字预失真单元(第一数字预失真单元21和第二数字预失真单元22)构成，每个数字预失真单元具有相同结构且具有1个信号输入端和1个信号输出端，其信号输入端分别耦合到第一～第二低通△∑调制单元的信号输出端，用于接收ai[n]和aq[n]，并对其进行幅度补偿，产生并输出I、Q两路预失真信号bi[n]和bq[n]；
正交差分脉宽调制模块由4个3电平差分脉宽调制单元(第一3电平差分脉宽调制单元31、第二3电平差分脉宽调制单元32、第三3电平差分脉宽调制单元33和第四3电平差分脉宽调制单元34)构成，每个3电平差分脉宽调制单元具有相同结构且具有1个信号输入端、2个参考信号输入端和1个信号输出端，其中：
第一～第二3电平差分脉宽调制单元的信号输入端耦合到第一数字预失真单元的信号输出端，其参考信号输入端分别为5电平射频脉宽调制器的第一～第二和第三～第四参考信号输入端，用于接收I路预失真信号bi[n]和2对正弦波差分参考信号ci11[n]、ci12[n]和ci21[n]、ci22[n]，分别产生并输出I路3电平脉宽调制信号yi+[n]和yi-[n]；
第三～第四3电平差分脉宽调制单元的信号输入端耦合到第二数字预失真单元的信号输出端，其参考信号输入端分别为所述5电平射频脉宽调制器的第五～第六和第七～第八参考信号输入端，用于接收Q路预失真信号bq[n]和2对正弦波差分参考信号cq11[n]、cq12[n]和cq21[n]、cq22[n]，分别产生并输出Q路3电平脉宽调制信号yq+[n]和yq-[n]；
加权叠加模块4，具有4个信号输入端和1个信号输出端，4个信号输入端分别耦合到第一～第四3电平差分脉宽调制单元的信号输出端，其信号输出端为所述5电平射频脉宽调制器的的信号输出端，其中第一～第二信号输入端接收I路3电平脉宽调制信号yi+[n]、yi-[n]，第三～第四信号输入端接收Q路3电平脉宽调制信号yq+[n]、yq-[n]，对接收的4路3电平脉宽调制信号进行加权叠加，yi+[n]和yq+[n]的加权系数为1，yi-[n]和yq-[n]的加权系数为-1，最终产生并输出无频谱混叠的5电平射频脉冲宽度调制信号y[n]。
其中，第一～第二低通△∑调制单元采用非均匀量化器，量化电平数K＝N/2，N＝fs/fc为过采样率且为偶数，fs为采样频率，fc为载波频率。
本领域技术人员完全可以理解，本发明完全可以使用任何合适的低通或带通△∑调制器来实现对带内噪声的整形与抑制。在本发明一个实施例中，所述第一低通△∑调制单元11和第二低通△∑调制单元12的结构示意图如图5所示，由环路滤波器和非均匀量化器构成，其信号输出端与反馈输入端相连，实现反馈闭环。
本领域技术人员完全可以理解，本发明完全可以使用任何合适的数字预失真算法和实现方式来完成对△∑调制信号的幅度补偿。在本发明一个实施例中，所述第一数字预失真单元21和第二数字预失真单元22分别接收I、Q两路的△∑调制信号ai[n]和aq[n]，并输出具有K个均匀量化电平的I、Q两路预失真信号bi[n]和bq[n]，K＝N/2，N＝fs/fc，且ai[n]、aq[n]和bi[n]、bq[n]满足式(1)、式(2)所述关系。
本领域技术人员完全可以理解，本发明完全可以使用任何合适的电路来产生所述4对(I路、Q路各2对)正弦波差分参考信号。在本发明一个实施例中，所述第一3电平差分脉宽调制单元31和第二3电平差分脉宽调制单元32分别接收I路的2对正弦波差分参考信号ci11[n]、ci12[n]和ci21[n]、ci22[n]，以及所述第三3电平差分脉宽调制单元33和第四3电平差分脉宽调制单元34分别接收Q路的2对正弦波差分参考信号cq11[n]、cq12[n]和cq21[n]、cq22[n]满足式(3)、式(4)所述关系。
本领域技术人员完全可以理解，本发明完全可以使用任何合适的比较电路来实现所述正交差分脉宽调制。在本发明一个实施例中，所述第一3电平差分脉宽调制单元31和第二3电平差分脉宽调制单元32将I路预失真信号bi[n]分别与2对正弦波差分参考信号ci11[n]、ci12[n]和ci21[n]、ci22[n]进行比较，输出3电平脉宽调制信号yi+[n]和yi-[n]满足式(5)、式(6)所述关系，所述第三3电平差分脉宽调制单元33和第四3电平差分脉宽调制单元34将Q路预失真信号bq[n]分别与2对正弦波差分参考信号cq11[n]、cq12[n]和cq21[n]、cq22[n]进行比较，输出3电平脉宽调制信号yq+[n]和yq-[n]满足式(7)、式(8)所述关系。
在本发明一个实施例中，所述加权叠加模块4输出的5电平射频脉宽调制信号y[n]满足式(9)所述关系，其中N＝fs/fc，αi和αq分别为3电平脉宽调制信号yi[n]和yq[n]的脉冲宽度且满足式(10)所述关系，即产生的无频谱混叠的5电平射频脉宽调制信号y[n]仅含有奇次谐波。
如图6所示，对于本发明实施例中所述5电平射频脉宽调制信号y[n]，图6(a)和图6(b)分别为以QPSK和16QAM信号为输入的仿真输出频谱波形，其中QPSK和16QAM信号的PAPR分别为4.0dB和5.8dB，比特率Rb分别为10MHz和20MHz，射频载波频率为360MHz，过采样率N为12，即量化电平数K＝6，低通△∑调制采用二阶环路滤波。从图中可以看出，对于两种典型的复杂调制信号，基本实现了对频谱混叠和带内噪声的抑制，实现了无频谱混叠的5电平射频脉宽调制。从图中同样可以看出，对于两种典型的复杂调制信号，基本实现了对偶次谐波的有效消除。
如图7(a)和图7(b)所示，与现有技术采用三角波为参考信号的无频谱混叠脉宽调制方法相比，在相同的参数下，本发明与现有技术的带内外噪声曲线基本重合，能达到相同的带内噪声抑制效果。如图7(c)所示，在相同的参数下，本发明与现有技术对QPSK的编码效率基本相当，对PAPR相对较高的16QAM信号的编码效率略有降低，但亦能达到基本相同的调制性能。而正弦波参考信号在工程上远比三角波更易实现，因此本发明相对于现有技术具有明显优势。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (8)

1.一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法，其特征在于，所述调制方法包括如下步骤：
分别对第一基带信号和第二基带信号进行低通调制，获得I路第一低通调制信号和Q路第二低通调制信号；
分别对I路第一低通调制信号和Q路第二低通调制信号进行数字预失真处理，获得I路第一预失真信号和Q路第二预失真信号；
分别利用I路的两个第一正弦波差分参考信号对和Q路的两个第二正弦波差分参考信号对对I路第一预失真信号和Q路第二预失真信号进行正交差分脉宽调制，获得I路第一脉宽调制信号和Q路第二脉宽调制信号；所述第一脉宽调制信和所述第二脉宽调制信均为2路3电平脉宽调制信号；
将I路第一脉宽调制信号和Q路第二脉宽调制信号进行加权叠加，获得5电平射频脉宽调制信号。
2.根据权利要求1所述的无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法，其特征在于，所述第一预失真信号为：
Figure FDA0003394313580000011
所述第二预失真信号为：
Figure FDA0003394313580000012
其中，bi[n]表示第i路第一预失真信号，bq[n]表示第q路第二预失真信号，ai[n]表示第i路第一低通调制信号，aq[n]表示第q路第二低通调制信号，n表示信号采样点的序号。
3.根据权利要求1所述的无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法，其特征在于，两个第一正弦波差分参考信号对为：
Figure FDA0003394313580000013
两个第二正弦波差分参考信号对为：
Figure FDA0003394313580000021
第一脉宽调制信号为：
Figure FDA0003394313580000022
Figure FDA0003394313580000023
第二脉宽调制信号为：
Figure FDA0003394313580000024
Figure FDA0003394313580000025
其中，ci11和ci12分别表示第i路的第一个第一正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号，ci21和ci22分别表示第i路的第二个第一正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号；cq11和cq12分别表示第q路的第一个第二正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号，cq21和cq22分别表示第q路的第二个第二正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号；fc表示载波频率，t表示时间变量；
yi+[n]和yi-[n]表示第i路第一脉宽调制信号中的两路路3电平信号，yq+[n]和yq-[n]表示第q路第二脉宽调制信号中的两路路3电平信号；bi[n]表示第i路第一预失真信号，bq[n]表示第q路第二预失真信号，n表示信号采样点的序号。
4.根据权利要求1所述的无频谱混叠的5电平射频脉宽调制方法，其特征在于，所述5电平射频脉宽调制信号为：
Figure FDA0003394313580000031
其中，y[n]表示5电平射频脉宽调制信号，N表示过采样率，N＝fs/fc，fs为采样频率，fc为载波频率，k表示第k个电平，αi表示第i路第一脉宽调制信号的宽度，αq表示第q路第二调制信号的宽度；
Figure FDA0003394313580000032
bi[n]表示第i路第一预失真信号，bq[n]表示第q路第二预失真信号，n表示信号采样点的序号。
5.一种无频谱混叠的5电平射频脉宽调制器，其特征在于，所述调制器包括：
低通调制模块，用于分别对第一基带信号和第二基带信号进行低通调制，获得I路第一低通调制信号和Q路第二低通调制信号；
数字预失真模块，用于分别对I路第一低通调制信号和Q路第二低通调制信号进行数字预失真处理，获得I路第一预失真信号和Q路第二预失真信号；
正交差分脉宽调制模块，用于分别利用I路的两个第一正弦波差分参考信号对和Q路的两个第二正弦波差分参考信号对对I路第一预失真信号和Q路第二预失真信号进行正交差分脉宽调制，获得I路第一脉宽调制信号和Q路第二脉宽调制信号；所述第一脉宽调制信和所述第二脉宽调制信均为2路3电平脉宽调制信号；
加权叠加模块，用于将I路第一脉宽调制信号和Q路第二脉宽调制信号进行加权叠加，获得5电平射频脉宽调制信号。
6.根据权利要求5所述的无频谱混叠的5电平射频脉宽调制器，其特征在于，
所述第一预失真信号为：
Figure FDA0003394313580000041
所述第二预失真信号为：
Figure FDA0003394313580000042
其中，bi[n]表示第i路第一预失真信号，bq[n]表示第q路第二预失真信号，ai[n]表示第i路第一低通调制信号，aq[n]表示第q路第二低通调制信号，n表示信号采样点的序号。
7.根据权利要求5所述的无频谱混叠的5电平射频脉宽调制器，其特征在于，两个第一正弦波差分参考信号对为：
Figure FDA0003394313580000043
两个第二正弦波差分参考信号对为：
Figure FDA0003394313580000044
第一脉宽调制信号为：
Figure FDA0003394313580000045
Figure FDA0003394313580000046
第二脉宽调制信号为：
Figure FDA0003394313580000047
Figure FDA0003394313580000051
其中，ci11和ci12分别表示第i路的第一个第一正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号，ci21和ci22分别表示第i路的第二个第一正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号；cq11和cq12分别表示第q路的第一个第二正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号，cq21和cq22分别表示第q路的第二个第二正弦波差分参考信号对中的两个正弦波差分参考信号；fc表示载波频率，t表示时间变量；
yi+[n]和yi-[n]表示第i路第一脉宽调制信号中的两路路3电平信号，yq+[n]和yq-[n]表示第q路第二脉宽调制信号中的两路路3电平信号；bi[n]表示第i路第一预失真信号，bq[n]表示第q路第二预失真信号，n表示信号采样点的序号。
8.根据权利要求5所述的无频谱混叠的5电平射频脉宽调制器，其特征在于，所述5电平射频脉宽调制信号为：
Figure FDA0003394313580000052
其中，y[n]表示5电平射频脉宽调制信号，N表示过采样率，N＝fs/fc，fs为采样频率，fc为载波频率，k表示第k个电平，αi表示第i路第一脉宽调制信号的宽度，αq表示第q路第二调制信号的宽度；
Figure FDA0003394313580000053
bi[n]表示第i路第一预失真信号，bq[n]表示第q路第二预失真信号，n表示信号采样点的序号。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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GB0822489D0 (en) * 2007-12-11 2009-01-14 Ericsson Telefon Ab L M Quadrature pulse-width modulation methods and apparatus

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1389987A (zh) * 2001-06-01 2003-01-08 Lg电子株式会社 模拟正交调制器误差补偿装置及方法
GB0822489D0 (en) * 2007-12-11 2009-01-14 Ericsson Telefon Ab L M Quadrature pulse-width modulation methods and apparatus

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