CN114167477B - 一种基于薄膜探测器的频闪检测系统及设计制作方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于薄膜探测器的频闪检测系统及设计制作方法，包括制备可响应可见光频闪的光电导、设计并制作基于光电导传感器的频闪分析仪，通过调整光电导薄膜制备工艺参数，得到了有利于制备具有高响应率和高响应速度的光电导的工艺参数组。设计了可进行自适应反馈调节功能的桥式前端，解决了光电导传感器的电阻偏移问题，同时通过仪表放大芯片有效地抑制了电路共模噪声，大大提高了信噪比。设计了紧凑的PCB封装和系统电路，成功完成了对频闪分析仪的板级集成与系统的总体小型化。

Description

一种基于薄膜探测器的频闪检测系统及设计制作方法

技术领域

本发明涉及频闪检测技术领域，特别地涉及一种基于薄膜探测器的频闪检测系统及设计制作方法。

背景技术

在人造光源与社会生活密不可分，人类使用智能手机的时间日益增加的当下，光源健康问题开始逐步为公众所重视。早在二十世纪七十年代，就有研究者发现，在60Hz荧光灯下，自闭症儿童的病情症状易出现加重。随着时代的发展，人们开始逐渐重视照明对人类身体健康的影响，并就此问题展开了更多研究与拓展。目前中国标准中，《LED室内照明应用技术要求》和《视觉作业台灯认证技术规范》对LED灯具的频闪作出了限制要求。此外，国际照明委员会(CIE)、美国电气和电子工程师协会(IEEE)等组织也提出了各类参数标准，如SVM指数、调制率PE、闪烁指数PF等。而实验室专业仪器通常不会考虑仪器的便携性与易用性，不适宜那些希望自行测试生活中环境光源质量的普通消费者的购买与使用。

发明内容

针对上述现有技术中的问题，本申请提出了一种基于薄膜探测器的频闪检测系统，包括薄膜探测器和频闪分析仪；薄膜探测器包括Cu电极薄膜材料、ZnO薄膜材料、Cu叉指电极，用于采集频闪信号；频闪分析仪内设置有分压电路、线性稳压器、电压基准芯片、可编程数字电位器、自适应反馈电桥、仪表放大器、主控单片机、采样电路。

优选地，所述ZnO薄膜材料为n-ZnO/p-Si异质结，通过射频磁控溅射生长于p-Si基片上。

优选地，所述Cu叉指电极位于ZnO薄膜材料表面。

优选地，所述线性稳压器包括误差放大器、基准电压源、输出晶体管。

优选地，所述自适应反馈电桥包括第一固定电阻R1、第二固定电阻R2、精密数字电位器RP3、薄膜探测器Ra；第一固定电阻R1与薄膜探测器Ra串联形成第一支路；第二固定电阻R2与精密数字电位器RP3串联形成第二支路；所述第一支路与所述第二支路并联，并联电路两端分别连接供电电压VCC和接地端GND。

本申请还涉及一种基于薄膜探测器的频闪检测系统设计制作方法，包含以下步骤：

S1、设计薄膜探测器：

S101、首先需要对p型Si基片进行处理，洗去基片表面可能存在的杂质；

S102、以p型Si单晶作为衬底，通过射频磁控溅射制备ZnO薄膜，获得厚度为300-400nm、(002)择优取向的ZnO多晶薄膜。

S103、使用真空电阻蒸镀仪在ZnO薄膜进行Cu叉指电极蒸镀；

S104、薄膜探测器PCB封装装配；

S2、设计频闪分析仪：

S201、设计线性稳压器，所述线性稳压器使用晶体管或FET，从应用的输入电压中减去超额的电压，产生经过调节的输出电压；

S202、设计电压基准芯片，为传感器芯片提供稳定的激励电压，以供电桥电路使用；

S203、选用可编程数字电位器；

S204、设计自适应反馈电桥；

S205、设计仪表放大器；

S206、选用主控单片机；

S207、设计采样电路；

S208、设计单片机通信接口及其外围电路；

S209、设计总线接口及其外围电路；

S210、设计UART接口及其外围电路；

S211、设计单片机主控程序与上位机软件。

优选地，所述步骤S211还包括：

S2111程序在上电时首先进行单片机自身的初始化，为单片机内部的寄存器、PLL、时钟树、片内外设等配置正确的寄存器值，使单片机进入预设的目标工作状态中；

S2112单片机会控制自身的GPIO、通信外设，完成对电路系统的整体校准与初始化，其中便包括：调整仪表放大器回路的数字电位器以调节仪表放大器的增益系数；调整ADS1115的寄存器值使其可以正常工作；

S2113单片机启动预采集，检测电桥输出并对电桥上的数字电位器进行反馈调节，使电桥达到准平衡状态；在单片机对前端电桥进行反馈调节的时候，应保持薄膜探测器处于遮光状态；

S2114在完成电路系统的整体校准与初始化以后，单片机便进入周期循环工作状态，不断通过采样电路采集来自前端电桥和放大电路的电压信号，并将信号数据通过UART转发至PC机，直到系统断电或出现运行错误时才会停止，等待复位或是下一次上电。

上述技术特征可以各种适合的方式组合或由等效的技术特征来替代，只要能够达到本发明的目的。

本发明提供的一种基于薄膜探测器的频闪检测系统及设计制作方法，与现有技术相比，至少具备有以下有益效果：

1.本发明制备了可响应可见光频闪的光电导探测器、设计并制作基于此光电导探测器的频闪分析仪，通过调整光电导薄膜制备工艺参数，得到了有利于制备具有高响应率和高响应速度的光电导的工艺参数组。

2.本发明采用纯ZnO陶瓷靶在p型单晶硅片上射频溅射制备厚度为300-400nm、(002)择优取向的ZnO多晶薄膜，构成了n-ZnO/p-Si异质结，实现了光电探测器件的快速响应，且ZnO可作为透明窗口有利于对光线的吸收，提高了Si对于可见光的转化率。

3.本发明设计了可进行自适应反馈调节功能的桥式前端，解决了光电导传感器的电阻偏移问题，提取出了薄膜探测器中的光信号，抵消了薄膜探测器中不包含光信息的暗电阻带来的直流信号。同时通过仪表放大芯片有效地抑制了电路共模噪声，大大提高了信噪比。

4.本发明设计了紧凑的PCB封装和系统电路，成功完成了对频闪分析仪的板级集成与系统的总体小型化。

5.本发明在薄膜材料上蒸镀的叉指Cu电极使得器件具有良好的光电导特性，并在此基础上进一步通过环氧树脂封装后得到性能稳定的光电导探测器件。此外，还对封装好的薄膜探测器进行了电阻相对变化率和瞬态光照响应曲线的测试，所制备的光电导探测器对常见日光灯灯光的响应的相对电阻变化率约为20～25％，其对可见光照的瞬态响应可达到上升沿约1ms，下降沿约5ms的水平，满足制作对常见光源的可见光频闪分析仪的需求。

附图说明

在下文中将基于实施例并参考附图来对本发明进行更详细的描述。其中：

图1显示了本发明的ZnO薄膜光电探测器原型器件图；

图2显示了本发明的PCB封装后的光电探测器图；

图3显示了本发明的测试用分压电路示意图；

图4显示了本发明的光电探测器光响应的上升沿曲线图；

图5显示了本发明的光电探测器光响应的下降沿曲线图；

图6显示了本发明的线性稳压器内部电路图；

图7显示了本发明的自适应可调节反馈式数字平衡电桥电路示意图；

图8显示了本发明的仪表放大器内部结构示意图；

图9显示了本发明的分离的模拟、数字供电示意图；

图10显示了本发明的采样电路结构图；

图11显示了本发明的两个数字电位器及其控制引脚示意图；

图12显示了本发明的ADS1115及其控制电路结构图；

图13显示了本发明的CH340电路结构图；

图14显示了本发明的单片机主控程序的执行流程图；

图15显示了本发明的系统总设计图；

图16显示了本发明的分析仪输出的日光灯频闪的100Hz波形及其频谱图像；

图17显示了本发明的基于ZnO薄膜探测器的频闪分析仪原理图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明作进一步说明。

本发明提供了一种基于薄膜探测器的频闪检测系统及设计制作方法，包括对薄膜材料的制备、对薄膜材料上电极的蒸镀、薄膜探测器封装。此外，对封装好的薄膜探测器进行了电阻相对变化率和瞬态光照响应曲线的测试。如图17所示，基于以上的ZnO/Si薄膜探测器，设计了一种自适应反馈调节电桥电路用以提取出薄膜探测器的光信号，并经过信号放大、滤波、采样、传输及处理分析等步骤，实现了对常见光源的可见光频闪分析仪的功能。

1.1ZnO薄膜材料的制备：

1.1.1基片预处理：为了制备ZnO薄膜材料，首先需要对p型Si基片进行清洗处理，分别用丙酮及去离子水洗去基片表面可能存在的杂质。

1.1.2射频磁控溅射制备ZnO薄膜：

以p型Si单晶作为衬底，采用纯ZnO陶瓷靶材，以高纯氩气为溅射气体，通过射频磁控溅射制备ZnO薄膜，衬底温度在260℃，溅射真空度1Pa左右，溅射功率为80w，溅射时间为60min，获得厚度为300-400nm、(002)择优取向的ZnO多晶薄膜。

1.2薄膜探测器的制作

1.2.1薄膜探测器电极蒸镀

使用真空电阻蒸镀仪对薄膜进行Cu叉指电极蒸镀，以Cu作为蒸发源，真空度在5.0*10^-3Pa左右，使用平面叉指掩膜，在蒸发源电流为70A下蒸发2min制备顶电极Cu。获得探测器原形器件如图1所示。

1.2.2薄膜探测器PCB封装装配

在实验过程中，发现薄膜探测器的Cu电极薄膜和ZnO薄膜容易在空气中被氧化，从而导致薄膜探测器的性能产生恶化；同时，为了便于系统电路的设计与制作，还需要将薄膜电极引出，使之成为更具有连接可靠性且更有利于电路搭建的形式；因此对薄膜探测器采用定制电路板PCB辅以高透明度环氧树脂的方案进行封装，提高了系统的可靠性、稳定性和系统集成度。

已知薄膜探测器基片的尺寸为10mm*10mm，并且所制备的Cu叉指电极在薄膜中部留出的有效区宽度约为5mm，基于此数据设计了定制PCB封装板。生产完毕的PCB封装板和经过封装板封装完毕的探测器如图2所示。

1.3薄膜探测器的性能测试

1.3.1薄膜探测器的电阻相对变化率测试

将封装完毕的薄膜探测器与一电阻搭建为简单分压电路，并在分压电路两端提供一恒定电压源激励。将此电路置于遮光环境下，通过台表测试薄膜探测器两端的电压值计算分压比，即可计算出薄膜探测器当前暗电阻。如图3所示，分压电路中的固定电阻阻值以及激励电压值均已标出。

将此电路放置于遮光条件下，测试读取V0电压读数，得到电压值1.95V。根据固定电阻值100kΩ以及5V激励电压，通过分压比计算得知薄膜探测器的暗电阻为64kΩ。

随后，将遮光罩去除，并关闭室内房门，闭紧窗帘，规避日光影响，同时开启房间内日光灯、LED灯、白炽灯等照明设备，再次测试读取V0电压读数。在实验室、寝室、教室、办公室等地重复以上过程，最终测试结果显示，在上述的通常日光灯环境下，V0读数约在1.47～1.56V之间变化，等效算得光电阻在48.22～51.168kΩ之间变化。也即是说，在大部分通常的生活环境下，此薄膜探测器在通常人造光源下的电阻相对变化率约为20～25％，足以满足绝大部分常用采样电路以及常用ADC采样芯片的需求。

1.3.2薄膜探测器的瞬态响应曲线测试

由于系统旨在测试常见人造光源频闪，故对薄膜探测器的响应速度提出了要求。绝大多数室内照明光源，如日光灯，一般会因为50Hz市电交流电以及电路整流效应产生100Hz频闪，频闪周期为10ms，从这一角度来说，若希望探测此频闪，薄膜探测器对瞬态光照变化的响应时间就至少应当小于10ms，即器件的响应截止频率大于100Hz，才可能获得无衰减、无畸变的频闪曲线。

为了测试ms级响应曲线，可以采用前述分压电路+示波器的测试方案。同样搭建如图3所示的分压电路，测试获取图示中V1的响应曲线。与前述对相对电阻变化率的测试不同，此处选取固定电阻两端为测试点，原因在于，本设计所制备的薄膜探测器是以光电导的形式工作，在外加光照时电阻值下降。为了使示波器所读取得到的曲线变化方向和光强度变化方向一致，需要选取固定电阻两端电压作为测试点。

将测试电路放置于工作台上，使用手机闪光灯照明作为瞬态光激励源。设置示波器为单次触发模式，触发方式为上升沿，即可捕捉光照起始瞬间的响应曲线。相应的，将示波器设置为单次触发模式，触发方式为下降沿，即可捕捉光照停止瞬间的响应曲线。如图4，5所示，分别为施加光照瞬间和停止光照瞬间的电压响应曲线。通过观察曲线图可知，制备所得的薄膜探测器的响应时间约为1～5ms(上升沿～下降沿)，皆小于10ms，符合系统设计需求，故可认为所制备出的薄膜探测器在瞬态响应时间这一指标上可以满足系统要求。

2.1芯片选型及前端电路分析说明

2.1.1LDO线性稳压器

线性稳压器内部电路概述如图6所示。基本上由误差放大器(误差检测用运算放大器)、基准电压源、输出晶体管所构成。输入或负载变动后，输出电压开始变动，误差放大器也会连续比较来自稳压器输出电压的反馈电压和基准电压，调整功率晶体管使差分为零，将VO维持恒定。这是反馈环路控制稳定化。

误差放大器非反转引脚的电压可认为保持与VREF相同，故流向R2的电流将会恒定。流向R1和R2的电流I通过REF÷R2可以求得，故Vo将稳定保持为：

I*(R1+R2)

本电路所检测的光信号可认为是一种微弱电信号，这就意味着传感器所产生的电信号的电压强度通常较低。而在低电压强度下，如果使用具有较大噪声的开关电源，有效信号便会直接被淹没在电源噪声中无法分辨，所以本设计中的供电必须来自于LDO电源芯片。

2.1.2REF电压基准芯片

根据实际测量结果，电路中薄膜光电探测器的电阻值在10KΩ量级。通常，在任意电桥电路正常工作时，桥臂电阻的数值基本与待平衡电阻——此处为光电导——持平。故可以得知电桥电路在正常工作时的总电流总是小于1mA，此电流负载量级远小于REF3030可供电电流负载能力，REF可维持在一稳定工作状态中。

2.1.3可编程数字电位器

采用一款可编程数字电位器X9C104，其最大电阻行程为100kΩ，步进值为1kΩ。在本设计中，此数字电位器用于调节电桥平衡，以使光照带来的传感器输出达到最大值，且可规避暗电阻的影响。除此之外，采用可编程数字电位器作为电桥平衡臂的电阻还可以为输出电压信号带来一定的共模抑制度，有利于信号信噪比的提高。

2.1.4自适应可调节反馈式数字平衡电桥

本发明设计了图7所示的自适应可调节反馈式数字平衡电桥电路，用以有效地提取光电信号，抵消了薄膜探测器中不包含光信息的暗电阻带来的直流信号，且抑制了来自室内220V50Hz市电的工频干扰。这是因为本发明中所制备的薄膜探测器为光电导响应，即光信号的变化将会体现在探测器的电阻变化上，故必须为探测器提供一个电压激励和一个分压结构才能将电阻变化转化为电压信号。然而，通过电阻分压激励电路将光电导的电阻变化信号转变为电压信号具有可见的缺点：分压电路会降低光电导等效响应，使信号信噪比降低；分压电路的电压输出会受到电源噪声的巨大影响；分压电路的输出信号的直流分量受到光电导的暗电阻影响，导致产生一无法消除的持续直流电压信号。

电信号的输出信号强度事实上会与探测器的暗电阻以及探测器的电阻相对变化率相关，且在最终输出式中，暗电阻值将会体现为一固定直流信号。而在电源供电范围极端受限的单3.3V电源供电的采样电路中，此实际不包含光信息的固定直流分量不利于信号的放大、采样与测量，容易导致仪表放大器的饱和，从而使信号失真甚至被直流分量淹没，故本设计中采用了电桥电路结构消除直流信号的影响。

在图7的电桥电路中，假设数字点位器组织与暗电阻值严格相等，电桥达到平衡状态，R1和R2电阻之间的输出差分电压为0。当薄膜探测器受到光照，电阻值开始变化，电桥平衡随之被打破，差分电压输出值开始变化，且仅与探测器的电阻变化率相关、与探测器的暗电阻无关。在图7电路中，由于在不同批次制备出薄膜探测器的暗电阻因为操作误差的不确定性，有可能会出现不同程度的随机偏移，故Ra部分不可使用固定阻值电阻，而需要使用可实时改变阻值的可编程数字电阻构成反馈环路，通过在上电的同时遮蔽探测器的光照，仅获取其暗电阻值，由单片机采样从而达成在黑暗条件下的电桥平衡，而由上述电路结构可知，此时，电桥差分输出大小仅仅与薄膜探测器的电阻相对变化率决定，故而可以最大程度地屏蔽暗电阻的影响。除此之外，由于在不同批次制备出薄膜探测器的暗电阻因为操作误差的不确定性，有可能会出现不同程度的随机偏移，故Ra部分不可使用固定阻值电阻，而需要使用可实时改变阻值的可编程数字电阻构成反馈环路，通过在上电的同时遮蔽探测器的光照，仅获取其暗电阻值，由单片机采样从而达成在黑暗条件下的电桥平衡，而由上述电路结构可知，此时，电桥差分输出大小仅仅与薄膜探测器的电阻相对变化率决定，故而可以最大程度地屏蔽暗电阻的影响。

2.1.5仪表放大器

仪表放大器是一个特殊的差动放大器，具有超高输入阻抗，极其良好的CMRR，低输入偏移，低输出阻抗，能放大那些在共模电压下的信号。仪表放大器是一种具有差分输入和相对参考端单端输出的闭环增益组件，具有差分输入和相对参考端的单端输出。仪表放大器内部结构示意图如图8所示，可以看出，其电路基本上是由三个运算放大器构成，其中前两个运算放大器构成差分放大结构，输出级放大器构成差分转单端结构，并将差分信号放大后拉到REF参考电平为中心上进行输出，在本设计中，我们使用GND电平作为运算放大器的参考电平，即可使运算放大器输出相对于GND的单端信号。

如果仪表放大器内部的两个差分端运算放大器结构是绝对理想对称的，则来自差分输入端的信号将被彻底抑制。也即是说，理想情况下，取自前端电桥电路的差分信号中，来自板载电源的电源噪声和来自室内220V交流电耦合进入电路的50Hz工频干扰都将被抑制，而来自光电传感器的差分信号将被放大。

然而，在实际情况中，仪表放大器中的两个对称差分运算放大器并不能达到理想对称，来自制造工艺的公差等因素会导致对称运算放大器的放大系数不等，从而导致共模抑制比并不能达到100％。

在本设计中，我们采用AD623轨到轨低电压仪表放大器作为前端电桥差分输出信号的放大器，并采用一X9C104数字电位器芯片控制其增益幅度，单片机采集AD623的输出信号并判断放大系数的合适与否，从而反馈至X9C104，构成经典AGC，也即自动增益控制反馈控制环路，从而扩大电路整体的采样动态范围，以更好地观察频闪信号。

2.2采样电路及其噪声抑制

2.2.1采样率需求分析

日常工作生活中，接触时间最长的人造光源之一为日光灯，而日光灯中的频闪来自于经过整流的50Hz交流市电，其频闪频率为100Hz；根据调查汇总，可以发现市面上绝大部分存在PWM调光频闪的手机的调光频率通常都在200-300Hz范围内。

综上所述，期望至少可以采集到300Hz的频闪信息。故根据奈奎斯特采样定理，至少需要两倍频宽采样率才可分析到频带内的所有频率信息。出于对开发时间与成本的综合考虑，本设计仅期望分析光源的频率值信息，且并不会进行对光源的调制深度、调制宽度等信息进行进一步分析，故无需考对信号的虑谐波进行分析。因此，可知本设计期望系统采样率大于600Hz，同时由于期望最终硬件成品为小型手持设备的形式，故考虑尽可能使用低功耗芯片。综合以上信息考虑，最终选型使用ADS1115进行信号采样。

2.2.2频率混叠现象及其抑制滤波电路设计实现

如果仅考虑理想情况下的采样，只要系统采样率能在设计中满足奈奎斯特采样定理，即可完整采集到所有信号信息而无需考虑混叠，但在实际情况中，并非只有有效信号会产生混叠现象，电路中的各类宽带噪声，如热噪声等，通常会均匀分布在整个频带上，意味着当系统采样率较低时，高频噪声将会通过混叠效应全部叠加至奈奎斯特采样基区，造成系统信噪比的急剧恶化，故需要在采样前进行抗混叠滤波，消除第二奈奎斯特区域中的高频信号干扰与高频白噪声积分干扰。

本发明使用filtersolution进行滤波器设计，选择巴特沃斯型结构进行低通滤波器的设计。

2.2.3电源噪声与数字串扰噪声及其抑制电路的设计实现

理想状态下，LDO线性稳压供电芯片将提供一个纯净无噪声的稳定电压电源，在实际电路中，LDO芯片的输入端电压通常来自于上一级化学电池抑或是开光电源。在本设计中，上级电源来自于一便携式供电设备的开关电源，则上级电源的开关纹波就会不可避免地对LDO的输出产生负面影响，在本设计中，便携式供电设备约会带来30mv的稳定周期性电源纹波。

因此，由于此设计的电路系统依赖于对传感器的微弱电信号的放大来获取频闪信息，是一种噪声敏感型设计，故需要尽可能规避数字端的噪声可能带来的影响，此处采用电源分离式设计，将模拟前端和数字电路端分离供电，同时在版图中大面积铺设GND网络铜箔，从而分离电流回路，使模拟前端不再受到数字端电路的干扰。如图9所示，图示中覆盖了整个PCB的大面积蓝色区域块即为GND网络铜箔，而图示中两条分离的高亮的走线即意味着电路中的两路独立电源供电，分别来自两颗平行独立放置的AMS1117的电源输出端，为模拟电路部分和数字电路部分提供电源电压。

2.2.4采样电路的设计实现

本发明选用ADS1115采样芯片，电路结构如图10所示，在采样引脚前端具有如上一节所述的滤波电路，用于高频噪声和高奈奎斯特区频率信息的抑制，以增加系统整体信噪比。ADS1115本质上是一模拟/数字转换芯片，其内部也存在CMOS电路结构，并且随时受到单片机的控制，故也会出现向电源的负载反馈。ADS1115存在内部基准电压，此基准电压几乎不会受到3.3V供电电源上的噪声影响，从而使电源噪声几乎不会影响到电压采样过程，故需要将ADS1115也纳入数字端供电部分，将其与模拟前端供电隔离。ADS1115需使用IIC接口及协议与单片机进行通信并传递数据。

2.3单片机通信接口协议及其外围电路

2.3.1GPIO及其外围电路

可编程数字电位器依赖于一组特定的高低电平以及上升沿、下降沿的组合进行控制，此特定的高低电平与边沿组合即可以使用GPIO来完成。如图11所示，单片机的PA13～PA15，PB3～PB5几个引脚分别控制了两个数字电位器X9C104，当电位器需要增大阻值，则只需要在单片机程序中将U/D_N引脚设置为0，CS_N引脚设置为0，最后将INC_N引脚首先设置为1，经过必要延迟后再设置为0，即可控制X9C104电位器阻值增大1KΩ。本系统依赖于此控制流程完成了对数字电位器的控制，并由此达到了对电桥电路进行反馈和校准的目的。

2.3.2IIC总线协议与接口及其外围电路

在本设计中，我们使用IIC协议使单片机与ADS1115芯片进行通信。

使用单片机所自带的硬件IIC兼容接口完成对ADS1115的控制和通信，使编程流程专注于数据处理而非对时序的调节。STM32与ADS1115的电路连接如图12所示。其中，STM32的PB10～PB11几个引脚接口分别与ADS1115的SDA、SCL接口相连，PB10～PB11几个引脚可以被设置为工作在IIC模式。在编写单片机程序时，仅需要通过调用IIC相关的API，便可以直接获取来自ADS1115的采样信息。

2.3.3UART接口及其外围电路

本发明采用STM32单片机通过UART接口协议与PC机完成通信。STM32的PA9～PA10引脚可以被设置为UART工作模式，此外，为了与PC机通信，还需要额外加装一个CH340电路模块，具体电路如图13所示。

至此，UART通信电路设计完毕，仅需在编写单片机程序时调用UART相关的API即可完成与PC机的通信。

2.4单片机主控与上位机软件的实现

2.4.1单片机主控程序的设计与实现

为正确地实现频闪检测系统的完整功能，硬件系统的前端电路、放大电路、采样电路、供电电路等，都必须正确地工作并配合，对于本设计而言，即是要求系统的自适应电桥正确地初始化为准电桥平衡状态，放大电路设置正确且适当的放大系数，采样电路以恰当的采样频率采集到正确的电压波形，供电电路提供稳定、低噪声的系统电源。而为了实现对前端电桥正确校准初始化与反馈，以及可编程增益的仪表放大器的放大倍数的正确设定，一个适当的单片机及其主控程序就是绝对必要的。

如图14所示为单片机主控程序的执行流程图。程序在上电时首先进行单片机自身的初始化，为单片机内部的寄存器、PLL、时钟树、片内外设等配置正确的寄存器值，使单片机进入预设的目标工作状态中。随后，单片机会控制自身的GPIO、通信外设等，完成对电路系统的整体校准与初始化，其中便包括：调整仪表放大器回路的数字电位器以调节仪表放大器的增益系数；调整ADS1115的寄存器值使其可以正常工作。随后，单片机启动预采集，检测电桥输出并对电桥上的数字电位器进行反馈调节，使电桥达到准平衡状态。需要注意的是，在单片机对前端电桥进行反馈调节的时候，应保持薄膜探测器处于遮光状态，否则系统无法工作在最佳状态，甚至可能出现运行错误。在完成电路系统的整体校准与初始化以后，单片机便进入周期循环工作状态，不断通过采样电路采集来自前端电桥和放大电路的电压信号，并将信号数据通过UART转发至PC机，直到系统断电或出现运行错误时才会停止，等待复位或是下一次上电。

2.4.2上位机软件实现简述

如前所述，单片机与PC机之间的通信采用UART接口协议，则PC机上不仅需要在硬件接口上与单片机正确连接，还需在系统中运行一个可获取UART端口信号的软件，才能完成整个通信流程。

在本设计示例中，采用名为Vofa+的串口助手软件作为上位机软件，其图形界面为三个主要区域，菜单选项区、插件功能区，以及波形显示区，通过加载Vofa+的两个图形化插件——示波器与直方图频谱——即可完成对数据的可视化显示与频率成分分析。单片机通过UART接口向PC发送一定量的数据，而Vofa+捕获到UART端口的数据后，以类似示波器的滚动显示方式，以横轴作为时间轴，单位为s，纵轴作为读数轴，单位为V，将所获取到的数据以直观的曲线形式描绘出来。同时，直方图频谱插件则对已获取到的数据进行FFT运算以得到信号中所包含的频率成分，再以直方图的形式显示到示波器图形的下方，其横轴为频率轴，单位是Hz，纵轴为对数轴，单位是dB。需要注意的是，由于此设计中的采样系统并未进行过绝对功率的标定与校准，其频谱图中显示的数值仅为相对单位，仅推荐用以作为定性分析，而不能代表绝对功率值。

至此，频闪检测系统全部实现。

2.5成品系统的运行与测试

频闪检测系统的完整PCB设计图，左侧部分电路为系统供电、电压基准参考源、前端电桥以及仪表放大器，右侧部分电路为数字端，包括ADC采样芯片与STM32单片机最小系统，其中最小系统为半孔邮票封装，其具体电路设计如图15所示。

将系统成品电路通过数据线连接至PC机，并且从模拟侧的microUSB接口处提供一个5V供电，系统即可开始工作。由初始化流程可知，在上电时首先应当保证传感器处于遮光状态，如此，系统才可正确完成初始化，使传感器暗电阻和数字电位器达成准电桥平衡。随后将遮光移除，在PC机上启动Vofa+软件，开启UART COM端口，即可看到单片机已经启动和PC机的通信并已经开始传输数据。

系统传感器对日光灯的响应，如图16，可以从示波器波形图形中看出明显的100Hz脉动波形，也可以从频谱直方图中看100Hz及其谐波的功率峰。此外，若经过单片机数字处理校准，理论上可分析0～400Hz范围的频闪，实际实验测试结果中，约可做到在0～360Hz的单频点频闪的无失真测量。

虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (2)

1.一种基于薄膜探测器的频闪检测系统，其特征在于，包括薄膜探测器和频闪分析仪；

所述薄膜探测器包括P型Si衬底、ZnO薄膜材料、Cu叉指电极，所述ZnO薄膜材料位于P型Si衬底上表面，所述Cu叉指电极位于ZnO薄膜材料上表面，用于采集频闪信号；

所述频闪分析仪内设置有分压电路、线性稳压器、电压基准芯片、可编程数字电位器、自适应反馈电桥、仪表放大器、主控单片机、采样电路；其中分压电路用于将薄膜探测器采集的信号转化为电压信号输出；电压基准芯片用于为薄膜探测器提供电压激励；线性稳压器用于对分压电路输出的电压信号进行调节，得到稳定的电压信号；自适应反馈电桥用于对线性稳压器输出的电压信号进行反馈调节，抵消薄膜探测器中不包含光信息的暗电阻带来的直流信号，并且自适应反馈电桥中的反馈环路采用的电阻为可编程数字电位器；仪表放大器用于将得到的电压信号进行放大；主控单片机用于控制采样电路对得到的电压进行采样并且与外部进行通信。

2.根据权利要求1所述的基于薄膜探测器的频闪检测系统，其特征在于，所述ZnO薄膜材料为n-ZnO/p-Si异质结，通过射频磁控溅射生长于p-Si基片上。

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