CN114094716A - 无线充电 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及无线充电。提出了用于无线功率传输系统的电流感测电路和最小操作频率。测量通过无线功率发射线圈的电流的方法包括：将信号从切换电路接收到采样电路中；对来自采样电路的采样信号进行滤波；将滤波后的采样信号偏置，其中偏置仅在采样电路活动时发生；以及放大经偏置的信号以提供发射线圈电流信号。测量通过无线功率发射线圈的电流的方法包括：将信号从切换电路接收到采样电路中；对来自采样电路的采样信号进行滤波；将滤波后的采样信号偏置，其中偏置仅在采样电路活动时发生；以及放大经偏置的信号以提供发射线圈电流信号。

Description

无线充电
技术领域
本发明的实施例涉及功率的无线传输，并且具体地涉及无线充电。
背景技术
移动设备(例如，智能手机、平板电脑、可穿戴设备和其他设备) 越来越多地使用无线充电系统。一般而言，无线功率传输涉及驱动发射线圈的发射器，以及具有靠近发射线圈放置的接收器线圈的接收器。接收器线圈接收由发射线圈生成的无线功率，并且使用所接收的功率来驱动负载，例如为电池充电器供电。
通常，无线功率系统包括发射器线圈以及接收器线圈，发射器线圈被驱动来产生时变磁场，接收器线圈可以是诸如手机、PDA、计算机或其他设备的接收设备的一部分，接收设备相对于发射器线圈定位来接收在时变磁场中传输的功率。
然而，无线功率传输提供了多种挑战。一个挑战是监视TX线圈电流，TX线圈电流可以表示高达82％的发射器功率损失。
因此，需要开发改进的方式来将无线功率传输发射器操作为提供更有效的功率传输。
发明内容
根据本公开的实施例，提出了电流感测电路。此外，提出了一种系统，用于设置针对无线功率传输系统的最小操作频率。
在一些实施例中，无线功率发射器包括：反相器驱动装置，其包括由栅极控制信号驱动的串联耦合的MOSFET晶体管，反相器驱动装置被配置为驱动耦合到在串联耦合的MOSFET晶体管之间的切换节点的发射线圈；以及被耦合为从切换节点接收信号的电流感测电路。电流感测电路包括：采样电路，在采样电路导通时，其被耦合为从切换节点接收信号；放大器，其被耦合为从采样电路接收采样信号；滤波器，被耦合到采样电路来对采样信号滤波；以及偏置电路，被耦合为将放大器处的采样信号偏置，其中偏置电路在采样电路导通时而导通。
测量通过无线功率发射线圈的电流的方法包括：将信号从切换电路接收到采样电路中；对来自采样电路的采样信号进行滤波；将滤波后的采样信号偏置，其中偏置仅在采样电路活动时发生；以及将经偏置的信号放大来提供发射线圈电流信号。
操作无线功率发射器的方法包括：操作无线功率系统，无线功率系统包括以第一频率向无线功率接收器提供功率的无线功率发射器；确定第一频率下的零电压切换(ZVS)死区时间；降低第一频率，直到ZVS死区时间在最大ZVS死区时间之上；以及根据第一频率来设置最小操作频率。
无线功率发射器包括：反相器，其包括与下部晶体管串联并且耦合在输入电压和地之间的上部晶体管，上部晶体管根据UG信号来被驱动并且下部晶体管根据LG信号来被驱动；TX线圈，其被耦合到其中连接上部晶体管和下部晶体管的切换节点；耦合在切换节点和地之间的电容器；模拟前端，被耦合为在切换节点处接收输入电压、接地电压和切换电压，模拟前端提供指示切换节点的电平的信号；以及具有ZVS控制过程的处理器，处理器执行用以进行以下操作的指令：将无线功率发射器操作为以第一频率向无线功率接收器提供功率；确定第一频率下的零电压切换(ZVS)死区时间；降低第一频率，直到 ZVS死区时间在最大ZVS死区时间之上；以及根据在最大ZVS死区时间之上的第一频率，来设置最小操作频率。
这些实施例和其他实施例在以下关于以下附图来讨论。
附图说明
图1图示了无线功率传输系统。
图2图示了可以在其上实现本公开的实施例的无线功率发射器。
图3图示了常规的电流感测电路。
图4图示了根据本公开的一些实施例的电流感测电路。
图5图示了根据本公开的具有无线功率发射器的另外方面的另一无线功率系统。
图6图示了图5所示系统的根据频率变化的谐振回路增益曲线。
图7图示了常规无线功率系统的功能。
图8图示了根据本公开的一些实施例的无线功率发射器的功能。
图9B图示了图5中示出的无线功率发射器的细节，示出了根据本公开的各方面。
图9A图示了根据本公开的一些实施例的在图5和图9B中图示的无线发射器上操作的过程。
图10进一步图示了根据本公开的图5和图9B中图示的无线功率发射器的各方面。
图11图示了图5和图9B中图示的无线功率发射器的操作的进一步细节。
这些图在以下进一步讨论。
具体实施方式
在以下描述中，阐述了描述本发明的一些实施例的具体细节。然而，对于本领域技术人员显而易见的是，可以在没有这些特定细节中的一些或全部的情况下实践一些实施例。本文所公开的具体实施例旨在例示而非限制。本领域技术人员可以意识到虽然此处没有具体描述但在本公开的范围和精神内的其他元素。
该描述例示了创造性方面，并且实施例不应被视为限制性的，权利要求限定了受保护的本发明。在不脱离本说明书和权利要求书的精神和范围的情况下，可以进行各种改变。在某些情况下，为了不混淆本发明，没有详细示出或描述众所周知的结构和技术。
图1图示了可以在其上执行根据本公开的实施例的示例无线功率传输系统100。如图1所示，无线发射器102被耦合到线圈106并且无线接收器104被耦合到线圈108。线圈106由无线发射器102驱动来产生时变磁场，时变磁场进而在线圈108中感应电流。线圈108被耦合到无线接收器104，无线接收器104可以接收通过时变磁场而从无线设备102发射的功率。
无线接收器104可以被包括在具有无线功率功能的任何设备中。许多电话、笔记本电脑、平板电脑和其他设备均包括无线功率功能。在许多情况下，这些设备既可以接收无线功率，也可以发射无线功率。在一些示例中，无线发射器102可以是固定无线充电器。
本发明的一些实施例允许测量无线功率发射器中的线圈电流。无线功率发射器中的线圈电流应被监视。在某些情况下，通过线圈的电流可能占发射器损耗的82％。监视电流可以帮助预测与电流相关联的功耗，这被用于提高异物检测。根据Qi无线功率协议，异物检测是无线功率发射器职责的一个关键方面。
本发明的其他实施例允许在零电压切换中使用死区时间测量来设置最小允许频率，从而避免进入反转区域。使用死区时间测量可以允许以与特定系统(涉及功率发射器和功率接收器系统)的峰值频率非常接近的最小允许频率来进行操作。
图2图示了可以在其上执行本发明的实施例的无线功率发射器 (PTx)200的示例。PTx 200可以形成在被用于驱动发射线圈222的单个IC上。PTx 200从外部源将功率接收到功率块208中。功率块 208包括DC/DC转换器和其他功率处理设备，诸如例如，降压转换器、功率滤波装置、低压降稳压器(LDO)和其他设备，以提供PTx 200 的功率需求。如图2所示，PTx 200包括反相器/驱动器210，反相器/ 驱动器210被耦合为驱动外部反相器216，外部反相器216根据来自处理器204的指令来驱动发射线圈222。
处理器204可以是能够执行指令来执行本公开中描述的功能的任何处理设备。在一些实施例中，处理器204通过接口202而被耦合到提供指令的另一设备，在该情况下，本公开中描述的功能由处理器202 以及通过接口202而与处理器204耦合的设备的组合来执行。处理器 204可以包括微型计算机、微处理器、状态机或执行本公开中描述的部分或全部功能的其他电路的任何组合。
处理器204可以被耦合到存储器206。存储器206可以是存储在处理器204中执行的数据和指令的易失性存储器和非易失性存储器的任何组合。存储器206还包括在处理器210的操作中所使用的任何寄存器。
图2图示了无线功率发射器250，无线功率发射器250图示了根据本发明的实施例的电流感测方面。如图2中所示，无线功率发射器包括PTx 200以及如下文进一步描述的外部电路，PTx 200在一些实施例中可以形成在单个集成电路(IC)上。
如图2所示，PTx 200包括处理器204，处理器204被耦合到功率块208、反相器/驱动器210和电流测量控制装置212。PTx 200被耦合到反相器216，其中反相器/驱动器210驱动反相器216中的晶体管，反相器216驱动电流通过TX线圈222。反相器216可以包括全桥反相器(由四个晶体管形成)或半桥反相器(由两个串联耦合的晶体管形成)来驱动电流通过TX线圈222。反相器的功率可以由功率块208提供，功率块208可以由处理器204控制来控制线圈222中生成的时变磁场的输出功率。如下文进一步讨论的，处理器204还可以通过控制MOSFET PWM波形的不同特性(诸如驱动反相器216的占空比、相位或频率或其他特性)来控制无线功率输出。
如图2进一步所示，作为反相器216和线圈222之间的节点的一个或多个切换节点220由电流感测电路218来监视。电流感测电路218 通过来自PTx 200中的控制块212的电流信号而被导通或关断。如图所示，处理器204可以利用来自电流控制块212的控制信号来导通或关断电流感测电路218。此外，指示线圈电流的信号I_TX coil可以从电流感测电路218接收到模数转换器(ADC)214中，从而以数字方式被读入到处理器204中来用于进一步处理。所测量的电流被用于在处理器204上执行的各种算法中，以控制由与TX线圈222通信的PTx200形成的无线功率发射器的功率输出。所测量的电流被进一步用于监视无线发射器中的功率损失。在一些实施例中，不是被接收到ADC 214中，而是模拟处理和比较器电路可以被用于监视传输电流电平。
在一些实施例中，PTx 200可以包括被并入在相同IC上的电流感测装置218。然而，如本公开中所示，电流感测装置218是PTx 200 的外部电路。
以低成本方式监视电流是具有挑战性的。特别是在使用公共点来感测线圈电流的多线圈系统中，电流感测电路218可以使用反相器 216的低侧晶体管的MOSFET漏极-源极导通电阻(RDSON)和单个运算放大器来形成期望的低成本方法。这种设计有助于节省组件成本和设计复杂度。然而，当使用低成本放大器电路时，现有技术在平衡响应时间和噪声滤波方面存在挑战。与采样MOSFET的导通和关断相关联的噪声是特别需要解决的具有挑战的问题。
图3图示了用于测量如上所述的TX电流的常规系统300。图3 图示了反相器302，反相器302可以是图2中所示的反相器216。反相器302包括串联耦合的MOSFET晶体管306和308。晶体管306和 308的栅极被例如如图2所示的驱动器210的驱动器驱动，以驱动电流通过TX线圈，TX线圈被耦合到切换节点320。如图3所示，晶体管306由来自驱动器210的GH信号驱动，并且晶体管308由来自驱动器210的GL信号驱动。切换节点320是如图2所示的实施例切换节点220，切换节点320在该示例中是晶体管306和308之间的节点。反相器302还可以包括滤波器电路310，以对被提供给与切换节点320 耦合的TX线圈的功率进行滤波320。电路312是零电压切换(ZVS) 电路，零电压切换(ZVS)电路减慢SW节点320的摆率，来帮助防止电动势干扰(EMI)。如图所示，电流感测电路304被耦合到SW 节点320来测量SW 320处的由晶体管308的RDSON产生的电压以及通过与SW 320耦合的线圈的电流I_TX。
图3进一步图示了与切换节点320耦合的电流感测电路304。如图3所示，电流感测电路304包括串联耦合的采样晶体管314和316，采样晶体管314和316被耦合在切换节点320和放大器340之间。晶体管314和316是采样MOSFET，其栅极由控制信号(例如，由PTx 200的电流控制装置212生成的控制信号)控制。如图3所示，放大器340在节点326处由功率输出LDO 2供电，功率输出LDO 2例如来自PTX IC 200的功率块208。滤波电路318可以被进一步耦合到晶体管314和316与放大器340之间的耦合装置。放大器340的输出如图2所示，通过输出滤波器328而被耦合到输入到PTx 200的信号 I_TX线圈信号。输出滤波器328可以是峰值检测滤波器。
尽管图2和图3将电流感测电路218和304分别图示为在由PTx 200形成的IC的外部。如上所述，在一些情况下，电流感测电路218 和304可以被集成到具有PTx 200的单个IC中。此外，偏置电路330 可以通过在无负载操作时调整电压LDO1来校准，以改进增益。
图3图示了使用同步MOSFET感测电路的电流感测电路304。在一些实施例中，放大器340可以是低成本放大器。电路设计然后具有输入偏移330，以将放大器340处所感测的电压保持在低成本放大器 320的共模范围内。如图3所示，偏移330利用偏置电阻分压器形成，偏置电阻分压器由串联耦合的电阻器322和324形成，其中放大器340 的输入被耦合到电阻器322和324之间的节点。偏置来自电压LDO1，电压LDO1再次可以从PTx IC 200中的功率块208接收。在一些实施例中，LDO1可以是1.8V偏置电压。
然而，该布置中的滤波电路318的电容器(特别是电容器332和 334)必须保持较小，以允许系统快速稳定到所感测的电压电平。具体问题是，当采样MOSFET 314和316关断时，偏置电压会通过增加其偏移来干扰滤波电容器332和334上存储的电压，这会对电流传感器304的操作产生负面影响。
图4图示了根据本公开的实施例的具有电流感测电路404的系统 400。与图3所示的系统300和电流感测电路304相比，偏置电路330 由偏置电路430替换。在偏置电路430中，晶体管402，具有与控制信号耦合的栅极，利用晶体管314和316而导通。晶体管402是MOSFET，被耦合到由串联耦合的电阻器422和424形成的分压器。电阻器422和424之间的节点被输入到放大器340。此外，滤波器318 被滤波器418替换，滤波器418包括电容器432和434。
作为电流感测电路404的同步采样电路，由电压LDO1(例如， 1.8V)驱动的偏置可以通过与以下栅极信号相同的栅极信号来控制，该栅极信号通过MOSFET晶体管314和316对来自切换节点320的输入信号进行采样。将MOSFET晶体管402与偏置电阻器422和424 的串联放置实现了以下目标：在MOSFET晶体管314和316关断时，不对滤波器318的电容器332和334产生负面影响。在一些实施例中，偏置电路430可以例如通过调整LDO1上的电压来校准。这种校准例如可以在没有负载的情况下完成。
此外，滤波电容器432和434可以比常规电流感测电路304的滤波器318的滤波器332和334大得多，因为当没有发生采样时它们不再被偏置。最终结果是电路板上的输出信号I_TX coil更干净，并且电流信号的测量得以改进。
具体地，在电流感测电路404中，电流仅在电流感测电路404活动时流过偏置电阻器422和424。如上所述，当MOSFET晶体管402 通过与采样晶体管314和316的栅极控制信号相同的栅极控制信号而导通时，电流流动。
此外，仅当电流感测电路404正在监视SW节点320处的电压时才施加放大器340上的偏置，电流感测电路404正在监视SW节点320 处的电压。例如，该电压可以由I_coil*RDSON_308给出，其中 RDSON_308是MOSFET晶体管308的漏极-源极导通电阻。
该新颖的解决方案通过允许使用更大的滤波电容器、同时通过仅在电流控制电路活动时允许电流通过偏置电路以降低输出功率，来优雅地实现更高质量的测量。因此，电流感测电路404允许无线功率系统400通过使用RDSON(晶体管308的RDSON)的外部电路来监视线圈电流。电流感测电路包括放大器340，放大器340的输入使用滤波器来降低噪声并且被偏置为符合放大器340的规范。电流感测电路404仅在控制信号被激活时才对切换节点320处的电压进行采样。偏置电路还包括与由电阻器422和432形成的分压器串联的MOSFET 晶体管402。晶体管402也由控制信号激活，控制信号在电流感测电路404不活动时防止偏置。
当其他变量(例如SW节点320上的峰值电压)相关时，与SW 节点320耦合的线圈上的电流可以被进一步改进。这是线圈电流的积分的结果。将积分线圈电流与峰值线圈电流相关有助于处理器200计算IRMS，IRMS被应用于估计无线功率发射器250中的AC损失。
通过线圈的电流被用于监视和控制无线功率传输的众多领域中的一个领域是：监视和控制具有零电压切换的反相器中的切换。图5 图示了包括无线功率发射器510的无线功率系统500。无线功率发射器510利用驱动反相器216的PTx 200，通过TX线圈222来发射无线功率。如上所述，从发射器510发射的无线功率可以通过接收线圈 108而被接收到无线接收器104中。众所周知，驱动器210驱动反相器216中的晶体管，以在TX线圈222处提供时变磁场。驱动器210 以特定频率来驱动反相器216，特定频率可以被调整为使到无线接收器104的有效功率传输最大化。在图5中，已省略电流感测电路218，但是可以存在电流感测电路218，以通过测量如上所述的切换节点220 处的电压来监视通过Tx线圈222的电流。然而，除了如上所述的电流感测电路404之外，一些实施例可以使用其他电流感测电路，包括并入PTx 200内的电流感测电路。
如图5所示，模拟前端(AFE)电路504被耦合为接收来自SW 节点220的电压并且将信号提供给零电压切换(ZVS)控制器502。 ZVS控制器502由处理器204执行并且监视切换节点220处的电压。 ZVS控制器502然后控制驱动器210中的切换，使得当跨切换式晶体管的电压为零时，反相器216中的晶体管的切换发生。该过程大大减少了由反相器216中的晶体管的切换引起的电动势干扰(EMF)。ZVS 控制器502还可以提供与反相器216中的晶体管被切换以允许特定操作频率的时间有关的信息，并且晶体管被实际切换来提供用于ZVS 操作的时间是死区时间，这将在以下进一步讨论。
例如，根据QI无线功率协议，可变频率控制可以被用作PTx 200 用来调节无线功率发射器和无线功率接收器之间的功率传输的一个方法。当在正常操作区中操作时，降低操作频率会增加功率，而增加操作频率会减少功率传递。
图6利用针对无线功率系统(诸如，如图5所示的系统500)的谐振回路电路增益与频率的曲线图，来图示该特征。如图所示，回路电路增益曲线602图示了在接收器104服务于各种负载的情况下，回路电路谐振增益与无线功率发射器510和接收器104之间的无线功率传输的驱动频率的关系。如图6所示，曲线图602图示了负载较轻时的最高和最陡峭的曲线，以及负载较高时的较低、较宽曲线。高曲线 610图示了接收器104上的0％负载，而最低曲线612图示了接收器 104上的100％负载。曲线610和612之间的曲线图示了接收器104 上的各种负载。如图所示，从顶部曲线610到最低曲线612，所示负载为25％负载、40％负载、55％负载、70％负载和85％负载。
图6还图示了每个曲线602的峰值增益608。如图所示，随着负载增加，每个曲线的峰值频率从较低频率移向较高频率。如图6中进一步图示，无线功率系统在高于峰值增益的操作区604中操作。如上所述，当在正常操作区604中操作时，当频率增加时，功率(由增益曲线602表示)降低，而当频率降低时，功率增加。
然而，如果系统的操作频率下降到系统的固有频率(由增益曲线 602的峰值608表示)以下，则控制关系反转。在操作频率低于曲线 602的峰值608的反转区域606中，进一步降低操作频率会减少传递到无线功率接收器104的功率。操作区604和反转区域606之间的转变点(由曲线602的曲线的峰值608标记)难以检测。此外，控制反转区域也显示硬切换，其中系统的电动势干扰(EMI)特性增加。因此，在大多数常规系统中，无线功率系统被操作为避免该情况。
因此，常规系统具有设置操作频率的下限的一些方法，下限在系统的固有频率之上来防止控制反转。在图6中，最小操作频率由峰值频率608表示。在许多系统中，最小操作频率被设置为在特定操作曲线602的峰值频率608之上。
图7图示了远高于峰值频率608的最小操作频率702的常规设置。图7再次图示了如图6所示的增益曲线602。如图7所示，常规操作将最小操作频率频率702设置为将所允许的操作区604移位到高于最小允许操作频率702的频率。然而，这在最小允许操作频率702和不允许系统操作的峰值频率608之间留下间隙704。
过去，在针对已知无线功率接收器设计的工作台上来表征各种条件下的给定的无线功率发射器设计，以确定最大系统谐振频率702。包括一些安全裕度的最大系统谐振频率702被加载到功率发射器系统中，功率发射器系统然后监视系统操作频率，使得频率决不允许低于该无线接收器所设置的最小操作频率102。该技术的不足是所有设计都会受限于无线功率发射器所表征的最差产品。新产品可以超出该限制，并且无线功率发射器无法进行补偿，从而导致控制反转、EMI和糟糕的用户体验。此外，无线功率传输系统无法进入间隙704中潜在的高效率操作区。
接近谐振频率操作期望将效率和/或所传递的功率最大化。在没有控制反转的情况下实现这一点可能非常具有挑战性，因为最小频率会随着负载以及无线功率系统中无线功率发射器和无线功率接收器之间的对准而变化。
再次参考图5，如上所述，处理器204中的ZVS控制502被操作为监视死区时间并且控制操作频率来实现零电压切换(ZVS)。如图 5所示，PTx 200包括自动调谐ZVS死区时间控制回路502，其控制反相器216中的晶体管的切换，使得在节点220处的电压为零伏时完成切换。如图5所示，ZVS控制回路502可以至少部分地在处理器 204上操作。如图5所示，在处理器204中操作的ZVS控制回路502 从模拟前端电路504接收信号，模拟前端电路504从来自反相器216 的切换节点220接收信号。如下文进一步讨论的，ZVS控制回路502 根据从SW 220接收的数据来确定零电压切换死区时间。其他技术(包括监视体二极管导通时间和硬切换特性监视)也可以被包括在PTx 200中。
如图所示，PTx 200降低操作频率，同时监视在ZVS控制电路502 中实现零电压切换(ZVS)情况所需的死区时间量。ZVS死区时间低于阈值最大允许死区时间值的最低频率可以被设置为最小允许操作频率。例如，图8中图示了该情况。
图8图示了曲线图810，曲线图810再次图示了图6和图7中图示的增益曲线。因此，图8还图示了如上所述的谐振回路增益对频率的曲线602。如图所示，图示了曲线602中的每个谐振曲线的峰值频率608。还使用曲线图810图示曲线图812，曲线图812图示了死区时间814随频率变化的关系，因为频率在所允许的操作区804中降低。当死区时间超过特定编程的最大时间816时，PTx 200停止降低系统的操作频率。达到最大死区时间816指示了PTx200已将频率降低到系统可以转变到控制反转操作区606中的点以下。因此，PTx 200增加频率，使得死区时间814低于最大死区时间816，其中可以设置最小允许频率806。该情况允许根据具有实时特性的实际系统来设置最小允许频率806并且导致非常小的不可用间隙808。小间隙808在无线功率系统的控制中提供非常小的浪费频率范围。最大死区时间816 可以围绕某个值来设置，无线功率发射器在高于该值的情况下转变到控制反转区域606。
图9A图示了根据本公开的一些实施例的可以由处理器204与 ZVS控制器502一起执行的过程900。在一些实施例中，当接收器104 靠近无线功率发射器510时，过程900可以被操作为表征无线功率传输系统500。在图9A中所示的示例过程900中，首先设置最小允许频率，然后操作无线功率发射器510，同时继续监视死区时间。
如图9A中所示，过程900在步骤952中以足够高的在图8中所示的操作区804内的操作频率开始。在步骤956中，死区时间被确定。在步骤958中，处理器204确定死区时间是否已超过最大死区时间值，最大死区时间值已被预编程到PTx 200中。如果否，则处理器204进行到步骤954，在步骤954中，操作频率被降低。处理器204然后返回到步骤956来确定具有新操作频率的死区时间。
如果在步骤958中已达到最大死区时间，则在步骤960中，处理器204可以稍微增加频率来允许用以设置无线功率传输系统500的最小允许频率806的安全系数。在步骤962中，PTx 200然后以在步骤 960中设置的最小允许频率806来操作无线功率发射器，从而根据需要在允许的操作范围内调整操作频率。周期性地，PTx 200可以进行到步骤964，在步骤964中，死区时间使用当前操作频率来确定。在步骤966中，如果确定死区时间低于最大死区时间，则PTx 200返回到步骤962来继续操作。然而，如果死区时间低于最大死区时间，则 PTx200可以返回到步骤960，以将最小允许频率806重置为更高的值。
因此，如图8和图9A所示，PTx 200降低其操作频率并监视实现零电压切换所需的死区时间量。如图所示，PTx 200包括自动调谐 ZVS死区时间控制回路502，但是其他系统可以包括其他技术，包括监视体二极管导通时间和硬切换特性监视也是可能的。
当频率降低到死区时间超过特定编程的最大时间的点时，PTx 200停止降低系统的操作频率。在步骤958中达到死区时间极限指示了PTx 200已将其频率降低得太远并且有进入不支持ZFS的区域的风险(即，可能发生硬切换)，从而指示在控制反转操作区606中而不是在所允许的操作区804操作。因此，在步骤960中，系统频率可以被增加来设置如图8所示的最小允许操作频率806。
在一些实施例中，在步骤962、964和966中，PTx 200持续监测死区时间。如果达到最大死区时间，则PTx 200可以将最小操作频率 806调整得更高，使得系统500不会转变到控制反转区域606。
图9B、图10和图11进一步图示了零电压切换(ZVS)和死区时间的确定。图9B图示了如图5中所示的并且可以在其上执行过程900 的无线功率发射器510的另一示例。如图9B所示，反相器216被图示为具有半桥转换器，其中串联耦合的晶体管902和904被耦合在输入电压Vin和地之间。在该示例中，反相器216由为PTx 200供电的相同电压供电。晶体管902是“上部”晶体管，因为它被耦合到输入电压并且由来自PTx 200的上部栅极(UG)信号驱动。类似地，晶体管904是“下部”晶体管，因为它被耦合到地并且由来自PTx 200 的下部栅极(LG)信号驱动。
切换(SW)节点220是晶体管902和904之间的节点。TX线圈 222被耦合在切换节点和地之间。在该布置中，电容器914与TX线圈222并联耦合在SW节点220和地之间。
处理器204可以是微控制器单元，其可以用VS控制过程502使用寄存器传输电平(RTL)处理来操作。AFE 504提供SW节点220 处的SW电压相对于地和输入电压的指示。在一个示例实施例中，AFE 504可以包括比较器906、908、910和912，但是可以使用任何数目的比较器。比较器906和908将SW节点220处的电压与输入电压进行比较，并且比较器910和912将SW节点220处的电压与地进行比较。如图所示，比较器906和908提供与以下有关的指示：SW节点电压是否在由输入电压的电压源916限定的窗口内。类似地，比较器 910和912向处理器204提供与以下有关的指示：SW节点电压是否在由电压源916限定的窗口内。
如上所述，当开关导通时，跨开关的电压等于零伏时，发生零电压切换(ZVS)。如上所述，SW 220处的电压可由I*RDSON给出，其中I是通过线圈222的电流并且RDSON是晶体管914的导通电阻。如图902所示，反相器216可以在以下情况下操作：晶体管902导通而晶体管904关断、晶体管902关断而晶体管904导通或者晶体管902 和晶体管904两者均关断。反相器216将不会在晶体管902和904均导通的情况下操作(这会使得Vin对地短路)。
在从晶体管902导通到晶体管904导通的转变中，在晶体管902 关断之后，用于导通晶体管904的LG信号被延迟，从而创建没有开关被导通的死区时间。在延迟时间期间，通过TX线圈222的线圈电流允许电容器914放电，以将SW节点220处的电压从VIN自然地改变为接地。该过程在题为“Wireless Power Transmitter Having Low Noise and HighEfficiency,and Related Methods”的美国专利 US10211720中进一步讨论，该专利通过整体引用并入本文。在晶体管904导通与晶体管902导通之间进行转变时，发生类似事件。
ZVS控制502自然地调整UG信号的断言与LG信号的断言之间的死区时间。如果线圈中的电流太小而无法实现ZVS，则死区时间增加。如果电流过大并且错过了ZVS点，则死区时间减少。图10图示了SW节点220处的波形。延迟切换(死区时间太大)在波形1002 中图示，其中电压过冲。提前切换(死区时间太小)在波形1004中图示，其中波形未达到目标电压。波形1006图示了无线功率发射器 510自然地达到目标电压的最佳切换。
随着无线发射器510的操作频率接近在峰值608处定义的无线功率系统500的固有频率，可用于回转SW节点220的电流接近零，这要求越来越长的死区时间来防止硬切换的情况。这在图11中进一步图示。图11图示了操作1102，其中系统的操作频率大于定义了系统500的固有频率的峰值608。操作1104图示了操作频率是系统的固有频率的情况。操作1106图示了操作频率小于系统的固有频率的情况。
操作1102图示了具有UG信号1110的线圈电流Icoil 1108。操作 1104图示了具有UG信号1114的线圈电流Icoil 1112。操作1106图示了具有UG信号1118的线圈电流Icoil1116。
如操作1106中所示，当操作频率小于或等于系统的固有频率时，不存在实际的实现ZVS切换的死区时间量。在该区域中，当UG信号1118在时间1120处切换时(即，从导通变为关断)，Icoil电流 1116中所示的电流为负，并且因此在ZVS所需的相反方向上移动。因此，硬切换被迫发生，使得在指定切换窗口中不可能进行ZVS。该区域也是如图8所示的控制反转区域606。
在操作1105中，系统以固有频率操作。在该情况下，当曲线1112 所示的线圈电流Icoil为零时，在时间1122处发生切换，线圈电流不足以实现ZVS。
然而，在操作1102中，在切换时间1124处存在正线圈电流，存在正Icoil电流。这导致可以以有限的延迟时间来实现ZVS的操作。
具有AFE 504的Auto-ZVS 502检测到ZVS操作的缺乏，并尝试通过增加UG-LG死区时间来实现ZVS。Auto-ZVS将增加死区时间，直到其控制回路饱和。当系统检测到死区时间已达到其(最大)值(饱和)时，系统知道线圈操作频率低于固有频率并且其必须增加操作频率来实现ZVS。精心设计的Auto-ZVS系统具有饱和极限来检测该(或类似)类型的事件。在实际应用中，附加的操作信息(例如，反相器的操作模式和系统的负载电流)被用于增强该判定，以管理拐角操作条件。
如上所述，该检测方法允许处理器204将操作频率调整为尽可能接近固有频率(以优化效率和/或功率传递)并且仍然保持ZVS操作 (对于低EMI)。以上关于图9讨论了该方法。
因此，根据一些实施例，无线功率发射器以接近固有频率的最小操作频率来改变操作频率。无线功率发射器可以改变操作频率，只要它保持在最小操作频率之上，以调整无线功率发射器的功率输出。最小操作频率被设置为高于系统的固有频率，使得操作频率不低于固有频率。在这种系统中，实现ZVS所需的死区时间被监视，并且操作频率被调整为使得死区时间低。
如上所述，无线功率发射器510通过监视死区时间来确定最小操作频率。此外，无线功率发射器510可以确定操作频率何时低于固有频率，因为在该区域中，不能以任何合理的死区时间来实现ZVS。此外，基于上述死区时间信息，无线功率发射器510停止降低或升高其最小操作频率来维持高于但接近于系统的固有频率的操作。
本文中描述的本发明的实施例不旨在限制本发明。本领域技术人员将认识到，在本发明的范围内可以进行多种变化和修改。因此，本发明在所附权利要求中阐述。

Claims (19)

1.一种无线功率发射器，包括：
反相器驱动装置，包括由栅极控制信号驱动的串联耦合的MOSFET晶体管，所述反相器驱动装置被配置为驱动发射线圈，所述发射线圈被耦合到在所述串联耦合的MOSFET晶体管之间的切换节点；
电流感测电路，被耦合为从所述切换节点接收信号，所述电流感测电路包括：
采样电路，被耦合为在所述采样电路导通时，从所述切换节点接收所述信号，
放大器，被耦合为从所述采样电路接收采样信号，
滤波器，被耦合到所述采样电路来对所述采样信号滤波；以及
偏置电路，被耦合为将所述放大器处的所述采样信号偏置，
其中当所述采样电路导通时，所述偏置电路导通。
2.根据权利要求1所述的无线功率发射器，其中来自所述切换节点的所述信号是与以下项相关的电压：通过所述发射线圈的电流，以及所述反相器中的MOSFET晶体管的漏极-源极导通电阻。
3.根据权利要求1所述的无线功率发射器，其中所述偏置电路包括耦合在偏置电压和分压器之间的晶体管，当所述采样电路导通时，所述晶体管导通。
4.根据权利要求1所述的无线功率发射器，其中所述滤波器包括在所述采样电路关断时不受所述偏置电路影响的电容器。
5.根据权利要求1所述的无线功率发射器，还包括峰值检测滤波器，所述峰值检测滤波器接收来自所述放大器的经放大的信号，并且提供TX电流信号。
6.一种测量通过无线功率发射线圈的电流的方法，包括：
将来自切换电路的信号接收到采样电路中；
对来自所述采样电路的采样信号进行滤波；
对滤波后的采样信号进行偏置，其中所述偏置仅在所述采样电路活动时发生；以及
放大经偏置的信号以提供发射线圈电流信号。
7.根据权利要求5所述的方法，其中对滤波后的采样信号进行偏置包括：
通过分压器来提供偏置电压，以通过在所述采样电路导通时而导通的晶体管来提供所述经偏置的信号。
8.根据权利要求5所述的方法，其中所述发射线圈电流信号被接收到功率发射器集成电路中。
9.根据权利要求5所述的方法，还包括根据所述发射线圈电流信号来确定异物的存在。
10.一种操作无线功率发射器的方法，包括：
操作无线功率系统，所述无线功率系统包括以第一频率向无线功率接收器提供功率的无线功率发射器；
确定第一频率下的零电压切换(ZVS)死区时间；
降低所述第一频率，直到所述ZVS死区时间在最大ZVS死区时间之上；以及
根据所述第一频率来设置最小操作频率。
11.根据权利要求10所述的方法，其中确定ZVS死区时间包括：识别出所述操作频率将所述无线功率系统置于其中零电压切换是不可能的区域中。
12.根据权利要求10所述的方法，还包括：以高于所述最小操作频率的操作频率来操作所述无线功率发射器。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括：确定在所述操作频率下的所述ZVS死区时间，并且如果所述ZVS死区时间超过所述最大ZVS死区时间，则重置所述最小操作频率。
14.根据权利要求10所述的方法，其中所述最大ZVS死区时间是所述无线功率发射器中的设置参数。
15.一种无线功率发射器，包括：
反相器，包括与下部晶体管串联并且耦合在输入电压和地之间的上部晶体管，所述上部晶体管根据UG信号来被驱动，并且所述下部晶体管根据LG信号来被驱动；
TX线圈，被耦合到其中连接所述上部晶体管和所述下部晶体管的切换节点；
电容器，被耦合在所述切换节点和地之间；
模拟前端，被耦合为接收所述切换节点处的切换电压、地和所述输入电压，所述模拟前端提供指示所述切换节点的电平的信号；以及
具有ZVS控制过程的处理器，所述处理器执行用以进行以下操作的指令：
将所述无线功率发射器操作为以第一频率向无线功率接收器提供功率；
确定所述第一频率下的零电压切换(ZVS)死区时间；
降低所述第一频率，直到所述ZVS死区时间在最大ZVS死区时间之上；以及
根据在所述最大ZVS死区时间之上的所述第一频率来设置最小操作频率。
16.根据权利要求15所述的无线功率发射器，其中为了确定ZVS死区时间，所述处理器识别出所述操作频率将所述无线功率系统置于其中零电压切换是不可能的区域中。
17.根据权利要求15所述的无线功率发射器，其中所述处理器以高于所述最小操作频率的操作频率来继续操作所述无线功率发射器。
18.根据权利要求17所述的无线功率发射器，其中所述处理器确定所述操作频率下的所述ZVS死区时间，并且如果所述ZVS死区时间超过所述最大ZVS死区时间，则重置所述最小操作频率。
19.根据权利要求15所述的无线功率发射器，其中所述最大ZVS死区时间是所述无线功率发射器中的设置参数。
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