CN114070281A

CN114070281A - 用于监控雷电保护组件的监控电路

Info

Publication number: CN114070281A
Application number: CN202111510311.9A
Authority: CN
Inventors: O·梅琳; F·吉约
Original assignee: Safran Electronics and Defense SAS
Current assignee: Safran Electronics and Defense SAS
Priority date: 2017-12-18
Filing date: 2018-12-12
Publication date: 2022-02-18
Also published as: CN111492581A; US20200382110A1; EP4254796A3; EP3729649A1; FR3075518A1; US11431333B2; US20210328583A1; WO2019121216A1; EP3729649B1; EP4254796A2; CN111492581B; US11063584B2; FR3075518B1

Abstract

一种用于监控雷电保护组件的监控电路，包括：发生组件，其被布置成：生成大于所述雷电保护组件的极限电压的测试电压，并将所述测试电压施加到所述雷电保护组件的端子上，将跨所述雷电保护组件的端子的所得电压与所述极限电压进行比较，以及当所得电压大于所述极限电压时检测到所述雷电保护组件的故障；伺服控制组件，其被布置成对跨所述雷电保护组件的端子的所得电压进行伺服控制，以确保所得电压不超过预定最大电压阈值，所述伺服控制组件包括：第一晶体管，监控电阻，以及驱动组件，所述驱动组件被布置成生成用于控制所述第一晶体管的控制电压并跨所述监控电阻器的端子来采集监控电压，脉宽调制信号发生器被编程在所述驱动组件中以生成所述控制电压。

Description

用于监控雷电保护组件的监控电路

本申请是国际申请日为2018年12月12日、国际申请号为PCT/EP2018/084512、中国国家申请号为201880081435.X、发明名称为“开关电路”的专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及用于将负载的冷点切换到电接地的开关电路的领域，该负载具有连接到供电网络的热点。

背景技术

某些计算装置，特别是在航空领域，利用被称为离散开关输出(DSO)的功能。DSO功能使得可能通过计算装置的离散输出来将负载的冷点切换到电接地，该负载具有连接到供电网络的热点。

负载包括要被供电的设备，例如电磁阀。供电网络提供供电电压，例如等于28伏的直流(DC)电压(VDC)。

因此，计算装置包括开关电路，该开关电路连接至离散输出并且被布置成选择性地起作用以引起离散输出开路或者连接至电接地。

DSO功能通常与用于限制提供给负载的供电电流的限制器功能相关联。限制器功能由限制器电路执行，该限制器电路确保供电电流不超过预定义电流阈值。

图1示出了包括开关电路2和限制器电路3的现有技术计算装置1。

开关电路2包括在金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)型的晶体管4和控制晶体管4的驱动组件5。限制器电路3包括测量电阻器或“分流器”6，该测量电阻器6具有在其两端建立测量电压的端子，该测量电压与由供电网络7提供给负载8的供电电流Ia成比例。

该第一解决方案的主要缺点在于，预定义电流阈值高度取决于执行电流限制的晶体管9，特别是取决于晶体管9的特性的温度变化。因此，通常以大约±50％的精度来确定预定义电流阈值，这在某些应用中可能是不利的。

参照图2，已经提出了通过使用“电流镜”类型的电路11来提高电流限制的精度的建议。所获得的精度于是达到±25％的量级。该第二解决方案需要使用位于同一封装中的两个成对的晶体管12。所使用的组件因此是较不常规的，并且可能被荒废。第二解决方案的设计和制造也是相对较复杂的。

发明目的

本发明的目的是监控雷电保护组件，而不损坏计算装置的组件。

发明内容

为了达成这一目的，提供了一种用于监控雷电保护组件的监控电路，包括：

发生组件，其被布置成：

生成大于雷电保护组件的极限电压的测试电压，并将该测试电压施加到雷电保护组件的端子上，

将跨雷电保护组件的端子的所得电压与极限电压进行比较，

以及当所得电压大于极限电压时检测到雷电保护组件的故障；

伺服控制组件，其被布置成对跨雷电保护组件的端子的所得电压进行伺服控制，以确保所得电压不超过预定最大电压阈值，该伺服控制组件包括：

第一晶体管，

监控电阻，

以及驱动组件，该驱动组件被布置成生成用于控制第一晶体管的控制电压并跨监控电阻器的端子来采集监控电压，脉宽调制信号发生器被编程在该驱动组件中以生成所述控制电压。

该监控电路允许检测雷电保护组件的故障，并确保在测试期间，跨雷电保护组件的端子的所得电压不会太大，并且它不会损坏计算装置的组件。

在阅读了下面的对本发明的特定、非限制性实施例的描述之后，本发明的其他特征及优点将变得显而易见。

附图说明

参考附图，其中：

图1示出了现有技术解决方案中的开关电路和限制器电路；

图2示出了第二现有技术解决方案中的开关电路和限制器电路；

图3示出了本发明的第一实施例中的开关电路；

图4示出了本发明的第一实施例的与执行各种监控功能的监控电路相关联的开关电路；

图5示出了本发明的第二实施例中的开关电路；

图6示出了第一脉宽调制(PWM)信号发生器；

图7示出了用于监控雷电保护组件(或“避雷器”)的监控电路；

图8示出了第二PWN信号发生器；以及

图9包括示出用于监控雷电保护组件的监控电路的操作的三个图。

具体实施方式

参照图3，本说明书开始于本发明的第一实施例中的开关电路20的原理。

开关电路20位于包含在飞行器的机载系统中的计算装置中。

开关电路20执行通常由两个不同电路执行的两个功能，如上所述。

第一功能是切换功能。开关电路20用于将负载22的冷点切换至电接地21，该负载具有连接到供电网络的热点。

在该示例中，双端子组件的术语“热点”被用来意指处于较高电势的端子，而术语“冷点”被用来意指处于较低电势的端子。

第二功能是电流限制器功能。开关电路确保流经负载22的供电电流Ia不超过预定义电流阈值。

在该示例中，负载22被符号化为电阻器。供电网络以DC供电电压Va向负载22供应供电电流Ia。

开关电路20包括连接在负载22的冷点与电接地21之间的晶体管23。在该示例中，晶体管23是mosfet型的功率晶体管。

开关电路20还包括被称为“分流器”的测量电阻器24。分流器24连接在晶体管23与电接地21之间。分流器24具有连接到晶体管23的源极的热点。分流器24的端子上的电压是与供电电流Ia成比例的测量电压Vmes。

开关电路20还包括既用于控制晶体管23，又用于限制供电电流Ia的驱动组件。在该示例中，驱动组件是运算放大器26。

运算放大器26的反相输入连接到分流器24的热点。

控制电压V_H被施加到运算放大器26的同相输入。

控制电压V_H形成用于将负载22的冷点连接到电接地或者将该冷点与电接地断开的信号。

运算放大器26的输出经由电阻器27和电容器28来连接到晶体管23的栅极。

晶体管23的驱动电压V_P在运算放大器26的输出处生成。

开关电路20以三种操作模式操作。

第一操作模式在负载22将不被供电时使用。在此情况下，运算放大器26在其同相输入处接收负控制电压V_H。负控制电压V_H是断开信号。

运算放大器26作为比较器操作。

因为无论晶体管23的状态如何，连接到分流器24的热点的反相输入都不可能为负，所以运算放大器26被置于负饱和状态。

因此，运算放大器26的输出处的驱动电压V_p为负饱和电压，接近-Vcc，其中+Vcc是运算放大器26的正供电电压。由于被施加到晶体管23的栅极的负饱和电压，晶体管23处于非导通状态(开路)。流经负载22的供电电流Ia因此为零。

当为负载22供电是恰当的时候，运算放大器26在其同相输入处接收正控制电压V_H。正控制电压V_H是连接信号。

正控制电压V_H按下式设置：

V_H＝Ilim.Rmes

其中Rmes是分流器24的电阻，并且其中Ilim是预定义电流阈值。

运算放大器26使其反相输入处的电势匹配施加到其同相输入的控制电压V_H。运算放大器26的输出处的驱动电压V_P因此增大直到使得晶体管23导通。晶体管23于是允许供电电流Ia流经负载22且流经分流器24。

两种情形于是是可能的。

当通过供电电压Va看到的负载22的阻抗使得供电电流Ia无法达到预定义电流阈值时(即使晶体管23处于饱和状态)，则反相输入处的电压也无法达到控制电压V_H的值。运算放大器26的输出处的驱动电压V_P于是增大直到它达到接近+Vcc的正饱和电压。运算放大器26然后处于正饱和状态。晶体管23处于饱和状态。开关电路20处于对应于第二操作模式的“闭路”状态。

作为对比，当通过供电电压Va看到的负载22的阻抗使得供电电流Ia能达到并且甚至超过预定义电流阈值时，由运算放大器26输出的驱动电压V_P仅仅增大直到导通电压。导通电压对应于晶体管23变得导通，由此使得供电电流Ia能够达到预定义电流阈值。分流器24的端子上的测量电压Vmes以及由此的运算放大器26的反相输入处的电压达到控制电压V_H的值。运算放大器26不再处于正饱和状态，而是处于线性状态。晶体管23处于线性状态。开关电路20处于第三操作模式。在第三操作模式中，测量电压Vmes是基于控制电压V_H来进行伺服控制的。供电电流Ia由此被调节以使其不超过预定电流阈值Ilim：

Ilim＝V_H/Rmes。

开关电路20由此实现调节供电电流Ia的调节回路。

开关电路20对于现有技术呈现出某些优点。

预定义电流阈值的准确度主要取决于控制电压V_H的准确度以及分流器24的电阻Rmes，这两者是容易控制的两个参数。因此可以获得关于预定义电流阈值的几个百分比的相对误差。

此外，在图1所示的限制器电路3中，分流器6的电阻由比值Vbe/Ilim来约束。分流器6所需的电阻由此可以是相对较大的，并且可导致在晶体管23处于闭路状态时太大的电压下降。

在开关电路20中，对于预定义电流阈值的给定值，可通过减小控制电压V_H的值来减小分流器24的电阻。

此外，由于预定义电流阈值被更好地控制，因此可优化开关电路20的设计功率。具体而言，在电流限制器模式中，需要考虑的最大电流与图1的电路相比可减小约50％.

此外，非常简单的开关电路20执行切换功能以及限制器功能两者。这极大地简化了执行这些功能的计算装置。

而且，所使用的组件是常规且通用的组件，这保证了供应的便利性而不会过时。

参照图4，描述了本发明的第一实施例中的开关电路30的计算装置中的真实实现。

计算装置包括用于连接到将要被供电的负载的冷点的离散输出Sd。

开关电路30连接到离散输出Sd。

开关电路30由此包括mosfet型的晶体管31、分流器32以及第一运算放大器33。

第一运算放大器33的反相输入经由电阻器34连接到分流器32的热点。第一运算放大器33的输出经由电阻器35和二极管36来连接到晶体管31的栅极。第一运算放大器33由正供电电压+Vcc和负供电电压-Vcc来供电。

开关电路30，更确切地说是第一运算放大器33，由第一D型双稳态36驱动。第一D型双稳态36具有复位输入37、置位输入38、数据输入39、时钟(CLK)输入40、Q输出41和

输出42。

Q输出41由电阻器43连接到第一运算放大器33的同相输入。

+3.3V的电压(即，高状态)被持续施加到数据输入39。

输出42未连接。

当切换功能未被激活来为负载供电时，切换激活信号Sac处于低状态。切换激活信号Sac被施加到CLK输入40。Q输出41处于低状态。

负供电电压-Vcc经由电阻器44来在第一运算放大器33的同相输入上产生负控制电压VH。负控制电压VH是断开信号。开关电路30处于第一操作模式。

当切换功能被激活以便为负载供电时，被施加到CLK输入40的切换激活信号Sac处于高状态。Q输出41去往高状态。

正控制电压VH然后被施加到第一运算放大器33的同相输入。正控制电压VH是连接信号。开关电路30处于第二操作模式或第三操作模式，这取决于负载的阻抗以及为负载供电的供电电压的值。

该计算装置还包括禁用电路50，该禁用电路在负载中流过过多电流时使晶体管31处于非导通状态。禁用电路50包括第二运算放大器51。

第二运算放大器51的同相输入经由电阻器52和电容器56连接到正供电电压+Vcc。

第二运算放大器51的反相输入经由两个电阻器53和电容器54连接到分流器32的热点。二极管55连接在两个电阻器53之间并且连接到电阻器52的热点。

第二运算放大器51的输出经由电阻器57连接到+3.3V的电压。

第二运算放大器51的输出还连接到第一D型双稳态36的复位输入37。

第二运算放大器51将分流器32的端子上的测量电压Vmes与被施加到同相输入的恒定且正的第一参考电压Vref1相比较。

当测量电压Vmes大于第一参考电压Vref1(这意味着存在过大电流，即供电电流Ia具有太大的值并因此可疑)时，第二运算放大器51的输出去往低状态。第一D型双稳态36的复位输入37也去往低状态，由此导致Q输出41去往低状态。开关电路30于是处于第一操作模式，并且负载不再被供电。

该计算装置还包括自动重启用电路60。自动重启用在禁用电路50所导致的禁用后进行。自动重启用电路60包括第一单稳态多谐振荡器61和第二单稳态多谐振荡器62。在该示例中，第一和第二单稳态多谐振荡器61和62被包含在单个组件中。

第一和第二单稳态多谐振荡器61和62中的每一者具有A输入63、B输入64、Cext输入65、Rext输入66、

输入67、Q输出(未连接且未示出)和

输出69。

第一单稳态多谐振荡器61的A输入63被连接到第一D型双稳态36的复位输入37。

+3.3V的电压(即，高状态)被持续施加到B输入64以及

输入67。电容器70连接在Cext输入65与Rext输入66之间。+3.3V的电压经由电阻器71施加到Rext输入66并且经由电阻器71和电容器70施加到Cext输入65。

第二单稳态多谐振荡器62的A输入63连接到电接地。

B输入64连接到第一单稳态多谐振荡器61的

输出69。电容器72连接在Cext输入65与Rext输入66之间。+3.3V的电压经由电阻器73施加到Rext输入66并且经由电阻器72和电容器73施加到Cext输入65。切换激活信号Sac被施加到

输入67。

输出69连接到第一D型双稳态36的复位输入38。

在禁用电路50所导致的禁用后，第一单稳态多谐振荡器61在自动重启用之前施加阻塞时间，并且在阻塞时间过去后，第二单稳态多谐振荡器62在其

输出69处生成到高状态的转变。

到高状态的转变被施加到第一D型双稳态36的置位输入38，从而在阻塞时间之后自动重启用开关电路30。

计算装置还包括用于监控开路的监控电路80。该开路监控电路80寻求检测在切换功能被激活时异常低的供电电流Ia，并由此检测开路故障。

用于监控开路的开路监控电路80包括第三运算放大器81。第三运算放大器81的同相输入经由两个电阻器53和电容器54连接到分流器32的热点。第三运算放大器81的反相输入被连接到点P1。点P1经由电阻器83连接并且经由电阻器52连接到正供电电压+Vcc。点P1还经由并联连接的电阻器85和电容器86来连接到电接地。恒定且正的第二参考电压Vref2由此被施加到该反相输入。第三运算放大器81的输出经由电阻器87连接到+3.3V的电压。第三运算放大器81的输出产生开路故障信号Sdco。

当开路故障发生时，分流器32的端子上的测量电压Vmes异常低，因为供电电流Ia异常低。第三运算放大器81的同相输入处的作为测量电压Vmes的镜像的电压由此小于第二参考电压Vref2。第三运算放大器81的输出于是处于低状态，由此使得计算装置能够检测到开路故障。

计算装置进一步包括用于监控并记录离散输出Sd的状态的监控和记录电路90。监控和记录电路90寻求监控离散输出Sd的状态与开关电路30的切换激活信号Sac之间的一致性。

监控和记录电路90首先包括第四运算放大器91。应观察到，第二运算放大器51、第三运算放大器81和第四运算放大器91全都被包含在同一组件中。

第四运算放大器91的同相输入经由并联连接的电阻器92和电容器93来连接到离散输出Sd。两个相同极性的二极管95和96串联连接。二极管95的阴极连接到正供电电压+Vcc。二极管96的阳极连接到电接地。位于两个二极管95和96之间的点P2连接到位于电阻器94和电阻器92之间的点P3。

第四运算放大器91的反相输入被连接到点P4。点P4经由电阻器97连接到正供电电压+Vcc，并且经由并联连接的电阻器98和电容器99来连接到电接地。

第四运算放大器91的输出经由电阻器101连接到+3.3V的电压。

第四运算放大器91单独由负电压-Vcc来供电。

第四运算放大器91的输出还连接到第一异或(XOR)门102连接到第一输入。切换激活信号Sac被施加到第一XOR门102的第二输入。

第一XOR门102的输出经由低通滤波器103连接到第二XOR门104的第一输入。第二XOR门104的第二输入连接到电接地。低通滤波器103包括两个电阻器106和电容器107。电容器107具有连接到电接地的一个端子以及连接到位于电阻器106之间的点P5的另一端子。

监控和记录电路90还包括第二D型双稳态108。

第一D型双稳态36和第二D型双稳态108被包含在同一组件中。第二D型双稳态108具有复位输入109、置位输入110、数据输入111、CLK输入112、Q输出113和

输出114。

数据输入111和CLK输入112连接到电接地。

输出114未连接。置位输出110连接到第二XOR门104的输出。断线故障信号Sdlo在Q输出113上产生。当Q输出113处于高状态时，断线故障已被检测到。当断线故障被校正时，故障清除信号Sed被施加到复位输入109。

当切换功能被激活且线路未发生故障时，计算装置的离散输出Sd处的电势相对较高。第一XOR门102的第一输入以及第一XOR门102的第二输入由此都处于高状态，并由此第一XOR门102的输出处于低状态。第二XOR门014的输出也处于低状态。第二D型双稳态108的Q输出113于是处于低状态，这意味着未检测到断线故障。

作为对比，当切换功能被激活且线路发生故障时，计算装置的离散输出Sd处的电势相对较低。第一XOR门102的第一输入处于低状态，并且第一XOR门102的第二输入处于高状态，并由此第一XOR门102的输出处于高状态。第二XOR门014的输出也处于高状态。第二D型双稳态108的Q输出113于是处于高状态，这意味着检测到断线故障。

低通滤波器103以及使用第二XOR门104用于消除瞬变，即，具体而言是由于计算装置的离散输出Sd处的电压的快速瞬变变化而导致的对断线故障的错误检测。

参照图5和6，描述了本发明的第二实施例中的开关电路120。

同样，开关电路120包括mosfet型功率晶体管121和分流器122。

开关电路120还包括既用于控制晶体管121又用于限制供电电流Ia的驱动组件。该驱动组件是可编程数字组件。在该示例中，驱动组件是微控制器123，然而它可以是其它某种组件，例如现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、专用集成电路(ASIC)等等。

除了其计算功能外，微控制器123还包括所有必需的存储器(随机存取存储器(RAM)、闪存和电可擦除可编程只读存储器(eeprom))、接口(模数转换器(ADC)、串联连接、离散输出等)和排序功能(时基、计时器、看门狗等)。

微控制器123具有输入124，该输入经由低通滤波器连接到分流器122的热点，该低通滤波器包括电阻器125和电容器126。微控制器123还具有连接到本身连接到将被供电的负载的冷点的离散输出Sd的输入127、接收用于激活切换功能的切换激活信号Sac的输入128、以及接收故障清除信号Sed的输入129。

微控制器123具有经由包括电阻器132和电容器133的低通滤波器135连接到晶体管121的栅极的输出130以及提供切换功能的状态Sfc的输出134。

微控制器123由+3.3V的电压供电。

切换电路120的实现利用ADC 136、计算模块137、计数器138、第一比较器139、第二比较器140、寄存器141、以及RS双稳态142。计数器138是10位计数器，并且寄存器141包含大小为10位的数据。

ADC 136采集测量电压Vmes，并在10位上产生数字测量电压Vnum。

基于数字测量电压Vnum，计算模块137在10位上产生数字误差信号S。

该数字误差信号S使得：

S＝1023-(Vnum-C)*G。

在该公式中，1023对应于10位模数编码的满量程。因此，数字误差信号S的中心在来自ADC 136的数字输出信号的动态范围内。

在该公式中，C是与供电电流Ia的设定点相对应的电压设定点值，该设定点等于预定义电流阈值。G是放大数字测量电压Vnum与电压设定点C之差的增益。

在该示例中，C＝205(对应于Vmes的电压设定点1V)，且G＝8，并由此：

S＝1023-(Vnum-205)*8。

来自计算模块137的输出在10位上连接到第一比较器139的第一输入。

计数器138接收时钟信号CLK并且对时钟信号CLK中的上升前沿进行计数。计数器138形成代表斜坡的数字值的寄存器，该斜坡形成三角函数。

来自计数器138的输出连接到第一比较器139的第二输入。

当数字误差信号S等于计数器138的数值时，第一比较器139的输出去往高状态。

第一比较器139的输出连接到RS双稳态142的S输入。因此，当数字误差信号S等于计数器138的数值时，双稳态142的Q输出改变状态。RS双稳态142在斜坡结束处返回其初始状态。

第一比较器139、计数器138和RS双稳态142由此形成在微控制器123中编程的第一PWM信号发生器143。PWM信号在双稳态142的Q输出处产生。PWM信号的占空比取决于数字误差信号S。

低通滤波器135产生等于PWM信号的均值的DC控制电压Vc。DC控制电压Vc被施加到晶体管121的栅极。

低通滤波器135由此执行两个功能。低通滤波器135对PWM信号进行滤波以产生DC控制电压Vc。低通滤波器135通过以足够低的频率产生一阶截止来保证调节环路的稳定性，以确保当相位旋转足够时调节环路不再具有足够的增益来变得不稳定。

应观察到，在该示例中寄存器141包含十六进制值FF。由第二比较器140与来自计数器138的输出相比较的该值决定PWM信号的最大频率。该值可取决于切换电路120的工作状况来动态修改。

上述三种操作模式再次应用。

第一操作模式在负载将不被供电时使用。在此情况下，切换激活信号Sac使得切换功能不被激活。RS双稳态142的输出处于低状态，并且晶体管121处于非导通状态。

在第二操作模式中，负载将被供电。切换激活信号Sac使得切换功能被激活。在第二操作模式中，负载使得供电电流Ia无法达到预定义电流阈值。在此情况下，DC控制电压Vc使得晶体管121处于饱和状态。

在第三操作模式中，负载将被供电。切换激活信号Sac使得切换功能被激活。在第三操作模式中，负载使得供电电流Ia能够达到预定义电流阈值。在此情况下，DC控制电压Vc使得晶体管121处于线性状态。

除了执行切换功能和限制器功能之外，微控制器123还数字地操作和驱动所有上述电路：禁用电路50、自动重启用电路60、开路监控电路80、监控和记录电路90。

使用微控制器123使得能够执行所有上述功能，并且这些功能的设置可通过软件配置来容易地确定。使用微控制器123的解决方案由此比本发明的第一实施例中的离散解决方案更紧凑且具有更简单的硬件。由于微控制器123(或任何其他可编程数字组件)是非常低成本的组件，因此也使经常性成本最小化。

有利的是，参照图7到9，还使用监控电路200来监控雷电保护组件。

在该示例中，保护组件是瞬变电压抑制(TVS)二极管201。TVS二极管201具有连接到开关电路的晶体管202的漏极的一个端子以及连接到电接地的另一端子。

监控电路200要检测的故障是“截止”模式中的故障：TVS二极管201然后形成开路。

监控电路200由驱动组件驱动，具体而言是由微控制器203驱动，微控制器203也驱动开关电路连同所有上述电路。微控制器203具有与微控制器123相似的输入和输出。

监控电路200包括第一晶体管204和监控电阻器205。第一晶体管204是N沟道mosfet型晶体管。

监控电阻器205连接在第一晶体管204与电接地之间。微控制器203的监控输出208经由并联连接的电阻器209和电容器210来连接到第一晶体管204的栅极。经由并联连接的电阻器212和电容器213，微控制器203的测量输入211采集监控电阻器205的端子上的监控电压Vs。

包含在微控制器203中的ADC 215测量并数字化监控电压Vs。

监控电路200还包括P沟道mosfet型的第二晶体管216。微控制器203的控制输出217连接到点P7。点P7位于电阻器218与电阻器219之间。电阻器218连接到第二晶体管216的栅极。第二晶体管216的漏极连接到+5V的电压。第二晶体管216的源极连接到电感器220的第一端子。电感器220的第二端子连接到第一晶体管204的漏极。第一晶体管204的漏极还连接到二极管221的阳极，二极管221使其阴极连接到计算装置的离散输出Sd和TVS二极管201。二极管221的阴极还经由电阻器222连接到+5V电压。

当测试TVS二极管201是恰当的时候，监控电路200按以下原则操作：生成大于TVS二极管201的极限电压的测试电压Vt并将测试电压Vt施加到TVS二极管201的端子。TVS二极管201的端子上的所得电压然后与TVS二极管201的极限电压相比较，并且在所得电压大于极限电压时检测到TVS二极管201的故障。

然而，确保TVS二极管201的端子上的所得电压不会太大并且其无法破坏计算装置的组件，特别是开关电路的组件(包括微控制器203)是恰当的。

为了生成测试电压Vt，监控电路200包括升压装置，其被布置成生成测试电压Vt并且选择性地将该测试电压施加至TVS二极管201的各端子。

升压装置包括第二晶体管216和电感器220。测试电压Vt经由二极管221被施加到TVS二极管201。

当生成测试电压Vt是恰当的时候，测试控制信号Sct被施加至第二晶体管216的栅极。

监控电路200还包括伺服控制装置，其被布置成对TVS二极管201的端子上的所得电压进行伺服控制以确保所得电压不超过预定的最大电压阈值。这确保所得电压无法破坏计算装置的组件。

该伺服控制装置包括第一晶体管204、监控电阻器205以及微控制器203。

微控制器203用于生成用于控制第一晶体管204的控制电压Vc，并且用于基于控制电压Vc对监控电阻器205的端子上的监控电压Vs进行伺服控制。

监控器电路200的操作利用微控制器203的ADC 215、计算模块222、计数器223、第一比较器224、第二比较器225、寄存器226和RS双稳态227。

ADC 215采集监控电压Vs，并在10位上产生数字监控电压Vnum。

基于数字测量电压Vnum以及预定的最大电压阈值，计算模块222在10位上产生数字误差信号S。

该数字误差信号S使得：

S＝1023-(Vnum-C)*G。

在该公式中，1023对应于10位模数编码的满量程。因此，数字误差信号S的中心在来自ADC 215的数字输出信号的动态范围内。

在该公式中，C是对应于电流设定点的电压设定点值。G是放大数字测量电压Vnum与电压设定点之差的增益。

第一比较器224、计数器223和RS双稳态227形成在微控制器203中编程的第二PWM信号发生器230。

第二PWM信号发生器230以与上述第一PWM信号发生器143类似的方式操作。

由电阻器209和电容器210形成的低通滤波器228产生等于PWM信号的均值的DC控制电压Vc。DC控制电压Vc被施加到第一晶体管204的栅极。

测试控制信号Sct也作为输入被施加至RS双稳态227。测试控制信号Sct育次使得能够生成PWM信号并由此生成DC控制电压Vc。

应观察到，此次寄存器226包含十六进制值17。

参照图9，当测试控制信号Sct处于高状态时，第二PWM信号发生器230创建呈现特定周期和特定占空比的方波信号240。

方波信号的每一个高状态都使第一晶体管204导通。测试电压Vt然后由升压装置来生成。当方波信号209返回到低状态时，第一晶体管204去往非导通模式并且测试电压Vt下降至零，直到方波信号240的下一个高状态为止。

当TVS二极管201工作时，所得电压Vr1由TVS二极管201的极限电压

限制。

当TVS二极管201有故障并且构成开路时，所得电压Vr2可以上升到高得多的最大值。然而，最大值被限制为预定的最大电压阈值Vm。

通过第二PWM信号发生器230将所得电压Vr2调节到预定的最大电压阈值Vm。因此，上述电流设定点值C被定义为预定最大电压阈值Vm和监控电阻器205的电阻的函数。

监控电路200包括检测器装置，该检测器装置被布置成将TVS二极管201的端子上的所得电压与TVS二极管201的极限电压

进行比较，并且当所得电压大于极限电压

时检测到TVS二极管201的故障。检测器装置在微控制器203中实现。

当所得电压Vr2达到预定的最大电压阈值Vm时，微控制器203的检测器装置检测到所得电压Vr2大于极限电压

并由此检测到TVS二极管201形成开路并且已经发生故障。

应观察到，该监控功能的行为取决于用户负载。因此，优选在没有负载连接到计算装置的离散输出时执行监控，这通常对应于在使计算装置投入使用之前的制造和验证阶段。即使发现有必要将监控功能的性能仅限制在这样的阶段，在各种工作状况下监控功能在降低制造成本和维护成本方面仍然非常有利。

自然地，本发明不限于所描述的实施例，而是涵盖了落入由权利要求书限定的本发明范围内的任何变型。所有上述电路和所有上述功能可以以数字方式或模拟方式实现。

Claims

1.一种用于监控雷电保护组件的监控电路，包括：

发生组件，其被布置成：

生成大于所述雷电保护组件的极限电压的测试电压，并将所述测试电压施加到所述雷电保护组件的端子上，

将跨所述雷电保护组件的端子的所得电压与所述极限电压进行比较，

以及当所得电压大于所述极限电压时检测到所述雷电保护组件的故障；

伺服控制组件，其被布置成对跨所述雷电保护组件的端子的所得电压进行伺服控制，以确保所得电压不超过预定最大电压阈值，所述伺服控制组件包括：

第一晶体管，

监控电阻，

以及驱动组件，所述驱动组件被布置成生成用于控制所述第一晶体管的控制电压并跨所述监控电阻器的端子来采集监控电压，脉宽调制信号发生器被编程在所述驱动组件中以生成所述控制电压。

2.根据权利要求1所述的监控电路，其特征在于，所述脉宽调制信号发生器包括比较器、计数器和RS双稳态，所述RS双稳态的输出经由低通滤波器连接到所述第一晶体管的栅极。

3.根据任一前述权利要求所述的监控电路，其特征在于，所述驱动组件是微控制器。

4.根据任一前述权利要求所述的监控电路，其特征在于，所述第一晶体管的漏极连接到二极管的阳极，所述二极管的阴极连接到所述雷电保护组件。

5.根据任一前述权利要求所述的监控电路，其特征在于，所述发生组件包括被布置成生成所述测试电压并将所述测试电压选择性地施加到所述雷电保护组件的端子上的升压组件，所述升压元件包括第二晶体管和连接到所述第一晶体管的漏极的电感器。

6.根据任一前述权利要求所述的监控电路，其特征在于，所述雷电保护组件是TVS二极管。

7.一种计算装置，包括根据任一前述权利要求所述的监控电路。