CN114070058A - 电压比较器及方法 - Google Patents

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Abstract

公开了电压比较器及方法。一种实施例电子设备包括：第一电路，包括串联耦合在施加电源电压的节点和施加参考电压的节点之间的第一晶体管和第二晶体管，第一晶体管和第二晶体管通过第一节点彼此耦合；以及第二电路，被配置为将第一节点上的第一电压与第一电压阈值和第二电压阈值进行比较。

Description

电压比较器及方法
相关申请的交叉引用
本申请要求于2020年7月30日提交的法国申请第2008088号的权益，该申请通过引用并入本文。
技术领域
本公开总体涉及电子设备，更具体地，涉及包括被配置为确定电压是否在所确定的范围内的电路的设备，例如，包括这种电路的开关模式电源类型的DC/DC电压转换器，将DC电源电压转换为DC输出电压，例如降压型DC/DC电压转换器，其中DC输出电压的值低于DC电源电压的值。
背景技术
在开关模式功率转换器中，通过开关的切换来斩波用于向转换器供电的直流(DC)电压，以实现在包括电感元件和电容元件的组件中的功率存储阶段和将存储在该组件中的功率传送到连接到转换器输出的负载的阶段。
在脉冲频率调制(PFM)型开关模式转换器中，转换器的每个操作周期包括在组件中存储功率的阶段，然后是向连接到转换器的负载传递功率的阶段。在功率存储阶段，流过电感元件的电流增加。在功率传递阶段，流过电感元件的电流减小。对于每个操作周期，期望流过电感元件的电流在功率存储阶段的开始和功率传递阶段的结束时为零。
已知的开关模式转换器，特别是PFM型转换器，有各种缺点。
发明内容
一个实施例克服了包括被配置为确定电流符号的电路的已知设备的全部或部分缺点。
一种实施例电子设备包括：第一电路，包括串联耦合在施加电源电压的节点和施加参考电压的节点之间的第一晶体管和第二晶体管，第一晶体管和第二晶体管通过第一节点彼此耦合；以及第二电路，被配置为将第一节点上的第一电压与第一电压阈值和第二电压阈值进行比较。
一种控制电子设备的实施例方法包括：第一电路，包括串联耦合在施加电源电压的节点和施加参考电压的节点之间的第一晶体管和第二晶体管，第一晶体管和第二晶体管通过第一节点彼此耦合；以及第二电路，将第一节点上的第一电压与第一电压阈值和第二电压阈值进行比较。
根据一个实施例，第二电路包括串联耦合在第二节点和第三节点之间的第三晶体管和第四晶体管，第三晶体管和第四晶体管通过第四节点彼此耦合，第四节点耦合到第一节点。
根据一个实施例，第二节点通过第一电阻元件耦合到施加电源电压的节点，并且第三节点通过第二电阻元件耦合到施加参考电压的节点。
根据一个实施例，第三晶体管的控制端子耦合到施加第二电压阈值的节点，并且第四晶体管的控制端子耦合到施加第一电压阈值的节点。
根据一个实施例，第一电压阈值是电源电压，并且第二电压阈值是参考电压。
根据一个实施例，第二电路包括：第一输出节点，其上提供有信号，当第一电压大于第一电压阈值时取第一值，并且当第一电压小于第一电压阈值时取第二值；以及第二输出节点，其上提供有信号，当第一电压小于第二电压阈值时取第一值，并且当第一电压大于第二电压阈值时取第二值。
根据一个实施例，第一输出节点耦合到第二节点，并且第二输出节点耦合到第三节点。
根据一个实施例，第一输出节点通过两个反相器电路耦合到第二节点，并且第二输出节点通过反相电路耦合到第三节点。
根据一个实施例，第一晶体管与第一二极管并联连接，第二晶体管与第二二极管并联连接，第一二极管的阳极和第二二极管的阴极连接到第一节点。
根据一个实施例，该设备是开关模式电源。
根据一个实施例，该设备包括第三电路，第三电路被配置为将第一电压与第二电压进行比较，第二电压是可变的并且依赖于第一输出节点和第二输出节点上的信号。
根据一个实施例，该设备包括第四电路，第四电路被配置为以这样的方式控制第一晶体管和第二晶体管，使得每个操作周期连续地包括：第一阶段，在第一阶段期间第一晶体管导通并且第二晶体管截止；第二阶段，在第二阶段期间第一晶体管和第二晶体管截止；第三阶段，在第三阶段期间第一晶体管截止并且第二晶体管导通；以及第四阶段，在第四阶段期间第一晶体管和第二晶体管截止。
根据一个实施例，第二电压的变化依赖于在第四阶段期间第一输出节点和第二输出节点上的信号。
附图说明
上述特征和优点以及其他将在以下参照附图以说明而不是限制的方式给出的特定实施例的描述中详细描述，其中：
图1示出了电子设备的实施例，包括被配置为确定电压是否在电压范围内的电路；
图2示出了示出图1的实施例的操作的时序图；
图3示出了示出图1的实施例的操作的时序图；
图4示意性地示出了DC/DC电压转换器的实施例；
图5示出了时序图，说明了图4的转换器的操作示例；
图6示出了其他时序图，说明了图4的转换器的期望或理论操作和真实或实际操作；
图7示出了包括图1的实施例的DC/DC电压转换器的实施例；和
图8示出了示出图7的实施例的操作示例的时序图。
具体实施方式
在不同的图中，相同的特征已由相同的参考物指定。特别地，在各种实施例中公共的结构和/或功能特征可以具有相同的参考并且可以设置相同的结构、尺寸和材料特性。
为了清楚起见，仅详细说明和描述了对理解本文所描述的实施例有用的步骤和元件。
除非另有说明，当提到连接在一起的两个元件时，这意味着没有除导体以外的任何中间元件的直接连接，而当提到耦合在一起的两个元件时，这意味着这两个元件可以连接，或者它们可以通过一个或多个其他元件耦合。
在以下公开中，除非另有说明，否则当引用绝对位置限定符，如术语“前”、“后”、“上”、“下”、“左”、“右”等，或相对位置限定符，如术语“之上”、“之下”、“较高”、“较低”等，或方位限定符，如“水平”、“垂直”等时，引用图中所示的方位。
除非另有说明，“约”、“大约”、“基本上”和“近似”表示10％以内，优选是5％以内。
图1示出包括电路10的实施例的电子设备，电路10被配置为确定输入电压是否在电压范围内。换句话说，电路10被配置为将输入电压与彼此不同的第一电压阈值和第二电压阈值进行比较。
该设备包括电路20，例如功率级。电路20是被配置为生成电路10的输入电压的电路的示例。电路20包括两个晶体管202和204。晶体管202和204耦合(优选串联)在施加电源电压Vbat的轨道3和施加参考电压(例如接地GND)的轨道5之间。换句话说，晶体管202的一个导电端子(源极或漏极)耦合(优选地连接)到轨道3，而另一导电端子(漏极或源极)耦合(优选地连接)到中心节点206。晶体管204的一个导电端子(源极或漏极)耦合(优选地连接)到节点206，并且其另一导电端子(漏极或源极)耦合(优选地连接)到轨道5。
优选地，晶体管202是P型场效应或PMOS晶体管，并且晶体管204是N型场效应或NMOS晶体管。
电路20包括两个输入208和210。输入208接收用于控制晶体管202的信号GP。因此，输入208耦合(优选地连接)到晶体管202的控制端子或栅极。输入210接收晶体管204的控制信号GN。因此，输入210耦合(优选地连接)到晶体管204的控制端子或栅极。
节点206耦合(优选地连接)到电路10的输入节点102。通过节点206和102向电路10的输入提供电流Ic。类似地，节点206上的电压VLX被提供给电路10的输入节点102。在操作中，节点206例如耦合到负载，负载例如由电路20供电。
电路20还包括两个二极管218和220。二极管218和220串联耦合在轨道3和轨道5之间。更具体地，二极管220的第一端子(阳极或阴极)耦合(优选地连接)到轨道5，二极管220的第二端子(阴极或阳极)耦合(优选地连接)到节点206。二极管218的第一端子(阳极或阴极)耦合(优选地连接)到节点206，二极管218的第二端子(阴极或阳极)耦合(优选地连接)到轨道3。在图1的示例中，二极管218和220的第一端子是阳极，二极管218和220的第二端子是阴极。节点206因此耦合到一个二极管的阳极和另一二极管的阴极。
换句话说，每个二极管与晶体管202和204中的一个并联耦合(优选地连接)。例如，二极管218的阳极耦合(优选地连接)到晶体管202的源极，并且二极管218的阴极耦合(优选地连接)到晶体管202的漏极。类似地，二极管220的阳极耦合(优选地连接)到晶体管204的源极，并且二极管220的阴极耦合(优选地连接)到晶体管204的漏极。例如，二极管218的阴极也耦合(优选地连接)到晶体管202的基板。二极管220的阳极也例如耦合(优选地连接)到晶体管204的基板。优选地，二极管218和220分别是晶体管202和204的本征二极管。
电路10包括输入102和两个输出104和106。输入102接收期望与电压范围进行比较的电压VLX，更具体地，期望与第一电压阈值和第二电压阈值进行比较的电压VLX。在图1的示例中，第一阈值和第二阈值分别是设备的正电源电压Vbat和参考电压GND(优选为接地)。输出104提供信号POS(优选为二进制)，并且输出106提供信号NEG(优选为二进制)。当电路10确定输入电压大于该范围的第一阈值Vbat时，信号NEG取第一值，例如高值。如果输入电压小于第一阈值Vbat，则电压NEG取第二值，例如低值。当电路10确定输入电压小于该范围的第二阈值时，信号POS取第一值，例如高值。如果输入电压大于第二阈值，则电压POS取第二值，例如低值。
因此，如果信号POS和NEG都具有低值，这意味着输入电压在第一阈值和第二阈值之间。如果信号NEG具有高值而信号POS具有低值，则输入电压具有大于第一阈值的值。如果信号NEG具有低值而信号POS具有高值，则输入电压具有小于第二阈值的值。
电路10包括串联耦合在轨道3和轨道5之间的两个晶体管108和110。更具体地，晶体管108的导电端子之一(源极或漏极)耦合(优选地连接)到节点112。晶体管108的另一导电端子(漏极或源极)耦合(优选地连接)到输入节点102。晶体管110的导电端子之一(源极或漏极)耦合(优选地连接)到节点102。晶体管110的另一导电端子(漏极或源极)耦合(优选地连接)到节点114。
优选地，晶体管110是P型场效应或PMOS晶体管，并且晶体管108是N型场效应或NMOS晶体管。优选地，晶体管108和110通过它们各自的源极耦合(优选地连接)到节点102。
晶体管108由电压控制，该电压的值基本上等于(优选地等于)第二电压阈值，这里是参考电压GND。换句话说，晶体管108的控制端子或栅极耦合到施加电压GND的轨道5。晶体管110由电压控制，该电压的值基本上等于(优选地等于)第一电压阈值，这里是电源电压Vbat。换句话说，晶体管110的控制端子或栅极耦合到施加电压Vbat的轨道3。
节点112优选地通过电阻元件或电阻器116耦合到轨道3。节点112还优选地通过被配置为对二进制信号反相的电路或反相器117耦合到输出节点104。因此，当电路117接收到低输入值时，它提供高输出电压，反之亦然。
节点114优选地通过电阻元件或电阻器118耦合到轨道5。节点114还耦合到，优选地通过两个电路或串联的反相器120和122耦合到输出节点106，这两个电路或反相器被配置为对二进制信号反相。
因此，电阻元件116、晶体管108、晶体管110和电阻元件118按此顺序串联耦合在轨道3和轨道5之间。
电路117、120和122能够确保信号POS和NEG是具有可识别的高值和低值的二进制信号。
图2示出了说明图1的实施例的操作的时序图。更具体地，图2示出了在图1的电路20的操作周期期间以及在下一周期的部分(E)期间，节点206上的电流Ic、电压VX的控制信号GN、GP以及信号POS和NEG的行为。操作周期例如包括四个阶段：电感元件(图1中未示出，具有耦合到节点102的端子)中的功率存储阶段(A)、中间阶段(B)、功率传递阶段(C)以及补偿阶段(D)。
在功率存储阶段(A)期间，晶体管202导通而晶体管204截止。在图1的实施例中，这对应于具有低值的控制信号GN和具有低值的控制信号GP。因此，电压VLX具有正值V1，小于Vbat值。因此，在阶段(A)期间，穿过电感元件的电流Ic(图1中未示出)增加。
电压VLX小于晶体管110的控制电压，即电源电压Vbat，晶体管110的栅-源电压为正。因此，晶体管110在阶段(A)期间保持截止。因此，节点114上的电压具有低值，例如，基本上等于参考电压GND。因此，在反相器120和122的输出处的信号NEG具有低值。
类似地，电压VLX大于晶体管108的控制电压，即参考电压GND，晶体管108的栅源电压为负。因此，晶体管108在阶段(A)期间保持截止。因此，节点112上的电压具有高值，例如，基本上等于电压Vbat。因此，在反相器117的输出处的信号POS具有低值。
在阶段(B)期间，晶体管204和202截止。在图1的实施例中，这对应于具有低值的控制信号GN和具有高值的控制信号GP。阶段(B)是能够确保晶体管208和210不同时导通的中间阶段。在阶段(B)期间，节点206不再由轨道3供电。因此电流Ic减小。电流Ic为正，晶体管202和204截止。电流Ic因此穿过二极管220。电压VLX取负值V3。
电压VLX小于晶体管110的控制电压，即电源电压Vbat，晶体管110的栅源电压为正。因此，晶体管110在阶段(B)期间保持截止。因此，节点114上的电压是低值，例如，基本上等于参考电压GND。因此，在反相器120和122的输出处的信号NEG具有低值。
电压VLX为负。换言之，电压VLX小于晶体管108的控制电压，即参考电压GND。晶体管108的栅-源电压因此为正。因此，晶体管108在阶段(B)期间导通。因此，节点112上的电压具有低值，例如，基本上等于电压V3。因此，在反相器117的输出处的信号POS具有高值。
信号POS和NEG因此指示电压VLX小于两个阈值Vbat和GND。更具体地，信号NEG的低值指示电压VLX小于阈值Vbat或者在值GND和Vbat的范围内，或者在该范围之外并且小于阈值GND。信号POS的高值指示电压VLX小于阈值GND，并且因此在值GND和Vbat之间的范围之外。
在阶段(C)期间，即功率传递阶段，晶体管204导通而晶体管202截止。在图1的实施例中，这对应于具有高值的控制信号GN和具有高值的控制信号GP。电压VLX增加，但保持为负值。在阶段(C)期间，电流Ic减小，节点206不再由轨道3供电。
电压VLX小于晶体管110的控制电压，即电源电压Vbat，晶体管110的栅-源电压为正。因此，晶体管110在阶段(C)期间保持截止。因此，节点114上的电压具有低值，例如，基本上等于参考电压GND。因此，在反相器120和122的输出处的信号NEG具有低值。
电压VLX为负。换言之，电压VLX小于晶体管108的控制电压，即参考电压GND。晶体管108的栅源电压因此为正。因此，晶体管108在阶段(B)期间导通。因此，节点112上的电压具有低值，例如，基本上等于电压V3。因此，在反相器117的输出处的信号POS具有高值。
在阶段(D)期间，晶体管204截止并且晶体管202截止。在图1的实施例中，这对应于具有低值的控制信号GN和具有高值的控制信号GP。
如在阶段(B)中，电流Ic为正且晶体管202和204截止。电流Ic因此穿过二极管220。电压VLX取负值V3。
如在阶段(B)中，电压VLX小于晶体管110的控制电压，即电源电压Vbat，晶体管110的栅源电压为正。因此，晶体管110在阶段(B)期间保持截止。因此，节点114上的电压具有低值，例如，基本上等于参考电压GND。因此，在反相器120和122的输出处的信号NEG具有低值。
如在阶段(B)中，电压VLX为负。换言之，电压VLX小于晶体管108的控制电压，即参考电压GND。晶体管108的栅源电压因此为正。因此，晶体管108在阶段(B)期间导通。因此，节点112上的电压具有低值，例如，基本上等于电压V3。因此，在反相器117的输出处的信号POS具有高值。
在阶段(D)期间，电流Ic不断减小。当电流Ic达到零值时，阶段(D)结束。
例如，阶段(D)之后是阶段(E)，阶段(E)例如对应于下一个操作周期的阶段(A)或关闭状态下的阶段。
图3示出了说明图1的实施例的操作的时序图。更具体地，图3示出了在图1的电路20的操作周期期间，节点206上的电流Ic、电压VLX的控制信号GN、GP以及信号POS和NEG的操作。如图2所示，操作周期包括四个阶段：电感元件中的功率存储阶段(A)、中间阶段(B)、功率传递阶段(C)以及补偿阶段(D)。
阶段(A)和(B)与图2的阶段(A)和(B)相同。它们不会再被描述。
在功率传递阶段(C)期间，晶体管204导通而晶体管202截止。在图1的实施例中，这对应于具有高值的控制信号GN和具有高值的控制信号GP。
电压VLX在阶段(C)期间增加。在阶段(C)的时间tz处，电压VLX达到零值，然后继续增加。电流Ic在阶段(C)期间减小。在时间tz处，电流Ic达到值零。在阶段(C)期间，电流Ic在时间tz之前为正，在时间tz之后为负，电压VLX在时间tz之前为正，在时间tz之后为负。
在阶段(C)期间，电压VLX小于第一电压阈值Vbat。因此，信号NEG保持低值。此外，电压VLX在时间tz之前小于第二电压阈值GND，并且在时间tz之后大于第二阈值。因此，在阶段(C)期间，信号POS在时间tz之前取高值，在时间tz之后取低值。
在阶段(D)期间，晶体管204截止并且晶体管202截止。在图1的实施例中，这对应于具有低值的控制信号GN和具有高值的控制信号GP。
晶体管202和204截止，并且电流Ic为负，二极管218激活。因此，电压VLX变得大于电压Vbat，例如，基本上等于电压Vbat加上二极管218的阈值电压。因此，电流Ic增加到零。当电流达到零值时，阶段(D)结束。
电压VLX大于晶体管110的控制电压，即电源电压Vbat，信号NEG具有高值。此外，电压VLX大于晶体管108的控制电压，即参考电压GND，信号POS具有低值。
阶段(D)之后是阶段(E)，其中设备的行为类似于其在阶段(A)中的行为。作为变体，阶段(E)对应于截止状态下的阶段。
图4示意性地示出了DC/DC电压转换器的实施例。在本示例中，转换器1是DC/DC转换器，其将DC电源电压转换为DC输出电压。
转换器1被配置为传送DC输出电压Vout。该转换器包括输出节点2，其上具有可用的电压Vout。
转换器1由DC电源电压Vbat供电。然后，转换器1连接在设置为电压Vbat的第一导电轨或节点3和设置为参考电位GND的第二导电轨或节点5之间。
转换器1被配置为以等于设定点值的值传递电压Vout。为此，转换器1在输入节点7上接收以电位GND为参考的DC设定点电压Vref，其值表示电压Vout的设定点值，优选地等于电压Vout的设定点值。
在本示例中，电压Vout、Vbat和Vref为正。
在本示例中，转换器1为降压型，即电压Vout的设定点值小于电压Vbat的值。换句话说，电压Vout的值小于电压Vbat的值。
转换器1包括第一MOS(“金属氧化物半导体”)晶体管9，优选地是PMOS晶体管(P沟道MOS晶体管)。作为变体，晶体管9也可以是与自举系统相关联的NMOS晶体管。MOS晶体管9连接在轨道3和内部节点11之间。换句话说，晶体管9的第一导电端(例如其源极)连接到轨道3，晶体管9的第二导电端子(例如其漏极)连接到节点11。
转换器1还包括第二MOS晶体管13，优选地是NMOS晶体管(N沟道MOS晶体管)。晶体管13连接在节点11和轨道5之间。换句话说，晶体管13的第一导电端子(例如其源极)连接到轨道5，晶体管13的第二导电端子(例如其漏极)连接到节点11。作为变体，可以用二极管或肖特基二极管代替NMOS晶体管13。
因此，晶体管9和13串联连接在轨道3和5之间，并且在内部节点11的级别上彼此连接。
转换器1包括电感元件或电感15。电感15连接在节点11和节点2之间。
转换器1包括控制电路17。电路17被配置为实现或控制转换器1的操作周期，以调节电压Vout，使其值等于设定点值Vref。
为此，电路17包括：
-端子171，耦合(优选地连接)到节点7；
-端子172，耦合(优选地连接)到节点2；
-端子173，耦合(优选地连接)到轨道3；
-端子174，耦合(优选地连接)到轨道5；
-端子175，耦合(优选地连接)到晶体管9的控制端子或栅极；以及
-端子176，耦合(优选地连接)到晶体管13的控制端子或栅极。
转换器1包括连接在节点2和轨道5之间的输出电容器16。例如，该电容在2.2μF至20μF，或者甚至更大的范围内。这样的输出电容器起到滤波器的作用。换句话说，转换器输出电容器能够平滑节点2上存在的电流，并存储由转换器提供给节点2的功率。
在操作中，负载连接在节点2和轨道5之间，以便被电压Vout供电。该负载例如包括节点2和轨道5之间的输入电容器。
在该示例中，转换器1被配置为以脉冲频率调制(间断导通模式)操作。然后，电路17被配置为当电压Vout的值小于设定点值Vref并且两个晶体管9和13处于截止状态时，开始转换器1的操作周期。更具体地，在每个操作周期开始时，电路17被配置为控制将晶体管9设置为导通状态，晶体管13保持在截止状态。然后，在第一时间段TPon期间，功率于是存储在电感15和电容器16中，例如，当晶体管9由电路17保持在导通状态时，该第一时间段对于每个操作周期恒定，然后电流IL流过电感15。在时间段TPon结束时，电路17被配置为控制将晶体管9设置为截止状态以及将晶体管13设置为导通状态。然后通过电感15和电容器16将功率回送到连接在转换器输出的负载，持续第二时间段TNon，例如，当电路17将晶体管13保持在导通状态时，该第二时间段对于每个操作周期恒定，电感中的电流IL减小。在时间段TNon结束时，电路17被配置为控制将晶体管13设置为截止状态。
确定时间段TNon，使得电路17控制将晶体管13设置为截止状态的时间对应于流过电感15的电流IL变为零的时间。然而，在实践中，如将在本公开的其余部分中进一步详细描述的，这并不总是正确的，这引出了一个问题。
图5示出了时序图，说明了图4中转换器1的期望操作示例。
时序图A(在图5的顶部)示出了电压Vout随时间t的变化，以伏特V为单位，时序图B(在图5的底部)示出了流过电感15的电流IL随时间t的相应变化。
在时间t0处，晶体管9和13处于截止状态，电流IL为零，并且电压Vout的值大于其设定点值，在本示例中为电压Vref的值。
在时间t0和随后的时间t2之间，电压Vout减小，例如由于连接到转换器1的负载消耗电流并使输出电容器放电的事实。
在时间t0和t2之间的时间t1，电压Vout变得小于其设定点值Vref。这由转换器1的电路17检测，然后电路17控制将晶体管9设置为导通状态。晶体管9在时间t2处导通。
因此，从时间t2起，电感15具有通过晶体管9连接到节点2的端子和耦合到轨道3的端子。流过电感15的电流IL增加。
因此，从时间t2开始，电流IL被提供给节点2，并且节点2和轨道5之间的电容器16充电。电压Vout增加并变得大于其设定点值Vref。
在下一时间t3处，等于t2+TPon，电路17控制将晶体管13设置为导通状态以及将晶体管9设置为截止状态。在时间t3处，电感中的电流具有最大值ILP。
因此，从时间t3起，电感15具有经由晶体管13连接到节点2的端子和耦合到轨道5的端子。流过电感15的电流IL减小。
尽管电流IL从时间t3开始减小，但如果负载所吸取的电流小于提供给节点2的电流IL，则节点2和轨道5之间的电容器保持充电，并且电压Vout保持增加。
在下一时间t4处，等于t3+TNon，电路17控制将晶体管13设置为截止状态。这里认为转换器1按它应该的方式工作，然后电流IL在时间t4处为零。然而，在实践中，这并不总是正确的。
从时间t4开始，电流IL为零，电压Vout减小，类似于在时间t0时发生的情况。
尽管在本文中未示出，但当电位Vout的值在时间t4之后的时间回落到其设定点值Vref以下时，电路17实现新的操作周期，如关于连续时间t2、t3和t4所描述的。
图6示出了说明图4中转换器1工作的其他时序图。更具体地，时序图A1示出了电流IL的变化的理想或理论示例，时序图A2示出了与时序图A1的电流IL的变化相对应的电压Vout，时序图B1示出了电流IL的实际变化的示例，时序图B2示出了与时序图B1的电流IL的变化相对应的电压Vout。这些时序图示出了在多个连续操作周期中，在转换器1的每个操作周期结束时电压Vout小于电压Vref的操作示例。认为输出节点上所取的电流为恒流Iout。
在时间t30(时序图A1和A2)处，电压Vout小于电压Vref。操作周期从晶体管9切换到导通状态开始。因此，电流IL增加，直到下一时间t31等于t30+TPon。
在时间t31处，电流IL达到其最大值ILP。此外，晶体管9和13分别切换到截止状态和导通状态。因此，电流减小，直到下一时间t32等于t31+TNon。
在理想操作的这个示例中，晶体管13在时间t32处切换到截止状态，并且电流IL在时间t32处变为零。
在电压Vout小于电压Vref的时间t32处，晶体管9切换到导通状态，这标志着新的操作周期的开始。然后电流IL增加，直到下一时间t33等于t32+TPon。
在时间t33处，电流IL达到值ILP。此外，晶体管9和13分别切换到截止状态和导通状态。因此，电流减小，直到下一时间t34等于t33+TNon。
在理想操作的这个示例中，晶体管13在时间t34处切换到截止状态，并且电流IL在时间t34处变为零。
在电压Vout小于电压Vref的时间t34处，晶体管13切换到导通状态，这标志着新的操作周期的开始。电流IL增加直到下一时间t35等于t34+TPon。
在时间t35处，电流IL达到值ILP。此外，晶体管9和13分别切换到截止状态和导通状态。因此，电流减小，直到下一时间t36等于t35+TNon。
在理想操作的这个示例中，晶体管13在时间t36处切换到截止状态，并且电流IL在时间t36处变为零。
在时间t36处，电压Vout小于电压Vref，开始新的操作周期。
在时序图A1和A2所示的理论操作的示例中，在每个操作周期结束时，在电流IL变为零的时间发生截止状态的晶体管13的切换。因此，当一个操作周期紧接着一个新的操作周期时，在这个新的操作周期中，电流IL从零值增加。
时序图B1和B2示出转换器1的真实操作的对应示例。在实际操作的这个示例中，考虑晶体管13在从其最后一次切换到导通状态已经过去的时间段TNon结束时没有立即切换到截止状态的实际情况。
在电压Vout小于电压Vref的时间t40处(图6的B1和图6的B2)，操作周期从切换到晶体管9的导通状态开始。因此，电流IL增加，直到下一时间t41等于t40+TPon。
在时间t41处，电流IL达到其最大值ILP。此外，晶体管9和13分别切换到截止状态和导通状态。因此，电流减小，直到下一时间t42等于t41+TNon。电流在时间t42处变为零。然而，晶体管13到截止状态的切换仅在时间t42之后的时间t43有效。因此，在时间t42和t43之间，电流IL为负并减小。换句话说，在时间t42之前，电流在电感15中从节点11流动到节点2，在时间t42变为零，并且在时间t42之后流过电感15，从节点2流动到节点11。
在时间t43处，电压Vout小于电压Vref，晶体管9在时间t43处切换到导通状态，这标志着新操作周期的开始。然后电流IL增加，直到下一时间t44等于t43+TPon。
在时间t44处，由于时间段TPon在每个周期中是恒定的，电流IL达到比最大值ILp小的值ILp'。此外，晶体管9和13分别切换到截止状态和导通状态。因此，电流IL减小直到下一时间t46等于t44+TNon，电流IL在时间t44和t46之间的时间t45变为零。此外，晶体管13的到截止状态的切换仅在时间t46之后的时间t47有效。因此，在时间t45和t47之间，电流IL为负值，并且减小到比在时间t43达到的值更低(或绝对值更高)的值。
在时间t47处，电压Vout小于电压Vref，晶体管9在时间t47切换到导通状态，这标志着新操作周期的开始。然后电流IL增加，直到下一时间t48等于t47+TPon。
在时间t48处，电流IL达到值ILp"，小于值ILp'。此外，晶体管9和13分别切换到截止状态和导通状态。因此，电流IL减小，直到下一时间t50等于t48+TNon，电流IL在时间t48和t50之间的时间t49变为零。此外，晶体管13的到截止状态的切换仅在时间t50之后的时间t51有效。因此，在时间t49和t51之间，电流IL为负值，并且减小到比在时间t47达到的值更低(或绝对值更高)的值。
由于在时序图B1和B2所示的每个操作周期中，电流IL达到的最大值(时间t41、t44和t48)越来越低，转换器1不向节点2提供足够的功率来将电压Vout调节在其值Vref上，电压Vout例如越来越低，这引起了问题。此外，在时序图B1和B2所示的每个操作周期中，电流IL(时间t43、t47和t51)达到的负值越来越低(或绝对值越来越高)，由此转换器1从节点2采样越来越多的功率，这是不期望的。实际上，提供给负载的电流值，特别是电流峰值的值，从一个周期到另一周期减小，这对负载电源有负面影响。此外，虽然理论上，电流IL的最大值可能无限减小，但实际上，在某些情况下，晶体管13可能在此之前被晶体管13不能在其导电端子之间导电的电流IL的负值破坏或损坏。
已经结合图6的时序图B1和B2描述了在电流IL变为零之后发生到晶体管13的截止状态的切换的操作的实际示例。
在未示出的操作的另一实际示例中，在紧接在其他周期之后实现的多个连续周期的每个操作周期中，晶体管13被切换到截止状态，同时电流IL不为零并且仍然为正。在这种情况下，在每个操作周期中，电流IL从越来越高的值增加，由此电流IL达到越来越高的最大值，并且操作周期以电流IL的越来越高的正非零值结束。该操作比关于时序图B1和B2描述的操作干扰小，因为在多个操作周期之后，电压Vout将恢复其设定点值Vref。因此，下一操作周期将不会立即实现，这将为电流IL变为零留下时间。
这两种情况，即关于图3的时序图B1和B2描述的情况和其他上述实际情况，通常至少部分地是由组件级别的缺陷引起的，特别是比较器的，特别是由比较器的工作时间(响应或传播时间)和比较器电平上的偏移引起的。换句话说，比较器不比较输入信号S1和S2，而是比较信号S1和S2+A，A是比较器的偏移量。
图7示出了图1的电路10的实施例在DC/DC电压转换器中的应用示例。图7的转换器包括关于图4描述的元件，电路17将更详细。
转换器包括晶体管9和13、电感15和电容器16，如关于图4所描述的。
晶体管9和13类似于图1的晶体管202和204，耦合(优选地串联连接)在施加电源电压Vbat的轨道3和施加参考电压(例如接地GND)的轨道5之间。换句话说，晶体管9的一个导电端子(源极或漏极)耦合(优选地连接)到轨道3，而另一导电端子(漏极或源极)耦合(优选地连接)到中心节点11。晶体管13的一个导电端子(源极或漏极)耦合(优选地连接)到节点11，另一导电端子(漏极或源极)耦合(优选地连接)到轨道5。
优选地，晶体管9是P型场效应或PMOS晶体管，并且晶体管13是N型场效应或NMOS晶体管。
晶体管9和13中的每一个都包括未示出的本征二极管。
本征二极管(未示出)与图1的二极管218和220类似，串联耦合在轨道3和轨道5之间。更具体地，晶体管13的本征二极管的第一端子(阳极或阴极)耦合(优选地连接)到轨道5，二极管的第二端子(阴极或阳极)耦合(优选地连接)到节点11。晶体管9的本征二极管的第一端子(阳极或阴极)耦合(优选地连接)到节点11，二极管的第二端子(阴极或阳极)耦合(优选地连接)到轨道3。在图1的示例中，本征二极管的第一端子是阳极，本征二极管的第二端子是阴极。节点11因此耦合到其中一个二极管的阳极和另一二极管的阴极。
该转换器包括用于产生控制信号GP、GN的电路180、用于传送确定持续时间TPon和TNon的信号PWN的电路182、被配置为确定每个操作周期的开始时间的电路184和产生可变电压的电路186。
电路180包括第一输出180a和第二输出180b，它们分别耦合(优选地连接)到电路17的输出175和176。电路180在第一输出180a产生用于控制晶体管9的信号GP，在第二输出180b产生用于控制晶体管13的信号GN。
电路180包括耦合(优选地连接)到电路182的输出的输入180c。电路182在该输出上提供确定持续时间TPon和TNon的信号PWN，并由此确定功率存储阶段和功率传递阶段的持续时间。
电路182包括两个输入182a和182b，它们分别耦合(优选地连接)到电路17的输入171和172。因此，电路182根据在输入172上接收的电压Vout和在输入171上接收的设定点电压Vref的值，并且更具体地根据这些值之间的差产生信号PWN。因此，如果电压Vout小于电压Vref，则持续时间TPon增加而持续时间TNon减少。如果电压Vout大于电压Vref，则持续时间TNon增加，持续时间TPon减少。
转换器包括电路184，被配置为确定每个操作周期的开始时间。更具体地，电路184被配置为确定电流Ic达到零值的时间，即操作周期的结束。在实践中，这对应于电压VLX过零的检测。电路184包括耦合(优选地连接)到电路180的输出，以便在电流Ic达到零值时通过取高值的信号S来传递该信息。
电路184例如是过零检测电路(ZCD)。电路184包括比较器。
电路184的比较器受到与图6B相关的讨论的缺陷的影响。更具体地，比较器输入电压的传播延迟和偏移导致比较缺陷，如关于图6B所述。
电路184在其输入耦合到轨道5，传递参考电压GND，并耦合到节点11，传递电压VLX。
电路184通过电路186耦合到轨道5，电路186被配置为修改与电压VLX进行比较的值，以补偿电路184的比较器的传播延迟和偏移。例如，电路186是可变电压源。因此，电路186的输出电压，即与电压VLX相比较的电路184的输入电压可以不同于零。电路184不将电压VLX与值零进行比较，而是将电压VLX与电路186的输出值进行比较。例如，在每个操作周期修改电路186的输出值。
为了确定电路186是否应该修改其输出值，电路186接收信号d。信号d由包括电路10和电路190的电路组合产生。因此，电路10在其输入耦合(优选地连接)到节点11。电路10包括具有在其上产生的信号POS和NEG的两个输出。
电路190在其输入耦合(优选地连接)到电路10的输出，并因此接收POS和NEG作为输入信号。电路190在阶段(D)期间确定电流IC的符号，并产生控制电路186的输出值的修改的信号d。因此，电路186的电压修改依赖于阶段(D)期间的电流Ic的符号，并且优选地独立于其他阶段期间的电流符号。
图8示出了示出图7的实施例的操作示例的时序图。图8示出了转换器的两个操作周期，它们之间由一个停止阶段隔开。
在第一停止阶段(E)期间，晶体管9和13截止。这对应于分别具有低值和高值的信号GN和GP。在此阶段，电流Ic为零，电压VLX的值基本上等于V2，正且小于电压Vbat。此外，信号S，优选为二进制，例如具有低值。
在时间t60处，操作周期的阶段(A)开始。因此，时间t60对应于阶段(E)的结束和阶段(A)的开始。
在时间t60处，晶体管9导通。换句话说，控制信号GP的值取另一二进制值，这里是低值。节点11因此由轨道3供电。因此，节点上的电压取值V1，略小于Vbat值，但大于值V2，电流Ic增加。
在时间t62处，阶段(A)结束而阶段(B)开始。阶段(A)的持续时间对应于持续时间TPon。
与图2和图3的阶段(B)的情况一样，晶体管9截止，晶体管13截止。在图7的实施例中，这对应于具有低值的控制信号GN和具有高值的控制信号GP。阶段(B)是能够确保晶体管9和13不同时导通的中间阶段。在阶段(B)期间，节点11不再由轨道3供电。因此电流Ic减小。
电流Ic为正，晶体管202和204截止。电流Ic因此穿过二极管220。电压VLX取负值V3。
在阶段(B)期间，如图2和图3所述，信号POS取高值。然而，在阶段(B)期间，电路190不考虑信号POS和NEG。
在时间t62处，阶段(B)结束，阶段(C)开始。晶体管13导通，晶体管9截止。在图7的实施例中，这对应于具有高值的控制信号GN和具有高值的控制信号GP。电压VLX增加，电流Ic穿过电感15减小，节点11不再由轨道3供电。
在阶段(C)的时间tz1处，即在持续时间TNon之后，电流Ic和电压VLX达到值零。然而，电路184具有值D的传播延迟。因此，电路184的输出S仅在与tz1间隔时间段D的时间t66处取高值，指示电流Ic的过零。在时间tz1与时间t66之间，电流Ic变为负值。
在时间t66处，电路180通过信号S的上升沿被告知电流Ic已经达到值零。这样，阶段(C)结束，阶段(D)开始。
在阶段(D)期间，晶体管9和13截止。在图7的实施例中，这对应于具有低值的控制信号GN和具有高值的控制信号GP。
晶体管9和13截止，并且电流Ic为负，晶体管9的本征二极管变为有效。因此，电压VLX变得大于电压Vbat，例如，基本上等于电压Vbat加上二极管的阈值电压。因此，电流Ic在时间t68处增加到零。当电流达到零值时，二极管不再导通，阶段(D)结束。
在时间t68处，开始诸如先前描述的阶段(E)。电压VLX恢复值V2。
阶段(E)之后是第二操作周期，该第二操作周期包括时间t70和时间t72之间的阶段(A)、时间t72和时间t74之间的阶段(B)、时间t74和时间t76之间的阶段(C)、以及时间t76和时间t78之间的阶段(D)。
第二操作周期与第一操作周期的不同之处在于，在阶段(C)之前，例如在阶段(A)期间，电路190向电路186提供信号d，以修改电路186的输出信号的值。在第二操作周期的情况下，电路186的输出的值被修改为等于比参考电压的值(这里是地)小的值V4。
因此，电路184将电压VLX与值V4进行比较。在时间tz2处，值V4在这里达到，比值零达到更早。阶段(C)在时间tz2之后结束时间段D。在阶段(C)结束时电流Ic所达到的负值比在前一阶段(C)结束时电流Ic所达到的值更接近于零。
所描述的实施例的优点是可以通过简单电路将电压与两个阈值进行比较。
已经描述了各种实施例和变型。本领域技术人员将理解，这些各种实施例和变体的某些特征可以组合，并且本领域技术人员将得到其他变体。
最后，基于上面给出的功能指示，所描述的实施例和变型的实际实现在本领域技术人员的能力范围内。
这样的改变、修改和改进旨在成为本公开的一部分，并且旨在处于本发明的精神和范围内。因此，前述描述仅作为示例，而不是旨在进行限制。本发明仅限于所附权利要求及其等同物中所定义的。

Claims (21)

1.一种电子设备，包括：
第一电路，包括第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管和所述第二晶体管被串联耦合在施加电源电压的节点和施加参考电压的节点之间，所述第一晶体管和所述第二晶体管通过第一节点彼此耦合；以及
第二电路，被配置为将所述第一节点上的第一电压与第一电压阈值和第二电压阈值进行比较。
2.根据权利要求1所述的设备，其中所述第二电路包括第三晶体管和第四晶体管，所述第三晶体管和所述第四晶体管被串联耦合在第二节点和第三节点之间，所述第三晶体管和所述第四晶体管通过第四节点彼此耦合，所述第四节点被耦合到所述第一节点。
3.根据权利要求2所述的设备，其中所述第二节点通过第一电阻元件被耦合到施加所述电源电压的节点，并且所述第三节点通过第二电阻元件被耦合到施加所述参考电压的所述节点。
4.根据权利要求2所述的设备，其中所述第三晶体管的控制端子被耦合到施加所述第二电压阈值的节点，并且所述第四晶体管的控制端子被耦合到施加所述第一电压阈值的节点。
5.根据权利要求1所述的设备，其中所述第一电压阈值是所述电源电压，并且所述第二电压阈值是所述参考电压。
6.根据权利要求3所述的设备，其中所述第二电路包括：
第一输出节点，所述第一输出节点上提供有第一信号，所述第一信号在所述第一电压大于所述第一电压阈值时取第一值，并且在所述第一电压小于所述第一电压阈值时取第二值；以及
第二输出节点，所述第二输出节点上提供有第二信号，所述第二信号在所述第一电压小于所述第二电压阈值时取第三值，并且在所述第一电压大于所述第二电压阈值时取第四值。
7.根据权利要求6所述的设备，其中所述第一输出节点被耦合到所述第二节点，并且所述第二输出节点被耦合到所述第三节点。
8.根据权利要求6所述的设备，其中所述第一输出节点通过两个反相电路被耦合到所述第二节点，并且所述第二输出节点通过反相电路被耦合到所述第三节点。
9.根据权利要求1所述的设备，其中所述第一晶体管与第一二极管并联连接，所述第二晶体管与第二二极管并联连接，所述第一二极管的阳极和所述第二二极管的阴极被连接到所述第一节点。
10.根据权利要求6所述的设备，其中所述设备是开关模式电源。
11.根据权利要求10所述的设备，其中所述设备包括第三电路，所述第三电路被配置为将所述第一电压与第二电压进行比较，所述第二电压是可变的，并且依赖于所述第一输出节点和所述第二输出节点上的信号。
12.根据权利要求10所述的设备，其中所述设备包括第四电路，所述第四电路被配置为以这样的方式控制所述第一晶体管和所述第二晶体管，使得每个操作周期连续地包括：
第一阶段，在所述第一阶段期间，所述第一晶体管导通并且所述第二晶体管截止；
第二阶段，在所述第二阶段期间，所述第一晶体管和所述第二晶体管截止；
第三阶段，在所述第三阶段期间，所述第一晶体管截止并且所述第二晶体管导通；以及
第四阶段，在所述第四阶段期间，所述第一晶体管和所述第二晶体管截止。
13.根据权利要求12所述的设备，其中：
所述设备还包括第三电路，所述第三电路被配置为将所述第一电压与第二电压进行比较，所述第二电压是可变的，并且依赖于所述第一输出节点和所述第二输出节点上的信号；以及
在所述第四阶段期间，所述第二电压的变化依赖于所述第一输出节点和所述第二输出节点上的信号。
14.一种控制电子设备的方法，所述电子设备包括第一电路，所述第一电路包括第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管和所述第二晶体管被串联耦合在施加电源电压的节点和施加参考电压的节点之间，所述第一晶体管和所述第二晶体管通过第一节点彼此耦合，所述方法包括：
在每个操作周期中，根据预定模式导通和截止所述第一晶体管和所述第二晶体管中的每个晶体管；以及
通过第二电路将所述第一节点上的第一电压与第一电压阈值和第二电压阈值进行比较。
15.根据权利要求14所述的方法，其中所述比较由耦合到所述第一节点、并且串联耦合在第二节点和第三节点之间的第三晶体管和第四晶体管执行。
16.根据权利要求15所述的方法，还包括：
将所述第二电压阈值施加到所述第三晶体管的控制端子；以及
将所述第一电压阈值施加到所述第四晶体管的控制端子。
17.根据权利要求14所述的方法，其中所述第一电压阈值是所述电源电压，并且所述第二电压阈值是所述参考电压。
18.根据权利要求15所述的方法，还包括：
所述第二电路的第一输出节点的第一信号在所述第一电压大于所述第一电压阈值时取第一值，并且当所述第一电压小于所述第一电压阈值时取第二值；以及
所述第二电路的第二输出节点的第二信号在所述第一电压小于所述第二电压阈值时取第三值，并且在所述第一电压大于所述第二电压阈值时取第四值。
19.根据权利要求18所述的方法，还包括：通过第三电路将所述第一电压与第二电压进行比较，所述第二电压是可变的，并且依赖于所述第一输出节点和所述第二输出节点上的信号。
20.根据权利要求18所述的方法，还包括：通过第四电路以这样的方式控制所述第一晶体管和所述第二晶体管，使得每个操作周期连续地包括：
第一阶段，在所述第一阶段期间，所述第一晶体管导通并且所述第二晶体管截止；
第二阶段，在所述第二阶段期间，所述第一晶体管和所述第二晶体管截止；
第三阶段，在所述第三阶段期间，所述第一晶体管截止并且所述第二晶体管导通；以及
第四阶段，在所述第四阶段期间，所述第一晶体管和所述第二晶体管截止。
21.根据权利要求20所述的方法，还包括：通过第三电路将所述第一电压与第二电压进行比较，所述第二电压是可变的，并且依赖于所述第一输出节点和所述第二输出节点上的信号，在所述第四阶段期间，所述第二电压的变化依赖于所述第一输出节点和所述第二输出节点上的信号。
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