CN114050793A - 一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法，所述超频高速跨阻放大器包括高速通信链路、低速控制电路及电源管理单元；所述高速通信链路单元包括前置跨阻放大器、连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器；所述低速控制电路包括直流失调消除器、自动增益控制器；所述前置跨阻放大器包括前馈放大器单元和反馈电阻单元；所述反馈电阻单元搭接在所述前馈放大器单元的输出端和输入端之间。本发明通过上述设置不仅使得与低速光电二极管结合的系统带宽得到延展，确保了超频的可能性；同时也解决了工艺性能局限导致的伴生问题，保证了系统的灵敏度以及动态范围；而且采用的都是常规电路元器件，使得低成本的方案成为可能。

Description

一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，具体地说，涉及一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法。

背景技术

在通信速度不断提高且保证传输质量的前提下降低光通信的成本是现代公司在市场竞争中获胜的关键。在10G PON光通信领域，为了进一步的降低通信成本首先需要从占成本比重较大的光器件入手。在光接收机前端侧，将与跨阻放大器TIA适配的雪崩型光电二极管APD从高带宽的换为更低带宽的产品是其中的一个入手方向，如将原先带宽约7GHz光电二极管换为带宽3.5GHz或更低的光电二极管。

而3.5GHz光电二极管的带宽远远低于7GHz光电二极管，在保证性能不变的前提下，如何克服采用低带宽光电二极管带来的带宽的降低，以及避免光电二极管与跨阻放大器结合系统的带宽降低而产生的码间干扰对灵敏度的影响，成为了一个难题。

除此以外，跨阻放大器本身的工艺选型也必须规避昂贵的特殊工艺如SiGe，且不能比当前传输速率下主流设计的CMOS的工艺制程更好，否则就违背了节省成本的初衷。因此受工艺性能局限，跨阻放大器在带宽增加的同时需要克服其它的问题如噪声的增加，群延迟的变化增大，动态范围的减少以及功耗的增加等伴生问题。

发明内容

本发明针对现有技术的上述需求和缺陷，提出了一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法，所述超频高速跨阻放大器包括高速通信链路、低速控制电路及电源管理单元；所述高速通信链路单元包括前置跨阻放大器、连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器；所述低速控制电路包括直流失调消除器、自动增益控制器；所述前置跨阻放大器包括前馈放大器单元和反馈电阻单元；所述反馈电阻单元搭接在所述前馈放大器单元的输出端和输入端之间。本发明通过低速控制电路中的直流失调消除器和自动增益控制器，与连续时间均衡器和限幅放大器配合，在前置跨阻放大器进行了带宽的增加。本发明通过上述设置不仅使得其与输入低速光电二极管结合的系统带宽得到延展，确保了超频的可能性，同时也解决了工艺性能局限导致的伴生问题，保证了系统的灵敏度以及动态范围，而且采用的都是常规电路元器件，使得低成本的方案成为可能，有助于产品的实际生产和推广应用。

本发明具体实现内容如下：

本发明提出了一种采用低成本实现超频高速跨阻放大器的方法，包括以下操作：

步骤1：构建与光电二极管连接的超频高速跨阻放大器；所述超频高速跨阻放大器包括高速通信链路、低速控制电路及电源管理单元；所述高速通信链路单元包括前置跨阻放大器、连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器；所述低速控制电路包括直流失调消除器、自动增益控制器；

所述前置跨阻放大器包括前馈放大器单元和反馈电阻单元；所述反馈电阻单元搭接在所述前馈放大器单元的输出端和输入端之间；

所述前馈放大器单元的输入端连接光电二极管，接收光电二极管发送来的电流信号Iin，输出端与连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器链路连接；所述输出缓冲器的输出端即为超频高速跨阻放大器的输出端；所述电流信号Iin包括直流分量和交流分量；

所述直流失调消除器连接在所述前馈放大器单元的输入端和输出端；

所述自动增益控制器的输入端分别连接连续时间均衡器的输出端和限幅放大器的输出端，自动增益控制器的输出端与所述反馈电阻单元和前馈放大器单元连接；

所述电源管理单元分别与所述前置跨阻放大器、连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器、直流失调消除器和自动增益控制器连接；

步骤2：在前置跨阻放大器和光电二极管之间设置电感L1；

步骤3：在前馈放大器单元中设置电流处理单元、反相器单元、电流镜单元；所述反馈电阻单元搭接在所述反相器单元的输入端和输出端上；所述电流镜单元与所述反相器单元连接；所述反相器单元的输出端即为前置跨阻放大器与连续时间均衡器连接的输出端；所述反相器的输入端与电感L1连接；所述直流失调消除器和自动增益控制器都与所述电流处理单元连接；

在反相器单元中设置链路连接的三组反相器，依次分别为第一反相器、第二反相器和第三反相器；所述第一反相器、第二反相器和第三反相器的尺寸相同；

步骤4：在电流处理单元中设置搭接在电感L1的输出端的第五NMOS管；

步骤5：在电流处理单元中设置搭接在反相器单元的输入端的调节单元；所述调节单元包括串联后接地的第六NMOS管、电容C4、电阻R5；

步骤6：

步骤6.1：使用步骤3中设置的电流镜单元为前馈放大器单元提供稳定且数值确定的电流；

步骤6.2：使用步骤2中设置的电感L1来隔绝光电二极管的寄生电容和前置跨阻放大器的输入寄生电容，同时采用电感L1和光电二极管的寄生电容以及前置跨阻放大器的输入寄生电容之间进行谐振作用，从而将带宽进行一次提升；

步骤6.2：使用步骤4中设置的第五NMOS管旁路处理掉电流信号Iin中的直流分量；并通过直流失调消除器接收反相器单元的输出端和输出端的信号，进行比较后反馈控制信号到电流处理单元进行调节；

步骤6.3：使用步骤3中设置的三组反相器，通过三组反相器组合的方式增加开环增益并减少输入前置跨阻放大器的输入阻抗，从而将带宽进行第二次提升；

步骤6.4：使用自动增益控制器连接第六NMOS管来控制电容C4作为补偿电容来保持反相器单元的稳定，同时通过自动增益控制单元连接第六NMOS管来控制电阻R5来对反相器单元的输入端的相位进行调节；使用自动增益控制器连接反馈电阻单元，对反馈电阻单元进行跨阻增益的调节；

步骤6.5：通过三组反相器将电流信号Iin中的交流分量放大为电压信号，然后通过连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器处理后输出最终的放大信号。

为了更好地实现本发明，进一步地，在所述自动增益控制器中设置两个数字输出控制通道和自动增益数字控制器；一个所述数字输出控制通道包括共模电压提取单元、阈值电压生成器和峰值探测器、迟滞比较器；两个数字输出控制通道的其中一个数字输出控制通道通过峰值探测器的两个输入端与连续时间均衡器的两个输出端连接，另一个数字输出控制通道通过峰值探测器的两个输入端与限幅放大器的两个输出端连接；

在所述步骤6.4中：

首先，将所述共模电压提取单元搭接在峰值探测器的两个输入端之间用于提取共模电压；

然后，将所述共模电压提取单元与阈值电压生成器连接，用于将提取到的共模电压发送到阈值电压生成器通过设置差值电压生成高阈值和低阈值共两路阈值；所述高阈值和低阈值代表的为差值电压与共模电压取差后的最高值和最低值；

接着，将所述阈值电压生成器与峰值探测器器连接，用于将高阈值和低阈值取差得到的信号幅度的阈值发送到迟滞比较器中；

然后，在迟滞比较器中对阈值幅度和信号幅度进行比较；

接着，将所述迟滞比较器与自动增益数字控制器连接；向自动增益数字控制器反馈阈值幅度和信号幅度的比较结果；

最后，根据两个迟滞比较器的比较结果判断阻抗是需要增加还是减少，然后根据判断结果对第六NMOS管和反馈电阻单元进行控制调节。

本发明与现有技术相比具有以下优点及有益效果：

(1)本发明通过上述设置不仅使得其与输入低速光电二极管结合的系统带宽得到延展，确保了超频的可能性，同时也解决了工艺性能局限导致的伴生问题，保证了系统的灵敏度以及动态范围，而且采用的都是常规电路元器件，使得低成本的方案成为可能，有助于产品的实际生产和推广应用；

(2)当光电二级管本身的带宽为3.5GHz的情况下，传统的一级反相器构成的前置跨阻放大器很难延展带宽，即便经过优化，当前仿真仅在3.1GHz左右；而专利所述前置跨阻放大器除了可以大大提升带宽超过10Gbps输入信号的5GHz的基频频率，当前仿真约5.8GHz，还可以增加超过一倍的跨阻增益(6dB)来减少输入等效噪声；

(3)由于专利所述前置跨阻放大器的带宽足够，和传统设计相比大大减少了码间干扰，而且跨阻增益比传统设计大，所以在输入电流信号幅度相同的情况下，瞬态仿真中专利所述前置跨阻器输出的眼图的眼高更大，眼皮更薄，抖动更小；这样后级的连续时间均衡器以及跨阻放大器的设计代价将会大大减少；

(4)如本专利所述自动增益控制器通过比较器的迟滞以及双探测点不同阈值产生的系统性迟滞，在合理的控制逻辑下保证其输出控制信号Vagc在输入信号强度满足阈值的情况下，只能进行一次翻转；

(5)当探测点信号幅度在阈值电压附近摆动的时候，传统非迟滞比较器会产生较大的抖动，导致控制信号Vagc的来回切换，较大摆渡的抖动会通过电源和地耦合到高速信号链路影响信号的质量；除此之外还有可能造成逻辑误判，在接近阈值附近来回切换造成误码；而专利所述迟滞比较器则避免了在阈值附近产生输出抖动，当满足阈值要求的时候输出控制电压Vagc只切换一次，避免了逻辑误判；

(6)合理的迟滞避免了信号幅度抖动对切换的影响；因此自动增益控制器的输出信号Vagc在探测点幅度满足阈值要求时只切换一次，确保不会因为任何幅度抖动，在切换点来回切换产生误码；同时在这两个切换点输入输出信号足够大，输入信号远离了灵敏度范围，输出信号摆幅在切换点均超过了2x100mVpp，在切换点保证了良好的信噪比，不易因为信噪比过低造成误码；

(7)当同时带直流分量和交流分量的电流信号突然输入前置跨阻放大器的时候，由于直流分量在跨阻处产生压降，由于A点电压稳定，则会让D点电压降低；通过直流失调环路开始工作将控制电压Vdcoc提升旁路掉输入信号直流分量，可以减少流过跨阻的电压，即提高了D点平均电压；当A点和D点的平均电压一致的时候环路调节停止，控制电压Vdcoc调节停止并保持基本稳定。

附图说明

图1为本发明的完整结构框架示意图；

图2为前置跨阻放大器的简化示意图；

图3为前置跨阻放大器的电路结构示意图；

图4为自动增益控制器的关系图；

图5为自动增益控制器结构图；

图6为自动增益数字控制器的数字逻辑图；

图7为直流失调消除器的关系图；

图8为直流失调消除器的电路结构示意图；

图9为光电二极管频率响应、本申请的反相器结构前置跨阻放大器输出频率响应以及传统单反相器结构前置跨阻放大器输出频率响应三者间的频率响应仿真对比示意图；

图10为光电二极管输出眼图、本申请反相器结构前置跨阻放大器输出眼图以及传统单反相器结构前置跨阻放大器输出眼图三者的瞬态响应仿真眼图对比示意图；

图11为本申请的自动增益控制器中迟滞比较器和传统非迟滞比较器的输出比较以及相应后级控制电压Vagc的输出比较的仿真对比示意图；

图12为在输入信号幅度动态改变情况下，本申请的光电二极管输出信号、跨阻放大器输出差分信号以及自动增益控制输出控制电压Vagc三者之间的的瞬态相应仿真对比示意图；

图13为本申请的输入电流信号、极点A电压信号、极点D电压信号以及.Vdcoc控制电压信号之间的直流失调消除功能仿真对比示意图。

具体实施方式

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，应当理解，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例，因此不应被看作是对保护范围的限定。基于本发明中的实施例，本领域普通技术工作人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；也可以是直接相连，也可以是通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

实施例1：

本实施例提出了一种采用低成本实现超频高速跨阻放大器的方法，如图1、图2所示，包括以下操作：

步骤1：构建与光电二极管连接的超频高速跨阻放大器；所述超频高速跨阻放大器包括高速通信链路、低速控制电路及电源管理单元；所述高速通信链路单元包括前置跨阻放大器、连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器；所述低速控制电路包括直流失调消除器、自动增益控制器；

所述前置跨阻放大器包括前馈放大器单元和反馈电阻单元；所述反馈电阻单元搭接在所述前馈放大器单元的输出端和输入端之间；

所述前馈放大器单元的输入端连接光电二极管，接收光电二极管发送来的电流信号Iin，输出端与连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器链路连接；所述输出缓冲器的输出端即为超频高速跨阻放大器的输出端；所述电流信号Iin包括直流分量和交流分量；

所述直流失调消除器连接在所述前馈放大器单元的输入端和输出端；

所述自动增益控制器的输入端分别连接连续时间均衡器的输出端和限幅放大器的输出端，自动增益控制器的输出端与所述反馈电阻单元和前馈放大器单元连接；

所述电源管理单元分别与所述前置跨阻放大器、连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器、直流失调消除器和自动增益控制器连接；

步骤2：在前置跨阻放大器和光电二极管之间设置电感L1；

步骤3：在前馈放大器单元中设置电流处理单元、反相器单元、电流镜单元；所述反馈电阻单元搭接在所述反相器单元的输入端和输出端上；所述电流镜单元与所述反相器单元连接；所述反相器单元的输出端即为前置跨阻放大器与连续时间均衡器连接的输出端；所述反相器的输入端与电感L1连接；所述直流失调消除器和自动增益控制器都与所述电流处理单元连接；

在反相器单元中设置链路连接的三组反相器，依次分别为第一反相器、第二反相器和第三反相器；所述第一反相器、第二反相器和第三反相器的尺寸相同；

步骤4：在电流处理单元中设置搭接在电感L1的输出端的第五NMOS管；

步骤5：在电流处理单元中设置搭接在反相器单元的输入端的调节单元；所述调节单元包括串联后接地的第六NMOS管、电容C4、电阻R5；

步骤6：

步骤6.1：使用步骤3中设置的电流镜单元为前馈放大器单元提供稳定且数值确定的电流；

步骤6.2：使用步骤2中设置的电感L1来隔绝光电二极管的寄生电容和前置跨阻放大器的输入寄生电容，同时采用电感L1和光电二极管的寄生电容以及前置跨阻放大器的输入寄生电容之间进行谐振作用，从而将带宽进行一次提升；

步骤6.2：使用步骤4中设置的第五NMOS管旁路处理掉电流信号Iin中的直流分量；并通过直流失调消除器接收反相器单元的输出端和输出端的信号，进行比较后反馈控制信号到电流处理单元进行调节；

步骤6.3：使用步骤3中设置的三组反相器，通过三组反相器组合的方式增加开环增益并减少输入前置跨阻放大器的输入阻抗，从而将带宽进行第二次提升；

步骤6.4：使用自动增益控制器连接第六NMOS管来控制电容C4作为补偿电容来保持反相器单元的稳定，同时通过自动增益控制单元连接第六NMOS管来控制电阻R5来对反相器单元的输入端的相位进行调节；使用自动增益控制器连接反馈电阻单元，对反馈电阻单元进行跨阻增益的调节；

步骤6.5：通过三组反相器将电流信号Iin中的交流分量放大为电压信号，然后通过连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器处理后输出最终的放大信号。

工作原理：利用高速通信后级电路如连续时间均衡器源极退化技术以及限幅放大器负载电感峰化技术也可增加带宽，但是与前置跨阻放大器增加带宽的方式比起来会引入更多的高频噪声影响灵敏度，因此本专利所述大幅度增加带宽实现超频的方案，主要依靠高速通信链路的前置跨阻放大器的特殊结构及于之配合的低速控制电路来扩展带宽。

前置跨阻放大器信号传递主体电路为并联分流反馈环路结构，其为负反馈，由前馈放大器加反馈电阻构成。图2简化图描述了该类前置跨阻放大器的结构。前馈放大器增益为A0,反馈电阻为Rf,输点寄生电容为Cin，输入电流信号Iin,输出电压信号Vout。

其跨阻增益的计算公式以及-3dB带宽f_-3dB的计算公式如下：

上述公式中Rin为输入阻抗，当A0足够大的时候约等效于Rf/A0，也就是说当前跨阻Rf和Cin一定，馈放大器增益A0越大，输入阻抗Rin越小，其带宽将越大。本专利所述前置跨阻放大器将主要通过增加其前馈放大器增益A0和优化Cin大小提升带宽。

实施例2：

本实施例在上述实施例1的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，在所述自动增益控制器中设置两个数字输出控制通道和自动增益数字控制器；一个所述数字输出控制通道包括共模电压提取单元、阈值电压生成器和峰值探测器、迟滞比较器；两个数字输出控制通道的其中一个数字输出控制通道通过峰值探测器的两个输入端与连续时间均衡器的两个输出端连接，另一个数字输出控制通道通过峰值探测器的两个输入端与限幅放大器的两个输出端连接；

在所述步骤6.4中：

首先，将所述共模电压提取单元搭接在峰值探测器的两个输入端之间用于提取共模电压；

然后，将所述共模电压提取单元与阈值电压生成器连接，用于将提取到的共模电压发送到阈值电压生成器通过设置差值电压生成高阈值和低阈值共两路阈值；所述高阈值和低阈值代表的为差值电压与共模电压取差后的最高值和最低值；

接着，将所述阈值电压生成器与峰值探测器器连接，用于将高阈值和低阈值取差得到的信号幅度的阈值发送到迟滞比较器中；

然后，在迟滞比较器中对阈值幅度和信号幅度进行比较；

接着，将所述迟滞比较器与自动增益数字控制器连接；向自动增益数字控制器反馈阈值幅度和信号幅度的比较结果；

最后，根据两个迟滞比较器的比较结果判断阻抗是需要增加还是减少，然后根据判断结果对第六NMOS管和反馈电阻单元进行控制调节。

本实施例其他部分与上述实施例1相同，故不再赘述。

实施例3：

本实施例提出了一种低成本的超频高速跨阻放大器，与光电二极管连接，接收光电二极管发送来的电流信号Iin，所述电流信号Iin包括直流分量和交流分量；如图1、图2、图3所示，所述超频高速跨阻放大器包括高速通信链路、低速控制电路及电源管理单元；

所述高速通信链路单元包括前置跨阻放大器、连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器；所述低速控制电路包括直流失调消除器、自动增益控制器；

所述前置跨阻放大器包括前馈放大器单元和反馈电阻单元；所述反馈电阻单元搭接在所述前馈放大器单元的输出端和输入端之间；

所述前馈放大器单元的输入端连接光电二极管，接收光电二极管发送来的电流信号Iin，输出端与连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器链路连接；所述输出缓冲器的输出端即为超频高速跨阻放大器的输出端；

所述直流失调消除器连接在所述前馈放大器单元的输入端和输出端；

所述自动增益控制器的输入端分别连接连续时间均衡器的输出端和限幅放大器的输出端，自动增益控制器的输出端与所述反馈电阻单元和前馈放大器单元连接；

所述电源管理单元分别与所述前置跨阻放大器、连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器、直流失调消除器和自动增益控制器连接。

工作原理：本发明通过低速控制电路中的直流失调消除器和自动增益控制器，与连续时间均衡器和限幅放大器配合，在前置跨阻放大器进行了带宽的增加。本发明通过上述设置不仅使得其与输入低速光电二极管结合的系统带宽得到延展，确保了超频的可能性，同时也解决了工艺性能局限导致的伴生问题，保证了系统的灵敏度以及动态范围，而且采用的都是常规电路元器件，使得低成本的方案成为可能，有助于产品的实际生产和推广应用。

实施例4：

本实施例在上述实施例3的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，如图2、图3所示，所述前馈放大器单元包括电流处理单元、反相器单元、电流镜单元；

所述电流处理单元的输入端连接电流信号Iin，输出端连接反相器单元；

所述反馈电阻单元搭接在所述反相器单元的输入端和输出端上；

所述电流镜单元与所述反相器单元连接；

所述反相器单元的输出端即为前置跨阻放大器与连续时间均衡器连接的输出端；

所述直流失调消除器和自动增益控制器都与所述电流处理单元连接。

工作原理：利用高速通信后级电路如连续时间均衡器源极退化技术以及限幅放大器负载电感峰化技术也可增加带宽，但是与前置跨阻放大器增加带宽的方式比起来会引入更多的高频噪声影响灵敏度，因此本专利所述大幅度增加带宽实现超频的方案，主要依靠高速通信链路的前置跨阻放大器的特殊结构及于之配合的低速控制电路来扩展带宽。

前置跨阻放大器信号传递主体电路为并联分流反馈环路结构，其为负反馈，由前馈放大器加反馈电阻构成。图2简化图描述了该类前置跨阻放大器的结构。前馈放大器增益为A0,反馈电阻为Rf,输点寄生电容为Cin，输入电流信号Iin,输出电压信号Vout。

其跨阻增益的计算公式以及-3dB带宽f_-3dB的计算公式如下：

上述公式中Rin为输入阻抗，当A0足够大的时候约等效于Rf/A0,也就是说当前跨阻Rf和Cin一定，馈放大器增益A0越大，输入阻抗Rin越小，其带宽将越大。本专利所述前置跨阻放大器将主要通过增加其前馈放大器增益A0和优化Cin大小提升带宽。

本实施例的其他部分与上述实施例4相同，故不再赘述。

实施例5：

本实施例在上述实施例3-4任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，如图3所示，所述反相器单元包括三组反相器组合，分别为第一反相器、第二反相器、第三反相器；

所述第一反相器包括第一PMOS管和第一NMOS管；所述第一PMOS管和第一NMOS管的栅极作为第一反相器的输入端；第一PMOS管的和第一NMOS管的漏极作为第一反相器的输出端；第一PMOS管的源极与所述电流镜单元连接，第一NMOS管的源极接地；

所述第二反相器包括第二PMOS管和第二NMOS管；所述第二PMOS管和第二NMOS管的栅极作为第二反相器的输入端；第二PMOS管的和第二NMOS管的漏极作为第二反相器的输出端；第二PMOS管的源极与所述电流镜单元连接，第二NMOS管的源极接地；

所述第三反相器包括第三PMOS管和第三NMOS管；所述第三PMOS管和第三NMOS管的栅极作为第三反相器的输入端；第三PMOS管的和第三NMOS管的漏极作为第三反相器的输出端；第三PMOS管的源极与所述电流镜单元连接，第三NMOS管的源极接地；

三组反相器之间依次链路连接，所述第一反相器的输入端为极点A，所述第一反相器的输出端与第二反相器的输入端之间为极点B，所述第二反相器的输出端与第三反相器的输入端之间为极点C，所述第三反相器的输出端为极点D；所述极点C和极点D为前置跨阻放大器与连续时间均衡器连接的输出端；

所述反馈电阻单元搭接在极点A和极点D上；

所述极点A为反相器单元与所述电流处理单元的连接端。

工作原理：前置跨阻放大器的设计具体方案如图3所示，其输入信号为光电二极管进行光电转换而来的电流信号Iin，带有直流以及交流分量。前置跨阻放大器的主要作用即旁路掉电流信号的直流分量，同时将交流分量尽量不失真地放大为电压信号输出。

跨阻放大器中前馈放大器的三组反相器分别为PM1，NM1组合；PM2，NM2组合；PM3，NM3组合，能提供足够大小的开环增益帮助减少跨阻放大器的输入阻抗并提升带宽。当所有反相器的尺寸都相同的时候，可以确保A,B,C,D四点直流电压基本一致，这有助于电流在动态范围内都能被平均分配到三组反相器中，保证每组反相器都能实现最优增益带宽积。因此三反相器级联形成的前馈放大器其增益带宽积远远大于传统方案中仅一个反相器形成的前馈放大器的增益带宽积，能大大扩展跨阻反馈后的闭环系统带宽，减少了由于带宽不够而产生的码间干扰问题，对整个系统的超频成功与否提供了主要的帮助。当前馈放大器的增益增加的同时，还可以在保证带宽的前提下适当的提高跨阻增益以降低输入等效噪声的大小，提高系统的灵敏度。最后由于C点的直流电压和D点一致，且这两处的信号为差分互补，可以直接将C，D两处的信号直接接到下一级高速电路的差分输入，比起传统设计可以节省一路参考电路，且差分信号进入下一级还可以提升电路抗共模干扰的能力。

除了通过直流失调消除器去除信号的直流电流分量以外，为了避免输入交流分量过大产生的前置跨阻放大器输出信号失真，在满足条件后需要通过自动增益控制器将前置跨阻放大器的跨阻即跨阻增益降低。另外当跨阻降低的同时保证三反相器组成的前馈放大器直流增益不变，可以相应减少前置跨阻放大器在A点的输入阻抗，避免在大电流输入的时候在前置跨阻放大器A点的输入电压过大而进入限幅及失真的状态。不过由于三反相器组合的直流增益不变，会导致A点位置的输入阻抗在自动增益控制下的低跨阻模式下变小。这会使A点位置的主极点向高频移动接近D点位置的次极点，导致反馈系统的相位裕度变小，从而影响稳定性并增加眼图的幅度和相位的抖动。因此利用自动增益控制的反馈电压Vagc控制增加前置跨阻放大器输入A点位置主极点的电容，可以有效保证在跨阻变小以后不会出现稳定性的问题。自动增益控制器在前置跨阻放大器的接入部分为NM6。

本实施例的其他部分与上述实施例3-4任一项相同，故不再赘述。

实施例6：

本实施例在上述实施例3-5任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，如图3所示，所述反相器单元还包括电阻R1，所述电阻R1的一端搭接在所述第二PMOS管和第二NMOS管的栅极之间，电阻R1的另一端搭接在所述第二PMOS管和第二NMOS管的漏极之间。

工作原理：电阻R1可以帮助大大减少PM1，NM1反相器的输出点B的阻抗以及减少PM2，NM2反相器的输出点C的阻抗，将B,C两处极点向更高频移动。这使得环路中主要极点仅剩A,D两处，这样让环路接近于一个双极点系统。设计时只需保证A点在所有情况下始终为频率较低的主极点，同时尽量减少D点位置的次极点的寄生电容，就可以大大减少环路稳定性补偿的难度。

本实施例的其他部分与上述实施例3-5任一项相同，故不再赘述。

实施例7：

本实施例在上述实施例3-6任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，如图3所示，所述电流处理单元包括电感L1、第五NMOS管、第六NMOS管；

所述电感L1的输入端连接光电二极管发送来的电流信号Iin，电感L1的输出端与第一反相器的输入端连接；

所述第五NMOS管接地后搭接在所述电感L1的输出端，所述第六NMOS管接地后搭接在第一反相器的输入端。

工作原理：前置跨阻放大器信号传递链路的输入部分为串联电感L1，加入串联电感后可以一定程度上隔绝光电二极管寄生电容和前置跨阻放大器的输入寄生电容，还能通过和这两处电容谐振提前提升部分带宽。

利用自动增益控制的反馈电压Vagc控制增加前置跨阻放大器输入A点位置主极点的电容，可以有效保证在跨阻变小以后不会出现稳定性的问题。自动增益控制器在前置跨阻放大器的接入部分为NM6。当NM6导通以后会给A位置的主极点引入并联的补偿电容C4保证主极点的位置不变。另外C4的串联电阻R5能微调A点的相位，保证在跨阻降低的时候不会在高频处引起群延迟的较大改变，确保质量。

为了保证输入光信号强度加大的时候前置跨阻放大器的工作点仍然正常，避免工作点变化导致的信号失真，一般需要采用直流失调消除器去除输入信号的直流电流分量。输入NM5管的栅极电压Vdcoc为直流失调消除器的反馈电压。当流入前置跨阻放大器的电流信号的直流分量增加的时候，Vdcoc电压会随着环路的调节而增加，保证所有输入的直流电流会通过NM5被完全旁路掉，不会影响前置跨阻放大器的工作点电压，从而避免了输入输出信号由于工作点改变导致的失真。

本实施例的其他部分与上述实施例3-6任一项相同，故不再赘述。

实施例8：

本实施例在上述实施例3-7任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，如图3所示，所述电流处理单元还包括电容C4和电阻R5；

所述电容C4和电阻R5串联后通过电阻R5接地，所述第六NMOS管连接电容C4。

工作原理：当NM6导通以后会给A位置的主极点引入并联的补偿电容C4保证主极点的位置不变。另外C4的串联电阻R5能微调A点的相位，保证在跨阻降低的时候不会在高频处引起群延迟的较大改变，确保眼图的质量

本实施例的其他部分与上述实施例3-7任一项相同，故不再赘述。

实施例9：

本实施例在上述实施例3-8任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，如图3所示，所述反馈电阻单元包括串联的电阻R2、电阻R3、电阻R4；还包括第四NMOS管；

所述第四NMOS管的源极和漏极分别搭接在所述电阻R3的两端，所述第四NMOS管的栅极与自动增益控制器的输出端连接；所述电阻R2和电阻R4与极点A和极点D对应连接或所述电阻R2和电阻R4与极点D和极点A对应连接。

工作原理：跨阻放大器的跨阻部分由R2串联R3与NM4的并联电阻后，再串联R4构成。R3于NM4的并联结构类似于压控变阻器，随着控制电压Vagc的变化而变化。当自动增益控制器输入的控制信号Vagc较小时候可获得校准的并联电阻，约为R3的值。R2,R4在并联压控变阻器的前后起到隔绝变阻器上NMOS管NM4寄生电容对跨阻放大器输入输出带宽的影响。

本实施例的其他部分与上述实施例3-8任一项相同，故不再赘述。

实施例10：

本实施例在上述实施例3-9任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，如图3所示，所述电流镜单元包括第四PMOS管、第五PMOS管、第六PMOS管、钳位运放器OP1；

所述第四PMOS管的漏极与第五PMOS管的源极连接并作为电压点F，所述第五PMOS管的漏极、第四PMOS管的栅极接地；

所述第五PMOS管的栅极与钳位运放器OP1的输出端连接，所述钳位运放器OP1的负极输入端搭接在电压点F处，所述钳位运放器OP1的正极输入端连接第六PMOS管的漏极后作为与第一反相器、第二反相器、第三反相器连接的电压点E；

所述第四PMOS管的源极和第六PMOS管的源极连接电源管理单元输入的电源；第四PMOS管的栅极和第六PMOS管的栅极互相连接。

工作原理：PM4，PM5，PM6以及钳卫运放OP1组成了电流镜结构，为前置跨阻放大器提供电流。理论上，当运放OP1的直流增益足够大，E点和F点的电压几乎一致，这使得电流镜的失配较小。

上述电流镜结构给前置跨阻放大器提供了准确的电流，当前置跨阻放大器中反相器的PMOS以及NMOS尺寸确定的情况下，通过提供精确计算大小的电流能使三级放大器中的PMOS以及NMOS够接近场效应三极管的速度饱和状态，能进一步拓展开环三级放大器的增益带宽积，也就相当于进一步拓展了闭环模式下前置跨阻放大器的带宽

本实施例的其他部分与上述实施例3-9任一项相同，故不再赘述。

实施例11：

本实施例在上述实施例3-10任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，如图3所示，所述电流镜单元还包括电容C1、电容C2；所述电容C1作为滤波电容，一端搭接在电源管理单元的输入端上，另一端搭接在第四PMOS管的栅极和第六PMOS管的栅极之间；

所述电容C2作为去偶电容搭接在第六PMOS管的源极和电压点E之间。

工作原理：围绕电流镜周围的电容C1和C2起到了滤波和去耦电容的作用，保证电源的抖动较小，较难影响前置跨阻放大器的性能。

本实施例的其他部分与上述实施例3-10任一项相同，故不再赘述。

实施例12：

本实施例在上述实施例3-11任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，如图3所示，所述电流镜单元还包括电容C3；

所述电容C3接地后搭接在所述钳位运放器OP1的输出端。

工作原理：C3作为运放高阻输出电容起到了主极点的作用，确保钳卫运放环路的稳定性。

本实施例的其他部分与上述实施例3-11任一项相同，故不再赘述。

实施例13：

本实施例在上述实施例3-12任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，如图4、图5、图6所示，所述自动增益控制器包括两个数字输出控制通道和自动增益数字控制器；

一个所述数字输出控制通道包括共模电压提取单元、阈值电压生成器和峰值探测器、迟滞比较器；所述共模电压提取单元搭接在峰值探测器的两个输入端之间用于提取共模电压；所述共模电压提取单元还与阈值电压生成器连接，用于将提取到的共模电压发送到阈值电压生成器通过设置差值电压生成高阈值和低阈值共两路阈值；所述高阈值和低阈值代表的为差值电压与共模电压取差后的最高值和最低值；所述阈值电压生成器与峰值探测器器连接，将高阈值和低阈值取差得到的信号幅度的阈值发送到迟滞比较器中；所述迟滞比较器与自动增益数字控制器连接；

两个数字输出控制通道的其中一个数字输出控制通道通过峰值探测器的两个输入端与连续时间均衡器的两个输出端连接，另一个数字输出控制通道通过峰值探测器的两个输入端与限幅放大器的两个输出端连接。

工作原理：理论上自动增益控制器反馈电压Vagc需要同时对跨阻和输入极点补偿电容进行线性调节，当跨阻减少的时候增加主极点补偿电容值，才能保证在带宽和稳定性不变的情况下减少跨阻。不过这两处调节随着Vagc的变化不是线性改变的，同时随着工艺角的变化也会产生各种未知的改变。如果跨阻先进行变化就会导致带宽过大，环路稳定性变差。如果主极点补偿电容先增加则会导致带宽提前变小。为了避免模拟调节过程中产生非线性的中间状，因此自动增益控制器被设计为数字逻辑切换，提供两档变化。当输入光信号较小的时候为高跨阻模式，当输入光强度超过阈值时候则进入低跨阻模式。这样就大大减少自动增益控制补偿的难度，确保了量产芯片的跨阻控制有较高的一致性。

为了保证前置跨阻放大器有较大动态范围，一般自动增益控制器能通过采集监控点信号的幅度，当监控点信号幅度变大触碰到阈值电压时减少跨阻，这样使得大光信号强度下前置跨阻放大器输出信号不易失真。

由前述所致，为了保证大动态范围下前置跨阻放大器环路始终稳定，避免输入输出信号失真且减少自动增益模拟控制方式中存在的中间态或不确定状态，自动增益控制器被设计为两档数字输出控制，分别为小光输入时的高跨阻模式(Vagc＝0)和大光输入时的低跨阻模式(Vagc＝1)。自动增益控制器的输入为连续时间均衡器的输出信号S1以及限幅放大器的输出信号S2，其输出反馈信号为Vagc如图4所示。

图5是自动增益控制器的结构图。自动增益控制器采用峰值检测电路探测高速电路输出差分信号的幅度，并与阈值电压进行比较再进行逻辑判断后决定是否需要进行阻抗切换。为了避免幅度在阈值附近的信号由于干扰引起跨阻的来回切换，自动增益控制器采用双探测点输入S1和S2。

S1为连续时间均衡器的差分信号输出，该差分信号一路分支直接进入峰值探测器Ua3的输入被提取到信号幅度信息。S1的另外一路分支先被Ra1,Ra2和Ca1的低通滤波器滤波后提取到共模电压Vcm1,接着在阈值电压生成器Ua1中以Vcm1为中间电压，采用相同的差值电压生成高低两路阈值，其差代表了信号幅度的阈值Vth1，进入Ua3后被提取到阈值幅度信息。接着信号幅度信息和阈值幅度信息同时进入比较器CMPa1进行比较，如果信号幅度大于阈值幅度，比较器CMPa1输出G1＝1,否则G1＝0。

S2为限幅放大器的差分信号输出，该差分信号一路分支直接进入峰值探测器Ua4的输入被提取到信号幅度信息。S2的另外一路分支先被Ra3,Ra4和Ca2的低通滤波器滤波后提取到共模电压Vcm2,接着在阈值电压生成器Ua2中以Vcm2为中间电压，采用相同的差值电压生成高低两路阈值，其差代表了信号幅度的阈值Vth2，进入Ua4后被提取到阈值幅度信息。接着信号幅度信息和阈值幅度信息同时进入比较器CMPa2进行比较，如果信号幅度大于阈值幅度，比较器CMPa2输出G2＝1,否则G2＝0。

为了防止在阈值附近的信号由于噪声和码型变化导致的误差使得比较器输出来回切换制造可观的信号干扰，比较器CMPa1和CMPa2设计为迟滞比较器。

该自动增益控制器理论的条件一是限幅放大器必须有增益，这样就能保证随着输入信号幅度增加，在S1和S2的信号没有进入限幅之前，S2输出的信号幅度始终大于S1输出信号幅度。因此当条件二Vth1小于限幅且大于Vth2时,当输入信号幅度由小到大的时候必然会有G1比G2后从0翻转到1，当输入信号幅度由大到小的时候必然会有G1比G2先从1翻转到0。因此把S1幅度超过阈值Vth1作为高阻抗到低阻抗的转换判断，把S2低过阈值Vth2作为低阻抗到高阻抗的转换判断，这样一来就产生系统上的迟滞，当信号幅度满足阈值要求以后就让Vagc输出逻辑进行转换。一旦完成了切换，需要满足迟滞的改变才能再次让Vagc再次往回翻转。

本实施例的其他部分与上述实施例3-12任一项相同，故不再赘述。

实施例14：

本实施例在上述实施例3-13任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，如图6所示，所述自动增益数字控制器包括非门、与门、第四反相器、第五反相器；

所述非门的一个输入端与连接了连续时间均衡器的数字输出控制通道内的迟滞比较器的输出端连接；所述与门的一个输入端与连接了限幅放大器的数字输出控制通道内的迟滞比较器的输出端连接；所述与门还有一个连接非门的输出端的输入端，所述非门还有一个连接与门的输出端的输入端；

所述非门的输出端还与第四反相器、第五反相器链路连接；所述第五反相器的输出端即为自动增益控制器与反馈电阻单元和前馈放大器单元连接的输出端。

工作原理：自动增益的控制逻辑还与Vagc的前一个状态有关。因为电路上电后数字逻辑的输入受比较器的失调电压影响，失调电压会导致比较器的初始输出值随机。因此只有当Vagc的前一个状态Vagc’＝0的时候才确保了从高增益到低增益转换是有效的。同理当Vagc的前一个状态Vagc’＝1的时候才确保了从低增益到高增益的转换是有效的。表1用真值表描述了自动增益控制器逻辑部分各个输入与输出之间的关系。

表1自动增益控制器数字逻辑真值表

上述逻辑的公式以及由公式转化得到的逻辑控制Ua5如下：

Vagc＝G1+G2×Vagc'

本实施例的其他部分与上述实施例3-13任一项相同，故不再赘述。

实施例15：

本实施例在上述实施例3-14任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，如图4、图5、图6所示，所述自动增益控制器的自动增益数字控制器中还包括电容Ca3；所述电容Ca3接地后搭接在第五反相器的输出端作为滤波电容。

工作原理：由于跨阻放大器是连续模式对自动增益控制器输出电压Vagc的转换时间要求不是很高，此处可以适当加大反相器尺寸并加入电容Ca3进行滤波。

本实施例的其他部分与上述实施例3-14任一项相同，故不再赘述。

实施例16：

本实施例在上述实施例3-15任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，如图7、图8所示，所述直流失调消除器包括电阻Rb1、电阻Rb2、电容Cb1、电容Cb2、第一运算放大器OPb1、第二运算放大器OPb2；

所述电阻Rb1搭接在第一运算放大器OPb1的正极输入端，所述电阻Bb2搭接在第一运算放大器OPb2的负极输入端；所述电容Cb1搭接在第一运算放大器OPb1的正极输入端和负极输出端之间；所述电容Cb2搭接在第一运算放大器OPb1的负极输入端和正极输出端之间；所述第一运算放大器OPb1的正极输入端和负极输入端与第二运算放大器的OPb2的正极输入端和负极输入端之间对应连接；所述第二运算放大器OPb2的输出端与前置跨阻放大器的电流处理单元连接；

所述电阻Rb1的输入端与前置跨阻放大器的反相器单元中的极点A连接；所述电阻Rb2的输入端与前置跨阻放大器的反相器单元中的极点D连接。

工作原理：直流失调消除器的反馈环路如图7所示，其中A，D两点和图3两点位置一致。直流失调消除器在D点取得平均电压，以A点的平均电压为参考，放大并积分两点电压差，接着反馈Vdcoc电压控制NM5拉去输入信号多余的直流分量，保证了D点始终和A点一致。当A点和D点的电压差为0以后，也就代表前置跨阻放大器的跨阻没有压降，即没有直流电流流动，确保了前置跨阻放大器的工作点正常。该设计可以避免传统设计中采用格外参考电路带来的功耗增加等问题。

直流失调消除器的结构如图8所示。Rb2和Cb2在运放Opb1上产生的米勒电容构成了环路的主极点，而Rb1和Cb1在运放Opb1上产生的米勒电容构成的低通滤波器则给A点参考电压滤波。为了产生高增益减少Cb1和Cb2的大小，运放OPb1需要高阻输出。运放Opb2继续放大A点参考电压和D点变化电压积分后的差值，输出Vdcoc电压控制前置跨阻放大器中的NM5并旁路掉所有的输入信号直流分量。需要注意的是，运放OPb2的输出需要较低的阻抗，来确保前置跨阻放大器输入的抖动不会通过前置跨阻放大器中NM5的寄生电容串扰到直流失调消除环路内。

本实施例的其他部分与上述实施例3-15任一项相同，故不再赘述。

实施例17：

本实施例在上述实施例3-16任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，如图8所示，所述直流失调消除器还包括电容Cb3，所述电容Cb3接地后搭接在所述第二运算放大器OPb2的输出端作为稳定电容。

工作原理：在Vdcoc节点处增加电容Cb3也可大大降低高频信号对控制环路的抖动影响。当然增加Cb3以后需继续降低直流失调消除环路主极点频率从而保证环路稳定。

本实施例的其他部分与上述实施例3-16任一项相同，故不再赘述。

实施例18：

本实施例在上述实施例3-17任一项的基础上，如图9、图10所示为前置跨阻放大器仿真示意：

图9为专利所述三级反相器构成的前置跨阻放大器与传统一级反相器构成的前置跨阻放大器带宽仿真的对比图。当光电二级管本身的带宽为3.5GHz的情况下，传统的一级反相器构成的前置跨阻放大器很难延展带宽，即便经过优化，当前仿真仅在3.1GHz左右。而专利所述前置跨阻放大器除了可以大大提升带宽超过10Gbps输入信号的5GHz的基频频率，当前仿真约5.8GHz，还可以增加超过一倍的跨阻增益(6dB)来减少输入等效噪声。

图10为前置跨阻放大器输出瞬态仿真的眼图。由于专利所述前置跨阻放大器的带宽足够，和传统设计相比大大减少了码间干扰，而且跨阻增益比传统设计大，所以在输入电流信号幅度相同的情况下，瞬态仿真中专利所述前置跨阻器输出的眼图的眼高更大，眼皮更薄，抖动更小。这样后级的连续时间均衡器以及跨阻放大器的设计代价将会大大减少。

本实施例的其他部分与上述实施例3-17任一项相同，故不再赘述。

实施例19：

本实施例在上述实施例3-18任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，关于自动增益控制的仿真，如图11所示：

本专利所述自动增益控制器通过比较器的迟滞以及双探测点不同阈值产生的系统性迟滞，在合理的控制逻辑下保证其输出控制信号Vagc在输入信号强度满足阈值的情况下，只能进行一次翻转。

图11仿真为专利所述自动增益控制器中迟滞比较器和传统非迟滞比较器的输出比较。当探测点信号幅度在阈值电压附近摆动的时候，传统非迟滞比较器会产生较大的抖动，导致Vagc的来回切换，较大摆渡的抖动会通过电源和地耦合到高速信号链路影响信号的质量。除此之外还有可能造成逻辑误判，在接近阈值附近来回切换造成误码。而专利所述迟滞比较器则避免了在阈值附近产生输出抖动，当满足阈值要求的时候输出控制电压Vagc只切换一次，避免了逻辑误判。

图12通过扫描光电二极管电流信号摆幅并监控跨阻放大器输出差分信号摆幅以及自动增益控制器Vagc控制电压可以看出，输入的信号幅度在高跨阻切换到低跨阻值为2x113uApp,从低跨阻切换到高跨阻值为2x55uApp,之间会有6dB迟滞。合理的迟滞避免了信号幅度抖动对切换的影响。因此Vagc在探测点幅度满足阈值要求时只切换一次，确保不会因为任何幅度抖动，在切换点来回切换产生误码。同时在这两个切换点输入输出信号足够大，输入信号远离了灵敏度范围，输出信号摆幅在切换点均超过了2x100mVpp,在切换点保证了良好的信噪比，不易因为信噪比过低造成误码。

本实施例的其他部分与上述实施例3-18任一项相同，故不再赘述。

实施例20：

本实施例在上述实施例3-19任一项的基础上，为了更好地实现本发明，进一步地，关于直流失调消除器的仿真，如图13所示：

在上述实施例中关于直流失调消除器设计的描述中提到，在环路中A点作为参考点，环路通过持续放大并积分A点和D点在开始阶段的压差，调节并改变输出点控制电压Vdcoc，确保A点和D点的平均电压在调节后保持一致。

图13为直流失调消除功能的仿真结果。当同时带直流和交流分量电流信号突然输入前置跨阻放大器的时候，由于直流分量在跨阻处产生压降，由于A点电压稳定，则会让D点电压降低。直流失调环路开始工作将控制电压Vdcoc提升旁路掉输入信号直流分量，这减少了流过跨阻的电压，即提高了D点平均电压。当A点和D点的平均电压一致的时候环路调节停止，控制电压Vdcoc调节停止并保持基本稳定。

通过上述实施例120综合考量，可以得出结论：本发明记载的低成本高速超频跨阻放大器及采用其的放大放大克服了降低成本带来的性能损失，将增强光模块商与通信设备商的竞争力，助力5G通信建设的发展。

需要说明的是，图9-图13均为计算机仿真界面截屏，因图片尺寸篇幅限制，未能完美展示出仿真，但图9-图13仅仅为试验效果展示图，首先其并不对本申请记载的技术方案造成任何实质性的影响，同时从图9-图13中清晰展现出的部分已经足以得出实施例18、实施例19和实施例20中的结论，故申请人请求保留图9-图13作为计算机截屏效果展示图来对仿真效果进行直观展示。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明做任何形式上的限制，凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化，均落入本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法，其特征在于，包括以下操作：

步骤1：构建与光电二极管连接的超频高速跨阻放大器；所述超频高速跨阻放大器包括高速通信链路、低速控制电路及电源管理单元；所述高速通信链路单元包括前置跨阻放大器、连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器；所述低速控制电路包括直流失调消除器、自动增益控制器；

所述前置跨阻放大器包括前馈放大器单元和反馈电阻单元；所述反馈电阻单元搭接在所述前馈放大器单元的输出端和输入端之间；

所述前馈放大器单元的输入端连接光电二极管，接收光电二极管发送来的电流信号Iin，输出端与连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器链路连接；所述输出缓冲器的输出端即为超频高速跨阻放大器的输出端；所述电流信号Iin包括直流分量和交流分量；

所述直流失调消除器连接在所述前馈放大器单元的输入端和输出端；

所述自动增益控制器的输入端分别连接连续时间均衡器的输出端和限幅放大器的输出端，自动增益控制器的输出端与所述反馈电阻单元和前馈放大器单元连接；

所述电源管理单元分别与所述前置跨阻放大器、连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器、直流失调消除器和自动增益控制器连接；

步骤2：在前置跨阻放大器和光电二极管之间设置电感L1；

步骤3：在前馈放大器单元中设置电流处理单元、反相器单元、电流镜单元；所述反馈电阻单元搭接在所述反相器单元的输入端和输出端上；所述电流镜单元与所述反相器单元连接；所述反相器单元的输出端即为前置跨阻放大器与连续时间均衡器连接的输出端；所述反相器的输入端与电感L1连接；所述直流失调消除器和自动增益控制器都与所述电流处理单元连接；

在反相器单元中设置链路连接的三组反相器，依次分别为第一反相器、第二反相器和第三反相器；所述第一反相器、第二反相器和第三反相器的尺寸相同；

步骤4：在电流处理单元中设置搭接在电感L1的输出端的第五NMOS管；

步骤5：在电流处理单元中设置搭接在反相器单元的输入端的调节单元；所述调节单元包括串联后接地的第六NMOS管、电容C4、电阻R5；

步骤6：

步骤6.1：使用步骤3中设置的电流镜单元为前馈放大器单元提供稳定且数值确定的电流；

步骤6.2：使用步骤2中设置的电感L1来隔绝光电二极管的寄生电容和前置跨阻放大器的输入寄生电容，同时采用电感L1和光电二极管的寄生电容以及前置跨阻放大器的输入寄生电容之间进行谐振作用，从而将带宽进行一次提升；

步骤6.2：使用步骤4中设置的第五NMOS管旁路处理掉电流信号Iin中的直流分量；并通过直流失调消除器接收反相器单元的输出端和输出端的信号，进行比较后反馈控制信号到电流处理单元进行调节；

步骤6.3：使用步骤3中设置的三组反相器，通过三组反相器组合的方式增加开环增益并减少输入前置跨阻放大器的输入阻抗，从而将带宽进行第二次提升；

步骤6.4：使用自动增益控制器连接第六NMOS管来控制电容C4作为补偿电容来保持反相器单元的稳定，同时通过自动增益控制单元连接第六NMOS管来控制电阻R5来对反相器单元的输入端的相位进行调节；使用自动增益控制器连接反馈电阻单元，对反馈电阻单元进行跨阻增益的调节；

步骤6.5：通过三组反相器将电流信号Iin中的交流分量放大为电压信号，然后通过连续时间均衡器、限幅放大器、输出缓冲器处理后输出最终的放大信号。

2.如权利要求1所述的一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法，其特征在于，在所述自动增益控制器中设置两个数字输出控制通道和自动增益数字控制器；一个所述数字输出控制通道包括共模电压提取单元、阈值电压生成器和峰值探测器、迟滞比较器；两个数字输出控制通道的其中一个数字输出控制通道通过峰值探测器的两个输入端与连续时间均衡器的两个输出端连接，另一个数字输出控制通道通过峰值探测器的两个输入端与限幅放大器的两个输出端连接；

在所述步骤6.4中：

首先，将所述共模电压提取单元搭接在峰值探测器的两个输入端之间用于提取共模电压；

然后，将所述共模电压提取单元与阈值电压生成器连接，用于将提取到的共模电压发送到阈值电压生成器通过设置差值电压生成高阈值和低阈值共两路阈值；所述高阈值和低阈值代表的为差值电压与共模电压取差后的最高值和最低值；

接着，将所述阈值电压生成器与峰值探测器器连接，用于将高阈值和低阈值取差得到的信号幅度的阈值发送到迟滞比较器中；

然后，在迟滞比较器中对阈值幅度和信号幅度进行比较；

接着，将所述迟滞比较器与自动增益数字控制器连接；向自动增益数字控制器反馈阈值幅度和信号幅度的比较结果；

最后，根据两个迟滞比较器的比较结果判断阻抗是需要增加还是减少，然后根据判断结果对第六NMOS管和反馈电阻单元进行控制调节。

3.如权利要求1或2所述的一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法，其特征在于，在所述第一反相器中设置第一PMOS管和第一NMOS管；将所述第一PMOS管和第一NMOS管的栅极作为第一反相器的输入端；将第一PMOS管的和第一NMOS管的漏极作为第一反相器的输出端；将第一PMOS管的源极与所述电流镜单元连接，第一NMOS管的源极接地；

在所述第二反相器中设置第二PMOS管和第二NMOS管；将所述第二PMOS管和第二NMOS管的栅极作为第二反相器的输入端；将第二PMOS管的和第二NMOS管的漏极作为第二反相器的输出端；将第二PMOS管的源极与所述电流镜单元连接，第二NMOS管的源极接地；

在所述第三反相器中设置第三PMOS管和第三NMOS管；将所述第三PMOS管和第三NMOS管的栅极作为第三反相器的输入端；将第三PMOS管的和第三NMOS管的漏极作为第三反相器的输出端；将第三PMOS管的源极与所述电流镜单元连接，第三NMOS管的源极接地；

将三组反相器之间依次链路连接，将所述第一反相器的输入端设置为极点A，将所述第一反相器的输出端与第二反相器的输入端之间设置为极点B，将所述第二反相器的输出端与第三反相器的输入端之间设置为极点C，将所述第三反相器的输出端设置为极点D；将所述极点C和极点D设置为前置跨阻放大器与连续时间均衡器连接的输出端；

将所述反馈电阻单元搭接在极点A和极点D上；

将所述极点A设置为反相器单元与所述电流处理单元的连接端。

4.如权利要求3所述的一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法，其特征在于，在所述反相器单元还设置有电阻R1，将所述电阻R1的一端搭接在所述第二PMOS管和第二NMOS管的栅极之间，将电阻R1的另一端搭接在所述第二PMOS管和第二NMOS管的漏极之间。

5.如权利要求3所述的一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法，其特征在于，在所述反馈电阻单元中设置串联的电阻R2、电阻R3、电阻R4；还包括第四NMOS管；

将所述第四NMOS管的源极和漏极分别搭接在所述电阻R3的两端，将所述第四NMOS管的栅极与自动增益控制器的输出端连接；将所述电阻R2和电阻R4与极点A和极点D对应连接或将所述电阻R2和电阻R4与极点D和极点A对应连接。

6.如权利要求3所述的一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法，其特征在于，在所述电流镜单元中设置第四PMOS管、第五PMOS管、第六PMOS管、钳位运放器OP1；

将所述第四PMOS管的漏极与第五PMOS管的源极连接并作为电压点F，将所述第五PMOS管的漏极、第四PMOS管的栅极接地；

将所述第五PMOS管的栅极与钳位运放器OP1的输出端连接，将所述钳位运放器OP1的负极输入端搭接在电压点F处，将所述钳位运放器OP1的正极输入端连接第六PMOS管的漏极后作为与第一反相器、第二反相器、第三反相器连接的电压点E；

将所述第四PMOS管的源极和第六PMOS管的源极连接电源管理单元输入的电源；第四PMOS管的栅极和第六PMOS管的栅极互相连接。

7.如权利要求6所述的一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法，其特征在于，还在所述电流镜单元中设置电容C1、电容C2和电容C3；将所述电容C1作为滤波电容，一端搭接在电源管理单元的输入端上，另一端搭接在第四PMOS管的栅极和第六PMOS管的栅极之间；

将所述电容C2作为去偶电容搭接在第六PMOS管的源极和电压点E之间；

将所述电容C3接地后搭接在所述钳位运放器OP1的输出端。

8.如权利要求2所述的一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法，其特征在于，在所述自动增益数字控制器设置非门、与门、第四反相器、第五反相器；

将所述非门的一个输入端与连接了连续时间均衡器的数字输出控制通道内的迟滞比较器的输出端连接；将所述与门的一个输入端与连接了限幅放大器的数字输出控制通道内的迟滞比较器的输出端连接；将所述与门还有一个连接非门的输出端的输入端，还在所述非门上设置一个连接与门的输出端的输入端；

将所述非门的输出端还与第四反相器、第五反相器链路连接；将所述第五反相器的输出端设置为自动增益控制器与反馈电阻单元和前馈放大器单元连接的输出端。

9.如权利要求3所述的一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法，其特征在于，在所述直流失调消除器中设置电阻Rb1、电阻Rb2、电容Cb1、电容Cb2、第一运算放大器OPb1、第二运算放大器OPb2；

将所述电阻Rb1搭接在第一运算放大器OPb1的正极输入端，将所述电阻Bb2搭接在第一运算放大器OPb2的负极输入端；将所述电容Cb1搭接在第一运算放大器OPb1的正极输入端和负极输出端之间；将所述电容Cb2搭接在第一运算放大器OPb1的负极输入端和正极输出端之间；将所述第一运算放大器OPb1的正极输入端和负极输入端与第二运算放大器的OPb2的正极输入端和负极输入端之间对应连接；将所述第二运算放大器OPb2的输出端与前置跨阻放大器的电流处理单元连接；

将所述电阻Rb1的输入端与前置跨阻放大器的反相器单元中的极点A连接；将所述电阻Rb2的输入端与前置跨阻放大器的反相器单元中的极点D连接。

10.如权利要求9所述的一种采用低成本超频高速跨阻放大器的放大方法，其特征在于，还在所述直流失调消除器中设置电容Cb3，将所述电容Cb3接地后搭接在所述第二运算放大器OPb2的输出端作为稳定电容。

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