CN1140064C - 适配滤波器和定时检测方法 - Google Patents

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Abstract

抽头系数串发生器对每一“1”符号将扩展码发生器产生的一组扩展码转换成并行，并通过抽头系数串写总线将它们提供到可编程数字滤波器的抽头系数写端子，并为每一“1”信息符号更新可编程数字滤波器的抽头系数。完成第N个符号系列扩展的字段接收以后，可编程数字滤波器中的移位寄存器被该字段的接收信号填满。如果从长码开始计数的第N个符号系列被设置为可编程数字滤波器的抽头系数，则在适配滤波器输出处出现相关峰值。

Description

适配滤波器和定时检测方法
(1)技术领域
本发明涉及一种用于数字移动无线电通信装置的适配滤波器和定时检测方法。
(2)背景技术
在CDMA(码分多址)系统数据传输中，必须对由接收侧的无线电通信装置扩展和调制过的信号进行去扩展。此去扩展是借助于滑动相关器和适配滤波器等，通过数字处理，由相关检测来进行的。首先，适配滤波器与滑动相关器相比的优点是，与滑动相关器相比，它的接收机具有更短的扩展码同步时间。
图1是传统适配滤波器中可编程数字滤波器的结构示意图。接收基带信号输入端1是接收基带信号串的输入端。系统时钟输入端2是向以并联方式相连的多个移位寄存器4中输入系统时钟的端子。
抽头系数(tap coefficient)寄存器3存储与各个数字乘法器5相乘的抽头系数。移位寄存器4存储来自接收基带信号输入端1的接收基带信号串。数字加法器6将每一寄存器值乘以抽头系数得到的值相加。适配滤波器输出端7是输出由数字加法器6相加的值的端子。
下面说明以上所述的适配滤波器的操作。从接收基带信号输入端1输入的接收基带信号串在每一系统时钟上升沿处通过移位寄存器4递进一级。移位寄存器4中的每一寄存值由数字乘法器5乘以抽头系数寄存器3中存储的抽头系数。所有的相乘结果由数字加法器6相加，并从输出端7输出结果值。
通过这些运算，输出端7的输出值在每一系统时钟的上升沿处改变。这里，假设接收基带信号串是扩展谱信号、系统时钟周期是芯片(chip)周期或一定比例的芯片周期取样数，而移位寄存器4的级数是每一信息符号扩展码的长度或与取样数相乘的每一信息符号的扩展码的长度。
另外，当接收信号的信息符号变化时，即，每次扩展码启动达到移位寄存器4的最后级时，在该适配滤波器中，在适配滤波器输出端7处出现大的输出，而在其他时间，在适配滤波器输出端7处只出现小的输出。这一大输出称为“相关峰值”。通过从来自适配滤波器输出端7的输出串仅仅选择相关峰值并判断它是正的还是负的，可以对接收信号进行解调。
当在多路复用延迟传输环境中多个接收信号在不同的时序下到达时，每一符号出现两个或多个相关峰值。合成各个相关峰值使得可以获得具有高信噪比的解调输出。这一机制称为“瑞克(RAKE)合成”。
然而，由于具备上述结构的适配滤波器具有与每一寄存值相乘的固定的抽头系数值，只适用于用短码(周期等于一信息符号周期的扩展码)扩展的接收信号，所以，就会出现不适用于用长码(其周期是一整数乘以信息符号周期的扩展码)扩展的接收信号。
(3)发明内容
本发明的目的是提供一种适配滤波器，这种适配滤波器不仅能处理用短码扩展的接收信号，而且能处理用长码扩展的接收信号。
本发明的目的是通过这样一种适配滤波器来实现的，这种适配滤波器在特定的周期中更新抽头系数，随后对通过至少一个数字滤波器接收的信号串采用所述抽头系数进行运算处理，再检测相关峰值的时序。
根据本发明，提供一种一种适配滤波器，其特征在于，它包含：采用抽头系数通过对接收信号串进行运算处理而获得滤波器输出的至少一个数字滤波器；以及时序控制装置，用于向所述数字滤波器提供抽头系数更新脉冲以更新所述抽头系数，并且用于变更所述抽头系数更新脉冲的时序，从而更新抽头系数的时序不会与所述滤波输出的相关峰值的时序一致。
(4)附图说明
图1是传统适配滤波器的可编程数字滤波器的示意图；
图2是按照本发明第一个实施例的适配滤波器的结构方框图；
图3是按照本发明第一个实施例的适配滤波器中可编程数字滤波器结构的示意图；
图4是按照本发明第一个实施例的适配滤波器的运算时序图；
图5是按照本发明第二个实施例的适配滤波器的结构方框图；
图6是按照本发明第三个实施例的适配滤波器的结构方框图；
图7是按照本发明第三个实施例的适配滤波器的运算时序图；
图8是按照本发明第四个实施例的适配滤波器的结构方框图。
(5)具体实施方式
按照本发明一个实施例的适配滤波器包括：对特定周期中的抽头系数进行更新的抽头系数更新部分，和至少一个用该抽头系数对接收的信号串进行运算处理并获得滤波器输出的数字滤波器。
按照本发明一个实施例的时序检测方法对特定周期中的抽头系数进行更新，用所述抽头系数对接收的信号串进行运算处理，并检测相关峰值的时序。
按照这些结构，与每一寄存值相乘的抽头系数值可以变更，从而不仅可以处理用短码扩展的接收信号，而且可以处理用长码扩展的接收信号。
在按照上述实施例的适配滤波器中，特定周期最好是规定了个数的符号。这一结构即使在接收信号的输入时序分布在多个信息符号上延伸时也能进行处理。即，可以处理对应于多个信息符号的延迟。
在按照上述实施例的适配滤波器中，每一数字滤波器最好用与规定个数的符号相应的延迟时间来转换(switch)抽头系数。这些结构还可以可靠地处理接收时序分布在多个符号上的情况。
在按照上述实施例的适配滤波器中，最好包含一个变更抽头系数更新的时序的时序控制装置。另外，在按照上述实施例的时序检测方法中，最好变更更新抽头系数的时序。这些结构甚至能够处理接收时序随时间作很大变化的情况。在这种情况下，最好是时序控制装置最好在抽头系数更新的同时改变时序，从而使它与滤波器输出的相关峰值的时序不一致。
本发明提供了一种配置了上述实施例的适配滤波器的基站装置和一种配置有上述实施例的适配滤波器的移动站装置。按照这些结构，可以实现能够传送用短码或长码扩展的接收信号的基站装置和移动站装置。
本发明一个实施例中的瑞克(RAKE)合成方法具有通过按照上述实施例的时序检测方法合成相关峰值来获得解调输出的结构。该结构使得可以对用短码和长码扩展的接收信号进行具有高信噪比的解调输出。
下面参照附图详细描述本发明的这些实施例。(实施例1)
图2是按照本发明的实施例1的适配滤波器的结构方框图。接收基带信号输入端101是一个输入接收基带信号串的端子。扩展码发生器102在按照由系统时序控制器105产生的系统时钟和符号时钟的时序下产生扩展码。
抽头系数串发生器103对于每一“1”符号将一组扩展码发生器102产生的扩展码转换成并行，并通过抽头系数串写总线104将它们提供到可编程数字滤波器106的抽头系数写端子。系统时序控制器105产生系统时钟和符号时钟。另外，适配滤波器输出端107是一个输出由适配滤波器进行数字处理的信号的端子。
图3是图2所示可编程数字滤波器内部结构的示意图。可编程数字滤波器主要包含输入接收基带信号串的接收基带信号输入端201、向并行安装的多个移位寄存器206输入系统时钟的系统时钟输入端202、并行提供抽头系数值的抽头系数写端子203、更新抽头系数时输入脉冲的抽头系数写脉冲输入端204、存储更新的抽头系数的抽头系数寄存器205、存储从接收基带信号输入端201输入的接收基带信号串的移位寄存器206、将每一寄存值乘以抽头系数的数字乘法器207、将乘以抽头系数的每一寄存值相加的数字加法器208以及输出由数字加法器208相加的值的适配滤波器输出端209。
下面说明以上所示的适配滤波器的操作。首先，从接收基带信号输入端101输入的接收基带信号被输入到可编程数字滤波器106的输入端。这时，扩展码发生器102在按照由系统时序控制器105产生的系统时钟和符号时钟的时序下产生扩展码。扩展码发生器102产生的扩展码可以是短码，也可以是长码。
抽头系数串发生器103对于每一“1”符号将一组扩展码发生器102产生的扩展码转换成并行，并通过抽头系数串写总线104将它们提供到可编程数字滤波器106的抽头系数写端子。这时，它向可编程数字滤波器106的抽头系数写脉冲输入端提供符号时钟。这样，在每一周期即每一“1”信息符号内，更新可编程数字滤波器106的抽头系数。
可编程数字滤波器106的运行如下。如图3所示，在每一系统时钟的上升沿处，从接收基带信号输入端201输入的接收基带信号串通过移位寄存器206前进一级。用数字乘法器207将每一移位寄存器206的值乘以抽头系数寄存器205中存储的抽头系数。所有的相乘结果由数字乘法器207相加，并且结果从输出端209输出，作为适配滤波器输出。
这一运算使得在每一系统时钟的上升沿处改变输出到输出端209的值。通过向抽头系数写脉冲输入端204提供一脉冲并且并行向抽头系数写端子203提供该抽头系数值，可以改变抽头系数寄存器205中存储的抽头系数。即，这一结构可以使与接收基带信号串相乘的抽头系数改变。
上述运算的时序图如图4所示。接收信号时序图中的数字表示从扩展符号字段的长码开始计数的符号数系列。例如，在完成由第N个符号系列扩展的字段接收的时候可编程数字滤波器106中的移位寄存器被该字段的接收信号填满。这时，如果将从长码开始起计数的第N个符号系列设置为可编程数字滤波器的抽头系数，则在适配滤波器的输出处出现相关峰值。图4描述了一个实例：到达了具有不同时序的3个接收信号，因此有3个相关峰值出现。
这里，必须在所有接收信号的相关峰值之前设置作为更新抽头系数(图4中的虚线)的时序的系统时钟的时序。如果将本实施例中的适配滤波器引入基站装置，则总是在抽头系数更新时序以后出现相关峰值，所以(如果接收到没有任何传播延迟的上行链路信号，则相关峰值位于与抽头系数更新时序相同的位置上)满足上述条件。
如上所示，本实施例使得抽头系数可变，使得适配滤波器不仅可以处理用短码扩展的接收信号，而且可以处理用长码扩展的接收信号。(实施例2)
图5描述的是按照本发明实施例2的适配滤波器结构的方框图。本实施例的适配滤波器主要包含：输入接收基带信号串的接收基带信号输入端101、在按照系统时序控制器105产生的系统时钟和符号时钟的时序下产生扩展码的扩展码发生器102、对每一“1”符号将扩展码发生器102产生的一组扩展码转换成并行并将它们提供到抽头系数写端子的抽头系数串发生器103、将抽头系数串发生器103和可编程数字滤波器相连的抽头系数串写总线104、产生系统时钟和符号时钟的系统时序控制器105、具有如图3所示结构的可编程数字滤波器106，输出由适配滤波器进行数字处理的信号的适配滤波器输出端107，以及将每一相关峰值的时序发送到系统时序控制器105的滤波器输出反馈总线。
下面说明具有上述结构的适配滤波器的运行。首先，从接收基带信号输入端101输入的接收基带信号被输入到可编程数字滤波器106的输入端。这时，扩展码发生器102在按照系统时序控制器105产生的系统时钟和符号时钟的时序下产生扩展码。扩展码发生器102产生的扩展码可以是长码，也可以是短码。
抽头系数串发生器103对于每一“1”符号将由扩展码发生器102产生的一组扩展码转换成并行，并通过抽头系数串写总线104，将它们提供到可编程数字滤波器106的抽头系数写端子。这时，它向可编程数字滤波器106的抽头系数写脉冲输入端提供可独立于符号时钟而设置的抽头系数更新脉冲。这使得可以对每一“1”信息符号更新可编程数字滤波器106的抽头系数。
如果接收信号进入的时序随时间而变，则系统时序控制器105通过滤波器输出反馈总线确认每一相关峰值的时序，并变更抽头系数更新时序，确保抽头系数更新时序不会与每一相关峰值的时序一致。
可编程数字滤波器106的运行与实施例1中的相同。上述运行的时序图如图4所示，与实施例1中的相同。
从上面可以看到，本实施例使得抽头系数可变，并改变了抽头系数更新时序，从而抽头系数更新时序可以不与每一相关峰值的时序一致，使得不仅可以处理用短码扩展的接收信号，而且可以处理用长码扩展的接收信号，所形成的适配滤波器甚至可以处理接收时序随时间改变过大的情况。(实施例3)
图6描绘的是按照本发明实施例3的适配滤波器结构的方框图。通过举例，图6示出可以处理与3个符号相应的延迟的适配滤波器的结构。
本实施例的适配滤波器主要包含输入接收基带信号串的接收基带信号输入端101、在按照系统时序控制器105产生的系统时钟和符号时钟的时序下产生扩展码的扩展码发生器102、对于每一“1”符号将扩展码发生器102产生的一组扩展码转换成并行并将它们提供到抽头系数写端子的抽头系数串发生器103、连接抽头系数串发生器103和可编程数字滤波器的抽头系数串写总线104、产生系统时钟和符号时钟的系统时序控制器105，以及具有如图3所示结构的可编程数字滤波器A 106a、可编程数字滤波器B 106b和可编程数字滤波器C 106c，和用来输出分别由A、B和C进行数字处理的信号的适配滤波器A输出端107a、适配滤波器B输出端107b和适配滤波器C输出端107c。
在这些适配滤波器中，从接收基带信号输入端101输入的接收基带信号串被分别输入到可编程数字滤波器A 106a、可编程数字滤波器B 106b和可编程数字滤波器C 106c，抽头系数串发生器103产生的抽头系数也被分别输入到可编程数字滤波器A 106a、可编程数字滤波器B 106b和可编程数字滤波器C 106c。
下面说明具有上述结构的适配滤波器的运行。首先，从接收基带信号输入端101输入的接收基带信号被分别输入到可编程数字滤波器A 106a、可编程数字滤波器B 106b和可编程数字滤波器C 106c。这时，扩展码发生器102在按照系统时序控制器105产生的系统时钟和符号时钟的时序下产生扩展码。扩展码发生器102产生的扩展码可以是长码，也可以是短码。
抽头系数串发生器103对每一“1”符号将扩展码发生器102产生的一组扩展码转换成并行，并通过抽头系数串写总线104将它们提供到可编程数字滤波器A 106a、B 106b和C 106c的抽头系数写端子。这时，它将可独立于符号时钟而设置的抽头系数更新脉冲提供给可编程数字滤波器A 106a、B 106b和C 106c的抽头系数写脉冲输入端。可编程数字滤波器A 106a、B 106b和C 106c的运行与实施例1中的是相同的。
上述运行的时序图如图7所示。图7中，到达有3个具有不同时序的接收信号，并且接收时序分布在3个符号上。
接收信号时序图中的数字表示从符号字段被扩展的长码开始起计数的符号数系列。例如，在完成由第N个符号系列扩展的字段接收时，可编程数字滤波器中的移位寄存器被字段中的接收信号填满。这时，如果从长码开头起计数的第N个符号系列被设置为可编程数字滤波器的抽头系数，则在适配滤波器的输出处出现相关峰值。
当接收时序分布在M个符号上时，必须为这M个符号保留可编程数字滤波器的抽头系数。所以，并行提供M个可编程数字滤波器，并且如图7所示对每一“1”符号用延迟时间来转换各个抽头系数。这种控制使得在可编程数字滤波器A106a、B 106b和C 106c的输出处，在多个符号上出现与相同信息符号相应的相关峰值。
执行在抽头系数更新时序和下一个抽头系数更新时序之间的可编程数字滤波器的输出处出现的相关峰值组合起来的RAKE，可以得到具有高信噪比的解调输出。
这里，作为抽头系数更新时序的符号时钟的时序(图7中的虚线)必须在所有接收信号的相关峰值前设置。如果将本实施例的适配滤波器引入基站装置，那么相关峰值总是在抽头系数更新时序以后出现(如果接收到没有任何传播延迟的上行链路信号，则相关峰值位于与抽头系数更新时序相同的位置上)，满足上述条件。
从上文中可以看到，本实施例使得抽头系数可变，并保留用于多个符号的抽头系数，使得形成的适配滤波器不仅可以处理用短码扩展的接收信号，而且可以处理用长码扩展的接收信号，还可以处理接收信号输入时序分布在多个信息符号上的情况。(实施例4)
图8描绘的是按照本发明的实施例4的适配滤波器结构的方框图。图8还描绘了适用于与3个符号对应的延迟的适配滤波器的结构。
本实施例的适配滤波器主要包含输入接收基带信号串的接收基带信号输入端101、在按照系统时序控制器105产生的系统时钟和符号时钟的时序下产生扩展码的扩展码发生器102、对每一“1”符号将扩展码发生器102产生的一组扩展码转换成，并行并将它们提供到抽头系数写端子的抽头系数发生器103、与抽头系数串发生器103和具有如图3所示的结构的可编程数字滤波器A 106a、可编程数字滤波器B 106b和可编程数字滤波器C 106c相连的抽头系数串与总线104以及用于输出，分别由A、B和C进行数字处理的信号的适配滤波器A输出端107a，适配滤波器B输出端107b和适配滤波器C输出端107c。以及用来将每一相关峰值时序发送到系统时序控制器105的滤波器输出反馈总线109。
在这些适配滤波器中，从接收基带信号输入端101输入的接收基带信号串被分别输入到可编程数字滤波器A 106a、可编程数字滤波器B 106b和可编程数字滤波器C 106c，抽头系数串发生器103产生的抽头系数也被分别输入到可编程数字滤波器A 106a、可编程数字滤波器B 106b和可编程数字滤波器C 106c。
下面说明具有上述结构的适配滤波器的运行。首先，从接收基带信号输入端101输入的接收基带信号被分别输入到可编程数字滤波器A 106a、可编程数字滤波器B 106b和可编程数字滤波器C 106c。这时，扩展码发生器102在按照系统时序控制器105产生的系统时钟和符号时钟的时序下产生扩展码。扩展码发生器102产生的扩展码可以是长码，也可以是短码。
抽头系数串发生器103对每一“1”符号将扩展码发生器102产生的一组扩展码转换成并行，并通过抽头系数串写总线104将它们提供到可编程数字滤波器A 106a、B 106b和C 106c的抽头系数写端子。这时，它将可以独立于符号时钟而设置的抽头系数更新脉冲提供给可编程数字滤波器A 106a、B 106b和C 106c的抽头系数写脉冲输入端。
如果接收信号入时序随时间而变，则系统时序控制器105通过滤波器输出反馈总线109确认每一相关峰值的时序，并改变抽头系数更新时序，确保抽头系数更新时序不会与每一相关峰值的时序一致。
可编程数字滤波器A 106a、B 106b和C 106c的运行与实施例1中的是相同的。上述运算的时序图如图7中所示，与实施例3中的是相同的。
从上文中可以看到，本实施例使得抽头系数可变，并保留用于多个符号的抽头系数，并且同时变更抽头系数更新时序，从而抽头系数更新时序可以不与每一相关峰值的时序一致，形成的适配滤波器不仅可以处理用短码扩展的接收信号，而且可以处理用长码扩展的接收信号，可以处理接收信号进入时序分布在多个信息符号上的情况，还可以处理接收时序随时间变化过大的情况。
以上实施例1和实施例4中描述的适配滤波器可以被安装在移动通信系统中的基站装置或移动站装置中。这使得基站装置或移动站装置可以发送用短码或长码扩展的接收信号。
如上所述，本发明的适配滤波器和定时检测方法能够处理不仅用CDMA系统数据传输中的短码扩展的接收信号，而且可以处理用长码扩展的接收信号。

Claims (1)

1.一种适配滤波器，其特征在于，它包含：
采用抽头系数通过对接收信号串进行运算处理而获得滤波输出的至少一个数字滤波器；以及
时序控制装置，用于向所述数字滤波器提供抽头系数更新脉冲以更新所述抽头系数，并且用于变更所述抽头系数更新脉冲的时序，从而更新抽头系数的时序不会与所述滤波输出的相关峰值的时序一致。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6404758B1 (en) * 1999-04-19 2002-06-11 Ericsson, Inc. System and method for achieving slot synchronization in a wideband CDMA system in the presence of large initial frequency errors
DE19933542A1 (de) 1999-07-16 2001-01-25 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Synchronisation von Mobilfunkempfängern in einem Mobilfunksystem
US7333798B2 (en) 2002-08-08 2008-02-19 Value Added Communications, Inc. Telecommunication call management and monitoring system
US6904081B2 (en) * 2002-08-30 2005-06-07 Motorola, Inc. Spread spectrum receiver apparatus and method
JP4829155B2 (ja) * 2007-03-16 2011-12-07 富士通株式会社 Ｃｄｍａ方式の基地局の受信装置及び受信方法

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4120035A (en) * 1977-08-16 1978-10-10 International Business Machines Corporation Electrically reprogrammable transversal filter using charge coupled devices
CA2039373C (en) * 1990-03-30 1996-09-10 Kazuhiro Okanoue Digital data communication system with adaptive channel response estimation
EP0467412A3 (en) * 1990-07-20 1993-04-28 Fujitsu Limited Line equalizer for digital signals
JPH0590904A (ja) * 1991-09-27 1993-04-09 Nec Corp 制御信号発生回路
US5309482A (en) * 1992-03-30 1994-05-03 Novatel Communications Ltd. Receiver having an adjustable matched filter
US5414699A (en) * 1993-09-27 1995-05-09 Motorola, Inc. Method and apparatus for receiving and decoding communication signals in a CDMA receiver using partial de-correlation
JP2807568B2 (ja) * 1994-02-10 1998-10-08 エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 適応形スペクトラム拡散受信機
CN1167215C (zh) * 1994-06-23 2004-09-15 Ntt移动通信网株式会社 码分多址联接解调方法
JP2743912B2 (ja) * 1996-05-30 1998-04-28 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ干渉除去装置

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