CN113922887A - 一种空间相干光通信2psk调制信号的载波同步方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法，解决现有开环方式载波同步方法同步精度较低的问题。该方法包括以下步骤：1)接收到发射通信终端发射的光信号，与本振光信号接入光学混频器，再经光平衡探测器后转换成中频模拟电信号；2)将中频模拟电信号转换为中频数字信号，对中频数字信号和数字本振信号进行数字混频和滤波，得到基带信号；3)对基带信号采用非线性重构去调制处理，并对去调制后载波进行全相位FFT频谱分析；4)同步控制模块根据判决结果，判断当前本振激光器中心频率是否在搜索频率范围内；5)对载波进行相位跟踪，得到基带信号I_base和Q_base，Q_base绝对值小于等于载波锁定门限后，对I_base进行幅度判决，得到通信解调数据。

Description

一种空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法及系统

技术领域

本发明属于空间光通信技术领域，具体涉及一种空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法及系统。

背景技术

随着移动通信应用场景的快速扩展，当前无线通信技术受限于带宽和容量，且只能在有地面基站覆盖的区域使用，无法满足未来覆盖空天地海的高速通信需要。此外，在特定的应用场合中，复杂电磁环境、小型化终端、安全保密通信等需求，也对无线通信技术提出了新的挑战。

空间相干光通信技术拥有丰富的频带资源，能在极窄的波束中实现长距离高速数据传输，同时在尺寸、重量和功率(Size、Weight and Power，SWaP)方面显著减小，保密性高，抗电磁干扰能力强，搭载天基、空基平台通信覆盖范围广，具有广泛的应用前景，得到了高度重视。为满足长距离传输的高灵敏度探测，空间相干光通信多采用低阶的2PSK调制方式。目前，相关研究组织已经过多次空间试验，验证了相干光通信技术的可行性。

相比传统的无线电通信，对于星载、机载等运动载体上的空间相干光通信,在载波时频域同步上的难度明显增加。由于光信号载频高，收发双方相对运动造成的多普勒频偏可达Ghz量级，解调前需完成大范围的载频搜索和快速捕获，同时获取较高精度的频偏估计值以落入载波锁相环的频率牵入范围。另外，高灵敏度解调需要实现载波相位的高精度同步。现有的光信号载波同步方法常采用开环方式，如V&V、非线性最小均方误差(NLLS)等前向载波同步方法，对载波频率和相位偏差具有较大的动态范围，但单一的开环方式由于其自身特点往往存在同步精度低的问题。因此，迫切需要设计一种空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法，以满足工程实现要求的动态范围大、跟踪精度高。

发明内容

为了解决现有开环方式载波同步方法同步精度较低的技术问题，本发明提供了一种空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法及系统。

为实现上述目的，本发明提供的技术方案是：

一种空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法，其特殊之处在于，包括以下步骤：

1)接收到发射通信终端发射的光信号，与本振激光器产生的本振光信号一起接入光学混频器进行光学混频，再经过光平衡探测器后，转换成中频模拟电信号；

2)将所述中频模拟电信号转换为中频数字信号，对所述中频数字信号和数字本振产生的数字本振信号进行数字混频和数字滤波，得到基带信号；

3)对基带信号采用非线性重构去调制处理，并对去调制后的载波进行全相位FFT频谱分析,找到幅度谱最大值处的频率作为频偏估计频率，并用该最大值判决是否检测到有效载波，并将判决结果和频偏估计频率送入同步控制模块；

4)同步控制模块根据判决结果，判断当前本振激光器中心频率是否在搜索频率范围内，若在，根据频偏估计频率计算频偏估计值，并用该值初始化载波NCO步长，转入步骤5)；否则，调整本振激光器中心频率，返回步骤3)，直至完成整个搜索频率范围的搜索检测；

5)对载波进行相位跟踪，得到基带信号I_base和Q_base，当Q_base绝对值小于等于载波锁定门限后，再对I_base进行幅度判决，得到通信解调数据。

进一步地，步骤3)具体如下：

3.1)通过非线性重构对基带信号进行去调制处理，得到去除调制数据后的包含原始载波频率信息的重构波形；

3.2)采样存储单元根据同步控制模块的定时触发脉冲，对去调制重构后的信号缓存，当缓存的重构信号数据长度达到设定值L时，产生一个标志脉冲，触发全相位FFT单元从采样存储单元读取重构信号；

3.2)全相位FFT单元对载波重构信号进行全相位预处理，再用FFT进行频谱分析，找到幅度谱最大值处的频率，作为频偏估计频率，并用该最大值判决是否检测到有效载波，并将判决结果和频偏估计频率送入同步控制模块；

进一步地，步骤3.1)具体如下：

3.1.1)基带信号表示为正交的I₁(t)、Q₁(t)两路：

I₁(t)＝D(t)cos(2πf_biast)

Q₁(t)＝D(t)sin(2πf_biast)；

式中：D(t)是调制的通信数据；

f_bias表示发射通信终端和接收通信终端光学天线之间由于相对运动引起的载波多普勒频率偏移值；

3.1.2)对I₁(t)、Q₁(t)进行如下的非线性重构组合，得到去除调制数据后的包含原始载波频率信息的重构波形I₂(t)、Q₂(t)：

I₂(t)＝2I₁(t)*Q₁(t)＝2cos(2πf_biast)sin(2πf_biast)＝sin(2π(2f_bias)t)

Q₂(t)＝I₁(t)²-Q₁(t)²＝cos²(2πf_biast)-sin²(2πf_biast)＝cos(2π(2f_bias)t)。

进一步地，步骤3.2)具体如下：

3.2.1)读取长度为L的两路数据段I₂(j)、Q₂(j)，其中，j＝1,2,...L；

3.2.2)对L点I₂(j)、Q₂(j)数值分别与L点窗函数W进行乘加运算，得到L点全相位预处理后的信号I_w(j)、Q_w(j)：

I_w(j)＝I₂(j)*W_p(j)

Q_w(j)＝Q₂(j)*W_p(j)；

3.2.3)对预处理后的L点I_w(j)、Q_w(j)关于数据段中心对称相加，得到组合后长度为N的新数据段I₃(k)、Q₃(k)：

I₃(k)＝I_w(k)+I_w(L-k)

Q₃(k)＝Q_w(k)+Q_w(L-k)

其中：k＝1,2,...N，L＝2N-1；

3.2.4)对I₃(k)、Q₃(k)数据段进行N点FFT，取绝对值得到幅度谱Y(i)，i＝1,2,...N，对幅度谱数值进行排序，得到幅度最大点的幅度数值P_max和对应频率序号N_max，并对P_max进行判决，得到载波捕获标志J_flag；将判决结果N_max和频偏估计频率J_flag送入同步控制模块。

进一步地，步骤3.2.2)中，L点窗函数W为：W＝[W_p(1),W_p(2),...,W_p(L)]；

步骤3.2.4)中，对P_max进行判决，得到载波捕获标志J_flag具体如下：

比较P_max与预设载波捕获门限P_th，若P_max≥P_th，则载波捕获标志J_flag＝1；若P_max＜P_th，则载波捕获标志J_flag＝0。

进一步地，步骤1)中，光学混频器为180度光学混频器；

步骤2)中，数字混频和数字滤波采用并行混频器和并行滤波器实现的。

进一步地，步骤5)具体如下：

5.1)选取并行数据I₁(t)、Q₁(t)中的其中一路送入数字鉴相器，得到鉴相误差

5.2)鉴相误差

经过环路滤波器，得到载波相位修正值

5.3)将

经相位NCO完成相位旋转，实现相位跟踪，并得到基带信号I_base、Q_base；

5.4)当Q_base绝对值小于等于载波锁定门限后，对I_base进行幅度判决，得到通信解调数据。

进一步地，步骤4)中，频偏估计值通过以下公式计算：

式中：Δf表示频偏估计分辨率，Δf＝Fs/N，Fs为采样率。

同时，本发明还提供了一种空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步系统，其特殊之处在于：包括光域处理单元、AD芯片和数字域处理单元；

所述光域处理单元包括本振激光器、光学混频器和光平衡探测器；光学混频器用于接收通信终端发射的光信号，并与本振激光器产生的本振光信号进行光学混频；光平衡探测器用于将光学混频后的信号转换成中频模拟电信号；

所述AD芯片用于将中频模拟电信号转换为中频数字信号；

所述数字域处理单元包括数字下变频模块、全相位FFT频偏估计模块、同步控制模块和数字锁相环模块；

所述数字下变频模块包括具有数控振荡器的数字本振、数字混频器和数字滤波器，数字混频器和数字滤波器分别用于对中频数字信号、数字本振产生的数字本振信号进行数字混频和数字滤波，数字混频和数字滤波后获得基带信号；

所述全相位FFT频偏估计模块包括2PSK去调制单元、采样存储单元和全相位FFT单元；2PSK去调制单元用于对基带信号进行去调制处理；采样存储单元用于对去调制处理后的重构信号进行缓存，并产生触发脉冲；全相位FFT单元根据触发脉冲，读取采样存储单元的重构信号，并进行全相位预处理；

所述同步控制模块用于向采样存储单元发送触发脉冲、调整本振激光器的中心频率、根据全相位预处理的结果初始化数字本振的载波NCO步长以及触发数字锁相环模块跟踪。

与现有技术相比，本发明的优点是：

1、本发明载波同步方法采用非线性重构去调制方式，来恢复接收载波分量，且对采样速率和2PSK调制数据率的关系没有整倍数限制。

2、针对运动平台上通信解调的载波频偏搜索范围大、频偏估计精度高的特点，本发明采用分段搜索的方式，每次完成较宽单个频段的频偏精细估计，若未检测到信号则调整本振激光器频率，通过多次搜索覆盖整个频段。同时，采用全相位FFT(apFFT)单元来进行频谱分析，减小了由于采样截断带来的频谱泄露，并获取载波频偏估计值来初始化载波NCO步长。

3、本发明采用全数字化的处理方式，可使用FPGA等可编程数字器件，升级更改灵活、集成度高，适合体积、重量受限的载体平台应用。

4、本发明基于全相位FFT的载波频偏估计方法，能够减少采样截断带来的频谱泄露；并通过开环频偏估计和闭环相位跟踪的载波同步架构，可以完成大频偏载波捕获和精细相位跟踪，同时实现载波快速、高精度同步；采用2PSK非线性重构去除了通信数据调制对频偏估计的影响。

附图说明

图1是本发明空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步系统的结构框图；

图2是本发明全相位FFT频偏估计模块的结构图；

图3是本发明2PSK信号去调制实现框图；

图4是本发明全相位FFT单元实现框图；

图5是本发明数字锁相环模块的结构图；

图6是本发明载波同步方法的流程图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明的内容作进一步详细描述。

本发明一种空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法，通过对超外差的中频模拟电信号AD芯片采样后，用非线性重构去除数据调制来恢复接收载波，用全相位FFT来降低频谱泄露影响，以完成载波频偏精细估计和本振激光器频率修正控制，然后数字锁相环进行载波相位高精度跟踪，最终实现信号载波同步。由于DPSK可看作BPSK在数据域经过差分编码产生，且DPSK调制和BPSK调制在物理上都是2PSK波形，因此本发明中的2PSK调制信号包含BPSK调制信号和DPSK调制信号。如图6所示，该载波同步方法具体实现步骤如下：

1)发射通信终端发射加载通信数据调制后的光信号(即发射光)，经过空间传输，接收方通信终端通过光学天线接收到该光信号(即信号光)，经过光学放大器后，和本振激光器产生的本振光信号(即本振光)一起接入180度光学混频器进行光学混频，再经光平衡探测器后转换成中频模拟电信号。

本实施例中，设发射通信终端的发射光信号模型如下式(1)所示：

式中：D(t)表示通信数据，通信数据的速率R_D根据实际通信终端设备的物理传输速率取值，本实施例取R_D＝1Gbps；

表示发射通信终端发射光信号的载波初始相位；f₀表示发射通信终端设定的发射光的载波中心频率，f₀＝c/λ₀，c为光速,λ₀为发射光信号对应的载波波长；本实施例中载波波长λ₀取1550nm，则对应的载波中心频率f₀＝c/λ₀≈193.4THz。

接收通信终端的光学天线接收到的光信号模型如下式(2)所示：

其中，f_bias表示发射通信终端和接收通信终端光学天线之间由于相对运动引起的载波多普勒频率偏移值。

本振激光器产生的本振光信号模型如下式(3)所示：

式中：f_L表示本振激光器产生的本振光的载波中心频率，

为本振光的载波初始相位。

接收方接收式(2)的光信号并经过光学低噪声放大器(LNA)后，与式(3)的本振光一起接入180度光学混频器进行光学混频，再经过光平衡探测器后，得到中频模拟电信号，中频模拟电信号模型如下式(4)：

式中：f_c表示中频模拟电信号的载波中心频率，为保证通信信息不失真的要求，其取值不小于数据传输中频带宽B_D的一半，而B_D数值上约为2·R_D，在本实施例中取B_D≈2·1GHz＝2GHz，f_c＝1.5GHz；

表示中频模拟电信号的载波初始相位；

可以看出，式(4)与式(2)类似，只是中心频率由光载波的f₀变为中频模拟电信号的f_c，载波初始相位由光载波初始相位

变为中频模拟电信号的载波初始相位

其中

2)中频模拟电信号通过AD芯片采样转换为中频数字信号，并进入数字下变频模块，数字下变频模块对中频数字信号和内部数字本振产生的数字本振信号进行数字混频和数字滤波，得到基带信号。

其中，AD芯片的采样率为F_s，按奈奎斯特采样定理要求F_s≥2B_D，本实施例AD芯片的采样率取F_s＝4GHz。

由于光通信数据率要求最高达Gbps量级，整个载波同步处理难以用常规的串行方式进行数字处理。本实施例使用FPGA作为数字处理器，能够采用并行结构实现数字处理，且根据经验优选FPGA工作主频为F_clk＝250Mhz。

数字下变频模块包括具有数控振荡器(载波NCO)的数字本振、数字混频器和数字滤波器。

数字本振中的数控振荡器，即载波NCO，会不断累加载波NCO步长数值，来触发产生I_L、Q_L两路正交本地波形，并把I_L、Q_L送入数字混频器进行乘法运算。然后数字滤波器可根据硬件资源和性能情况滤波处理，选取时域或频域方式并行实现；本实施例采用并行混频器和并行滤波器来实现数字混频和数字滤波，处理并行度为M，故处理的吞吐量为F_clk·M，处理吞吐量需大于采样率，即F_clk·M≥F_s，且M应为2的幂次方，因此并行度M要满足

本实施例取处理并行度为M＝16。

3)全相位FFT频偏估计模块对基带信号进行2PSK数据去调制处理，对恢复(去调制后)的载波进行全相位FFT频谱分析，得到频偏估计值；

由于2PSK调制抑制了载波分量，无法直接估计载波频偏，需要先去掉数据调制，得到单一载波波形。此外，传统去调制是采用延迟共轭平方的方式，该方式需要采样率是2PSK调制数据率的整数倍，对AD芯片的采样时钟有约束。本发明采用的2PSK去调制单元通过非线性重构基带信号，来得到去除调制数据后的包含原始载波频率信息的重构波形，且对采样速率和2PSK调制数据率的关系没有整数倍限制。

去除调制数据后，需要FFT进行频谱分析估计频偏f_bias数值，得到频偏估计结果并送入同步控制模块。由于FFT是批处理方式，当对载波非整周期截断采样时，即非同步采样，会造成频谱泄露，影响频率估计的精度。因此，本发明采用全相位FFT方法，即先对载波重构信号进行全相位预处理，再用FFT进行频谱分析，能够减小由采样截断带来的频谱泄露。

具体地，如图2所示，全相位FFT频偏估计模块包括2PSK去调制单元、采样存储单元、全相位FFT单元。数字下变频模块处理后的基带信号进入2PSK去调制单元后连续输出重构的载波信号；同步控制模块定时触发采样存储单元对去调制后重构信号进行缓存；当缓存的重构信号数据长度达到L时，再触发全相位FFT单元从采样存储单元读取重构信号进行全相位预处理，再通过FFT进行幅度谱的频谱分析，找到幅度谱最大值处的频率，即频偏估计频率，并用该最大值判决是否检测到有效载波，并将判决结果和频偏估计频率送入同步控制模块。

全相位FFT频偏估计模块各个单元详细介绍如下：

2PSK去调制单元

2PSK去调制单元的输入为数字下变频模块处理后的基带信号，表示为正交的I₁(t)、Q₁(t)两路：

I₁(t)＝D(t)cos(2πf_biast) (5)

Q₁(t)＝D(t)sin(2πf_biast) (6)

式中，t＝nT_s，n＝0,1,2,...，n是采样时间的序号；D(t)是调制的通信数据，且D(t)＝{+1,-1}。

如图3所示，对I₁(t)、Q₁(t)进行如下的非线性重构组合，得到重构后的波形I₂(t)、Q₂(t)：

I₂(t)＝2I₁(t)*Q₁(t)＝2cos(2πf_biast)sin(2πf_biast)＝sin(2π(2f_bias)t) (7)

Q₂(t)＝I₁(t)²-Q₁(t)²＝cos²(2πf_biast)-sin²(2πf_biast)＝cos(2π(2f_bias)t) (8)

可以看出，去调制后重构的I₂(t)、Q₂(t)的频率为2f_bias，由超外差接收方式决定了可估计的频偏值，需满足|2f_bias|≤F_s/2，因此本实施例有f_bias∈[-1GHz,+1GHz]，即单次不调整本振激光器频率的载波频偏值测量范围ΔF_zoom＝2GHz；若载波频偏值超过该范围，则需调整本振激光器的中心频率，使f_bias落在该范围内，接收信号频率是否在测量范围内的判断在同步控制模块中进行。

采样存储单元

采样存储单元根据同步控制模块的定时触发脉冲，启动对去调制重构后的信号的缓存，当缓存的重构信号数据长度达到L时，产生一个标志脉冲，触发全相位FFT单元从采样存储单元读取重构信号进行全相位预处理；

由于后续FFT为批处理方式，设FFT处理点数为N，则要求输入FFT的数据长度N为2的幂次方，则根据全相位原理，输入全相位FFT单元的重构信号缓存长度L＝2N-1，且频率分辨率Δf＝Fs/N。此外，数字锁相环的频率牵入范围一般约为MHz量级，频偏估计分辨率Δf要求必须小于该牵入范围；本实施例中数字锁相环的频率牵入范围设定为1MHz，则有Δf＝Fs/N≤1MHz，所以N的取值范围应为

本实施例中取N＝32768，L＝2N-1＝65535，故Δf＝Fs/N≈122kHz。

全相位FFT单元

全相位FFT单元先读取采样存储单元中的重构信号数据，然后进行全相位预处理，再对预处理后的数据进行FFT变换，并找到幅度谱最大值所对应的频率，并判断是否超过检测门限。

如图4所示，全相位预处理是先读取的长度为L的两路数据段I₂(j)、Q₂(j)，j＝1,2,...L的离散时刻。同时，对取L点I₂(j)、Q₂(j)数值分别和L点窗函数W＝[W_p(1),W_p(2),...,W_p(L)]进行乘加运算，得到L点全相位预处理后的信号:

I_w(j)＝I₂(j)*W_p(j) (9)

Q_w(j)＝Q₂(j)*W_p(j) (10)

当此处窗函数W系数为[1,2,...N,N-1,...,1]_L的三角窗时，等效于对全相位预处理前的信号不加窗，本实施例中W取[1,2,...32768,32767,...,1]，由于系数都为整数，计算简单节省资源。也可以对预处理前的信号加其他类型参数的窗函数，如hamming窗、hanning窗等，以获得更好的旁瓣抑制效果。

对预处理后的L点I_w(j)、Q_w(j)关于数据段中心对称相加，得到组合后长度为N的新数据段I₃(k)、Q₃(k)，其中k＝1,2,...N，计算如下式所示：

I₃(k)＝I_w(k)+I_w(L-k) (11)

Q₃(k)＝Q_w(k)+Q_w(L-k) (12)

对I₃(k)、Q₃(k)数据段进行N点FFT，取绝对值得到幅度谱Y(i)，i＝1,2,...N为离散频率序号，对幅度谱数值进行排序，得到幅度最大点的幅度数值P_max和对应频率序号N_max，并对P_max进行判决，得到载波捕获标志J_flag；将N_max和J_flag送入同步控制模块进行处理；

其中，N_max为有符号型，N_max＞0表示通信双方相向而行则频偏为正，N_max＜0表示通信双方相互远离则频偏为负。预设载波捕获门限P_th为经验值，一般为无信号时最大幅度的2～3倍。

P_max判决过程具体为：若P_max≥P_th，说明本次搜索检测到有效载波信号，则载波捕获标志J_flag＝1；若P_max＜P_th，说明本次搜索范围未检测到有效信号，则载波捕获标志J_flag＝0；

4)同步控制模块对频偏估计模块输出的N_max和J_flag进行判断，若J_flag＝1，说明本次搜索检测到有效载波信号，则计算频偏估计值

并用该值初始化载波NCO步长，转入相位跟踪态，即执行步骤5)；

若J_flag＝0，说明本次搜索范围未检测到有效信号，则控制调整本振激光器中心频率f_L＝f_L+ΔF_zoom到下一个频率搜索单元，并重复上述频偏估计步骤3)来检测载波信号，直至完成整个搜索频率范围ΔF_all的搜索检测；

其中，整个搜索频率范围ΔF_all范围根据实际应用场景中卫星相对运动的先验信息来确定，本实施例ΔF_all取[f₀-3GHz,f₀+3GHz]。

5)相位跟踪

本发明采用数字锁相环模块完成载波的相位跟踪，该数字锁相环模块采用Costas环结构，由于同步控制模块完成初始化载波NCO的步长后，载波同步误差只包含残余的相位噪声，该噪声抖动一般相对于处理时钟频率F_clk低的多，故数字锁相环模块可采用串行方式实现。因此数字锁相环模块只选取并行度为M＝16的I₁(t)、Q₁(t)数据中的一路I₁(m)、Q₁(m)。其中m∈[1,2,...,M]，是并行数据中选取的某一路的序号，本实施例中取m＝1。

数字锁相环模块包含数字鉴相器、环路滤波器和相位NCO及其控制单元。

数字鉴相器鉴别方法较多，有二象限反正切

符号反馈

直接比例

等不同形式的鉴相函数实现，其中

为鉴相误差。如图5所示，本实施例中数字鉴相器选二象限反正切函数，并将鉴相误差

送入环路滤波器，经过滤波后得到载波相位修正值

环路滤波器根据应用场景的载波相位动态范围要求设计相应的噪声带宽B_L，且有

ω_n为实际信号中载波的噪声特征频率，本实施例中取ω_n＝1MHz，ξ为阻尼系数，根据经验值取

用滤波后的输出

作为载波相位修正值，经相位NCO映射成相位旋转数值，来完成相位旋转，补偿载波相位误差，实现相位跟踪，并得到基带信号I_base、Q_base，当Q_base绝对值小于等于载波锁定门限后，即数字锁相环处于锁定状态，再对I_base进行幅度判决，得到通信解调数据。本实施例中，相位旋转可采用Cordic方法实现，载波锁定门限根据设备实测结果设定。

本实施例同步控制模块控制载波跟踪：频偏估计完成后，用估计结果初始化载波NCO步长，转入载波相位跟踪态，并触发数据的幅度判决和解调；实现载波同步后，若载波跟踪环路发生失锁，则触发重新开始载波相位跟踪；此外，可根据外部控制指令动态配置载波环的滤波器系数，改变环路带宽。

本实施例还提供了一种实现上述方法的空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步系统，如图1所示，该系统包括光域处理单元、AD芯片和数字域处理单元。

光域处理单元包括本振激光器、光学混频器和光平衡探测器；光学混频器用于接收通信终端发射的光信号，并与本振激光器产生的本振光信号进行光学混频；光平衡探测器用于将光学混频后的信号转换成中频模拟电信号。

AD芯片用于将中频模拟电信号转换为中频数字信号。

数字域处理单元包括数字下变频模块、全相位FFT频偏估计模块、同步控制模块和数字锁相环模块；

同步控制模块完成载波同步过程中的频偏估计、相位跟踪等同步状态的调度和本振激光器频率调整等功能；

控制频偏估计：通信终端开机后，同步控制模块默认设置本振激光器频率f_L的初始值为整个搜索频率范围ΔF_all内的最小值，并定时触发I₂(t)、Q₂(t)数据缓存到采样存储单元中，当缓存的数据长度达到N时，触发频偏估计处理，转入频偏估计状态；

控制相位跟踪：若数字锁相环处于锁定状态，则控制进入解调通信数据；载波跟踪环路发生失锁，则触发重新开始载波相位跟踪。

本发明基于全相位FFT的载波频偏估计方法，能够减少数据截断带来的频谱泄露；并通过开环频偏估计和闭环相位跟踪的载波同步架构，可以完成大频偏载波捕获和精细相位跟踪，同时实现载波快速、高精度同步；采用2PSK非线性重构去除了数据调制对频偏估计的影响。

本说明书中的各实施例均采用相关的方式描述，各实施例之间相同或相似的部分可以相互参考。以上所述的仅为本发明较佳的实施例，并非用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内所做的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims (9)

1.一种空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)接收到发射通信终端发射的光信号，与本振激光器产生的本振光信号一起接入光学混频器进行光学混频，再经过光平衡探测器后，转换成中频模拟电信号；

2)将所述中频模拟电信号转换为中频数字信号，对所述中频数字信号和数字本振产生的数字本振信号进行数字混频和数字滤波，得到基带信号；

3)对基带信号采用非线性重构去调制处理，并对去调制后的载波进行全相位FFT频谱分析,找到幅度谱最大值处的频率作为频偏估计频率，并用该最大值判决是否检测到有效载波，并将判决结果和频偏估计频率送入同步控制模块；

4)同步控制模块根据判决结果，判断当前本振激光器中心频率是否在搜索频率范围内，若在，根据频偏估计频率计算频偏估计值，并用该值初始化载波NCO步长，转入步骤5)；否则，调整本振激光器中心频率，返回步骤3)，直至完成整个搜索频率范围的搜索检测；

5)对载波进行相位跟踪，得到基带信号I_base和Q_base，当Q_base绝对值小于等于载波锁定门限后，再对I_base进行幅度判决，得到通信解调数据。

2.根据权利要求1所述空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法，其特征在于，步骤3)具体如下：

3.1)通过非线性重构对基带信号进行去调制处理，得到去除调制数据后的包含原始载波频率信息的重构波形；

3.2)采样存储单元根据同步控制模块的定时触发脉冲，对去调制重构后的信号缓存，当缓存的重构信号数据长度达到设定值L时，产生一个标志脉冲，触发全相位FFT单元从采样存储单元读取重构信号；

3.2)全相位FFT单元对载波重构信号进行全相位预处理，再用FFT进行频谱分析，找到幅度谱最大值处的频率，作为频偏估计频率，并用该最大值判决是否检测到有效载波，并将判决结果和频偏估计频率送入同步控制模块。

3.根据权利要求2所述空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法，其特征在于，步骤3.1)具体如下：

3.1.1)基带信号表示为正交的I₁(t)、Q₁(t)两路：

I₁(t)＝D(t)cos(2πf_biast)

Q₁(t)＝D(t)sin(2πf_biast)；

式中：D(t)是调制的通信数据；

f_bias表示发射通信终端和接收通信终端光学天线之间由于相对运动引起的载波多普勒频率偏移值；

3.1.2)对I₁(t)、Q₁(t)进行如下的非线性重构组合，得到去除调制数据后的包含原始载波频率信息的重构波形I₂(t)、Q₂(t)：

I₂(t)＝2I₁(t)*Q₁(t)＝2cos(2πf_biast)sin(2πf_biast)＝sin(2π(2f_bias)t)

Q₂(t)＝I₁(t)²-Q₁(t)²＝cos²(2πf_biast)-sin²(2πf_biast)＝cos(2π(2f_bias)t)。

4.根据权利要求3所述空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法，其特征在于，步骤3.2)具体如下：

3.2.1)读取长度为L的两路数据段I₂(j)、Q₂(j)，其中，j＝1,2,...L；

3.2.2)对L点I₂(j)、Q₂(j)数值分别与L点窗函数W进行乘加运算，得到L点全相位预处理后的信号I_w(j)、Q_w(j)：

I_w(j)＝I₂(j)*W_p(j)

Q_w(j)＝Q₂(j)*W_p(j)；

3.2.3)对预处理后的L点I_w(j)、Q_w(j)关于数据段中心对称相加，得到组合后长度为N的新数据段I₃(k)、Q₃(k)：

I₃(k)＝I_w(k)+I_w(L-k)

Q₃(k)＝Q_w(k)+Q_w(L-k)

其中：k＝1,2,...N，L＝2N-1；

3.2.4)对I₃(k)、Q₃(k)数据段进行N点FFT，取绝对值得到幅度谱Y(i)，i＝1,2,...N，对幅度谱数值进行排序，得到幅度最大点的幅度数值P_max和对应频率序号N_max，并对P_max进行判决，得到载波捕获标志J_flag；将判决结果N_max和频偏估计频率J_flag送入同步控制模块。

5.根据权利要求4所述空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法，其特征在于，步骤3.2.2)中，L点窗函数W为：W＝[W_p(1),W_p(2),...,W_p(L)]；

步骤3.2.4)中，对P_max进行判决，得到载波捕获标志J_flag具体如下：

比较P_max与预设载波捕获门限P_th，若P_max≥P_th，则载波捕获标志J_flag＝1；若P_max＜P_th，则载波捕获标志J_flag＝0。

6.根据权利要求1至5任一所述空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法，其特征在于，步骤1)中，光学混频器为180度光学混频器；

步骤2)中，数字混频和数字滤波采用并行混频器和并行滤波器实现的。

7.根据权利要求7所述空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法，其特征在于，步骤5)具体如下：

5.1)选取并行数据I₁(t)、Q₁(t)中的其中一路送入数字鉴相器，得到鉴相误差

5.2)鉴相误差

经过环路滤波器，得到载波相位修正值

5.3)将

经相位NCO完成相位旋转，实现相位跟踪，并得到基带信号I_base、Q_base；

5.4)当Q_base绝对值小于等于载波锁定门限后，对I_base进行幅度判决，得到通信解调数据。

8.根据权利要求2所述空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步方法，其特征在于，步骤4)中，频偏估计值通过以下公式计算：

式中：Δf表示频偏估计分辨率，Δf＝Fs/N，Fs为采样率。

9.一种空间相干光通信2PSK调制信号的载波同步系统，其特征在于：包括光域处理单元、AD芯片和数字域处理单元；

所述光域处理单元包括本振激光器、光学混频器和光平衡探测器；光学混频器用于接收通信终端发射的光信号，并与本振激光器产生的本振光信号进行光学混频；光平衡探测器用于将光学混频后的信号转换成中频模拟电信号；

所述AD芯片用于将中频模拟电信号转换为中频数字信号；

所述数字域处理单元包括数字下变频模块、全相位FFT频偏估计模块、同步控制模块和数字锁相环模块；

所述数字下变频模块包括具有数控振荡器的数字本振、数字混频器和数字滤波器，数字混频器和数字滤波器分别用于对中频数字信号、数字本振产生的数字本振信号进行数字混频和数字滤波，数字混频和数字滤波后获得基带信号；

所述全相位FFT频偏估计模块包括2PSK去调制单元、采样存储单元和全相位FFT单元；2PSK去调制单元用于对基带信号进行去调制处理；采样存储单元用于对去调制处理后的重构信号进行缓存，并产生触发脉冲；全相位FFT单元根据触发脉冲，读取采样存储单元的重构信号，并进行全相位预处理；

所述同步控制模块用于向采样存储单元发送触发脉冲、调整本振激光器的中心频率、根据全相位预处理的结果初始化数字本振的载波NCO步长以及触发数字锁相环模块跟踪。

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