CN113872657A - 一种免信道均衡的单载波宽带传输方法及系统 - Google Patents

一种免信道均衡的单载波宽带传输方法及系统 Download PDF

Info

Publication number
CN113872657A
CN113872657A CN202111456547.9A CN202111456547A CN113872657A CN 113872657 A CN113872657 A CN 113872657A CN 202111456547 A CN202111456547 A CN 202111456547A CN 113872657 A CN113872657 A CN 113872657A
Authority
CN
China
Prior art keywords
path
channel
delay
time
time delay
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202111456547.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113872657B (zh
Inventor
曾勇
陆海全
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Southeast University
Original Assignee
Southeast University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Southeast University filed Critical Southeast University
Priority to CN202111456547.9A priority Critical patent/CN113872657B/zh
Publication of CN113872657A publication Critical patent/CN113872657A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113872657B publication Critical patent/CN113872657B/zh
Priority to US17/928,431 priority patent/US11863256B2/en
Priority to PCT/CN2022/086657 priority patent/WO2023097945A1/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0617—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal for beam forming
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0408—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas using two or more beams, i.e. beam diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/22—Scatter propagation systems, e.g. ionospheric, tropospheric or meteor scatter
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03891—Spatial equalizers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

本发明公开了一种免信道均衡的单载波宽带传输方法，包括步骤：根据通信信道的脉冲响应，获得时域可分辨路径数目、以及各路径所对应的时延和信道增益向量；发射端对所需传输的符号串引入相应的时延，进行时延补偿，使得信号在经过多径信道后同时到达接收端，从而避免宽带传输中的符号间干扰；发射端利用多天线，进行逐路径波束成形设计。通过迫零逐径波束成形及时延对齐调制，可将频率选择性多径信道转化为频率平坦性信道。本发明还提出一种免信道均衡的单载波宽带传输系统。本发明通过时延对齐调制及逐径波束成形，在不需要信道均衡或多载波传输的情况下，解决了宽带通信的符号间干扰问题，实现低复杂度的单载波宽带通信。

Description

一种免信道均衡的单载波宽带传输方法及系统
技术领域
本发明涉及无线通信标准化进程领域，特别是涉及一种免信道均衡的单载波宽带通信传输方法，即时延对齐调制。
背景技术
OFDM（orthogonal frequency-division multiplexing，正交频分复用）自从20世纪60年代被提出以来，已经逐渐发展成为宽带通信的主流传输技术，并被广泛地应用于第四代（4G）和第五代（5G）蜂窝移动通信以及WLAN (wireless local area network，无线局域网)中。OFDM是一种数字多载波技术，它将高速串行数据流转换为多个低速并行数据流。这些数据流在频谱相互重叠的多个正交子载波上传输，其中每个子载波上的信道响应可以看作是平坦衰落的。因此，OFDM可以在实现高速数据传输的同时有效降低由频率选择性信道带来的ISI（inter-symbol interference，符号间干扰）的不利影响。同时，OFDM可以灵活地采用功率控制和自适应调制相协调的工作方式，有效地提升了系统的频谱效率。然而，OFDM也面临着一些关键的实际问题，比如由于多个子载波叠加造成的PAPR（peak-to-average-power ratio，高峰均比）使得功率放大器出现非线性失真；严重的带外辐射对相邻信道造成干扰；以及载波频率偏移破坏子载波的正交性，导致OFDM性能的下降。
为了解决OFDM面临的上述问题，学术界和工业界已经做了大量的工作。比如，对于高峰均比问题，一个简单的方法是对OFDM信号进行限幅，使得信号幅度被限制在一个给定的门限值以下。另外，在4G和5G上行通信中，则是采用SC-FDMA（single-carrierfrequency-division multiple access，单载波频分多址）技术来有效降低信号的峰均比，进而降低用户端功率放大器的线性度要求。对于OFDM采用矩形脉冲成形造成频域上旁瓣较大和衰减缓慢的带外辐射问题，可通过加窗和滤波的方式来降低带外泄露。此外，作为OFDM的一种替代波形，FBMC（filter bank multi-carrier，滤波器组多载波）调制使用一组并行的子带滤波器对多载波信号进行滤波，其中原型滤波器能够有效地抑制带外泄露和对抗符号间干扰的影响。此外，在高速移动场景中，无线信号传输容易受到多普勒频偏的影响，其在毫米波和太赫兹等高频段将更为严重，使得OFDM子载波的正交性遭到破坏。为此，一种称为OTFS（orthogonal time frequency space，正交时频空）的调制方式最近被提出，通过将时间频率双色散信道转换到时延-多普勒域并进行均衡，数据帧内所有符号的信道增益近似相同，从而能够有效地应用于高速移动通信场景。
然而，尽管上述技术能够一定程度缓解OFDM面临的相关问题，但同时也会导致系统性能的下降或是信号处理复杂度的增加。例如，限幅会使得OFDM信号出现非线性失真，导致系统的误码率增加。此外，相较于OFDM，FBMC在发射端和接收端使用一组滤波器对多载波信号进行滤波，显著增加了系统的实现复杂度和成本，而OTFS调制则需要进行一系列复杂的二维变换。因此，这些复杂的多载波调制技术会进一步增加收发端信号处理的复杂度，使得功耗和成本问题更为突出。
上述分析表明研究新型的低复杂度宽带传输方法对未来移动通信的发展具有重要的意义。需要注意到，单载波调制能够有效地避免OFDM等多载波调制中出现的高峰均比、严重的带外泄露以及对多普勒频偏敏感等问题。而对于单载波调制，传统的时域均衡可以通过由包含一系列抽头的横向滤波器来补偿信道的信道特性，抑制符号间干扰的影响。但是当多径信道时延扩展较为严重时，需要更多的抽头来抑制符号间干扰，这将极大地增加均衡的复杂度和成本，也成为制约单载波系统性能的瓶颈。此外，还可以在频域来补偿信道特性，使得整个系统接近无符号间干扰条件，即单载波频域均衡技术。但该技术需要在接收端进行DFT（discrete Fourier transform，离散傅里叶变换）和IDFT（inverse discreteFourier transform，离散傅里叶反变换），增加了接收端信号处理的复杂度。
发明内容
本发明为了解决上述问题，提出了一种免信道均衡的单载波宽带通信传输方法，可以解决宽带通信中频率选择性信道带来的符号间干扰问题，挖掘毫米波/太赫兹通信信道的稀疏特性和大规模天线阵列带来的丰富空间维度，利用单载波时延对齐调制，避免了OFDM等多载波调制中出现的高峰均比、严重的带外泄露以及对多普勒频偏敏感等实际问题，实现了低复杂度的免信道均衡单载波宽带通信传输。
本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
本发明提出一种免信道均衡单载波时延对齐调制方法，包括如下步骤：
（1）根据通信信道的脉冲响应，获得时域可分辨路径数目、以及各路径所对应的时延和信道增益向量；
（2）在接下来时长为T c 的信道相干时间内，发射端使用与时域可分辨路径数目相一致的时延模块对每条路径上所需传输的符号串引入相应的时延，进行时延补偿，使得信号在经过多径信道后同时到达接收端；
（3）发射端利用多天线进行逐路径波束成形设计；具体是：当发射端天线数目大于等于时域可分辨路径数目时，使用迫零逐径波束成形完全消除符号间干扰；反之，采用最大比发送逐径波束成形或者最小均方误差逐径波束成形设计；
（4）当T c 时刻结束，发射端或接收端判断通信过程是否结束；
（5）若通信结束，则该过程完毕；若通信继续，则重复步骤（1）至步骤（4）直至结束。
进一步的，本发明所提出的一种免信道均衡单载波时延对齐调制方法，步骤（1）中，每条时域可分辨路径对应具有不同离开角的多个子路径。
进一步的，本发明所提出的一种免信道均衡单载波时延对齐调制方法，步骤（2）中对每条路径上传输的符号进行时延补偿，预设的补偿值等于多径信道的最大时延减去与该时延模块所对应信道路径的时延值。
进一步的，本发明所提出的一种免信道均衡单载波时延对齐调制方法，步骤（3）中，发射端采用迫零逐径波束成形时，各条路径对应的波束成形向量与所有其它路径的信道增益向量正交；对于每条信道路径，构建一个正交投影矩阵，将该条路径的信道增益向量投影到其它路径的信道增益向量的正交空间内，从而获得该路径所对应的迫零逐径波束成形向量。
进一步的，本发明所提出的一种免信道均衡单载波时延对齐调制方法，进行时延对齐调制及迫零逐径波束成形后的信号经过实际多径信道传播后，同时到达接收端，即接收端接收到时延对齐的多径信号，其时延等于多径信道的最大时延。
进一步的，本发明所提出的一种免信道均衡单载波时延对齐调制方法，步骤（2）中，在每个信道相干时间块中设置一个保护间隔，保护间隔的时长等于所有信道相干时间块中的最大时延。
本发明还提出一种免信道均衡单载波时延对齐调制系统，根据信道的脉冲响应，设置与时域可分辨路径数目相一致的时延模块和逐径波束成形模块，输入为单载波信号，输出为对各路时延补偿信号进行相应逐径波束成形后的叠加信号；其中，
时延模块，用于在时长为T c 的信道相干时间内对所需传输的符号串引入相应的时延；
逐径波束成形模块，用于当发射端天线数目大于等于时域可分辨路径数目时，使用迫零逐径波束成形完全消除符号间干扰；反之，采用最大比发送逐径波束成形或者最小均方误差逐径波束成形设计。
进一步的，所述时延模块对每条路径上传输的符号进行时延补偿，预设的补偿值等于多径信道的最大时延减去与该时延模块所对应信道路径的时延值。
本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
1、本方法充分挖掘毫米波/太赫兹通信信道的稀疏特性和大规模天线阵列带来的丰富的空间维度，通过迫零逐径波束成形及时延对齐调制，实现了低复杂度的免信道均衡单载波宽带通信传输。
2、本方法有效避免了传统基于信道均衡的单载波传输高复杂度，以及OFDM等多载波调制中出现的高峰均比、严重的带外泄露以及对多普勒频偏敏感等实际问题。逐路径时延补偿只需要在发射端对符号串进行时移，降低了实现复杂度。
3、本方法在每个信道相干时间内只需要插入一个保护间隔来避免不同数据块之间的符号间干扰。相比于OFDM在每个符号中插入循环前缀，有效地减少了开销，大大提升了系统频谱效率。
附图说明
图1是本发明实施例提供的时延对齐调制通信系统示意图。
图2是本发明实施例提供的时延对齐调制发射机架构示意图。
图3是本发明实施例提供的所提时延对齐调制信道相干时间块结构示意图。
图4是本发明实施例提供的传统OFDM信道相干时间块结构示意图。
具体实施方式
这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。
本技术领域技术人员可以理解的是，除非另外定义，这里使用的所有术语（包括技术术语和科学术语）具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。
本发明实施例提供的一种新型的免信道均衡的单载波宽带通信传输方法，即时延对齐调制，发射端根据通信信道的脉冲响应对所需传输的符号串引入相应的时延，进行时延补偿，使得信号在经过多径信道后同时到达接收端，从而避免宽带传输中的符号间干扰；同时利用多天线，进行逐路径波束成形设计。通过迫零逐径波束成形及时延对齐调制，可将频率选择性多径信道转化为频率平坦性信道。
该方法包括如下主要内容（具体实施方式见以下详细说明和示例性实施例说明）：
a) 根据通信信道的脉冲响应，获得时域可分辨路径数目、以及各路径所对应的时延和信道增益向量；
b) 发射端在接下来时长为T c 的信道相干时间内插入保护间隔，并对所需传输的符号串引入相应的时延，进行时延补偿，使得信号在经过多径信道后同时到达接收端；
c) 当发射端天线数目大于等于时域可分辨路径数目时，可使用迫零逐径波束成形完全消除符号间干扰；反之，可进行低复杂度的最大比发送逐径波束成形或者信干噪比最优的最小均方误差逐径波束成形设计；
d) 当T c 时刻结束，发射端或接收端判断通信过程是否结束，若通信结束，则该过程完毕；
e)若通信继续，则重复过程a)—d)直至过程结束。
其中：
时延对齐调制挖掘了毫米波/太赫兹通信信道的稀疏特性和大规模天线阵列带来的丰富空间维度。当发射端的空间设计自由度远远大于时域可分辨路径数目时，可进行逐路径时延补偿，使得信号在经过多径信道后同时到达接收端。
根据信道的脉冲响应，时延对齐调制方法采用与时域可分辨路径数目相一致的时延模块和逐径波束成形模块。时延对齐调制方法的输入为单载波信号，输出为对各路时延补偿信号进行相应逐径波束成形后的叠加信号。
步骤b）中逐路径时延补偿可通过时移来实现，各路径的时延补偿值等于多径信道的最大时延减去该信道路径的时延值。
根据发射端天线配置和多径信道特性，发射端选择合适的逐径波束成形设计方案。当天线数目大于等于时域可分辨路径数目时，可使用迫零逐径波束成形完全去除符号间干扰。此时接收端接收到时延对齐的多径信号，其时延等于多径信道的最大时延，所有多径信号都可提升接收信噪比，从而实现低复杂度的免信道均衡单载波宽带通信传输。当天线数目小于时域可分辨路径数目时，可以采用低复杂度的最大比发送逐径波束成形或者信干噪比最优的最小均方误差逐径波束成形。
在步骤c）迫零逐径波束成形设计中，可对每条路径构建一个正交投影矩阵，将该条路径的信道增益向量投影到其它路径的信道增益向量的正交空间内，从而获得该路径所对应的迫零逐径波束成形向量。
对于毫米波/太赫兹通信中稀疏的多径信道和/或发射端配备大型天线阵列的情形，最大比发送逐径波束成形性能趋近于迫零逐径波束成形性能。此时，可以采用低复杂度的最大比发送逐径波束成形有效地降低符号间干扰影响，实现免信道均衡的单载波宽带通信传输。
在每个信道相干时间内，时延对齐调制需要插入一个保护间隔来避免不同数据块之间的符号间干扰，保护间隔的时长等于所有信道相干时间块中的最大时延。
所述方法不仅适用于单用户通信场景，也可适用于多用户通信场景。对于多用户通信场景，时延对齐调制可以结合不同的多址接入方式。
图1是根据一示例性实施例示出的一种基于时延对齐调制的示意图，可以看出每条时域可分辨路径可能对应具有不同离开角的多个子路径。
图2是根据一示例性实施例示出的时延对齐调制发射机架构示意图。发射端对每条路径上传输的符号串进行时延补偿后，结合逐径波束成形将信号发送出去。
用
Figure DEST_PATH_IMAGE001
表示时域可分辨路径数目，
Figure DEST_PATH_IMAGE002
表示第
Figure DEST_PATH_IMAGE003
条路径的信道增益向量，
Figure DEST_PATH_IMAGE004
表示对应 的时延，离散时间的信道脉冲响应表示为
Figure DEST_PATH_IMAGE005
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE006
为符号索引。
Figure DEST_PATH_IMAGE007
表示独立同分布的信息符号，时延对齐调制方法的发 送符号为
Figure DEST_PATH_IMAGE008
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE009
表示发射端对第
Figure DEST_PATH_IMAGE010
条路径引入的时延补偿值，
Figure DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure DEST_PATH_IMAGE012
表示逐 径波束成形向量。
Figure DEST_PATH_IMAGE013
表示加性高斯白噪声，时延对齐调制的接收信号为
Figure DEST_PATH_IMAGE014
；
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE015
表示线性卷积。用
Figure DEST_PATH_IMAGE016
表示发射端天线数目。
Figure DEST_PATH_IMAGE017
表示时域可 分辨路径集合，
Figure DEST_PATH_IMAGE018
表示去除路径
Figure DEST_PATH_IMAGE019
的其它路径集合。
Figure DEST_PATH_IMAGE020
表示发射端对第
Figure 462185DEST_PATH_IMAGE019
条路径上 传输符号串进行迫零逐径波束成形使用的正交投影矩阵，
Figure DEST_PATH_IMAGE021
表示最小均方误差逐径波束 成形中的干扰噪声协方差矩阵。
Figure DEST_PATH_IMAGE022
和
Figure DEST_PATH_IMAGE023
分别表示信道相干时间和单载波符号周期。用
Figure DEST_PATH_IMAGE024
表 示信道相干时间内单载波符号数目。当前信道相干时间块内最小时延和最大时延用
Figure DEST_PATH_IMAGE025
和
Figure DEST_PATH_IMAGE026
表示，信道的时延扩展用
Figure DEST_PATH_IMAGE027
表示，任意两条路径的时延差值用
Figure DEST_PATH_IMAGE028
表示。所有信道相 干时间块中的最大时延用
Figure DEST_PATH_IMAGE029
表示。
Figure DEST_PATH_IMAGE030
表示发射端的发送功率，
Figure DEST_PATH_IMAGE031
表示加性高斯白噪声 的功率。
Figure DEST_PATH_IMAGE032
表示维度为
Figure DEST_PATH_IMAGE033
的单位矩阵。
基于以上定义，所提方法的示例性实施例的具体实现步骤可概括为如下：
（1）根据通信信道的脉冲响应，获得时域可分辨路径数目
Figure DEST_PATH_IMAGE034
、以及各路径所对应的 时延
Figure DEST_PATH_IMAGE035
和信道增益向量
Figure DEST_PATH_IMAGE036
；
（2）计算多径信道的最小时延
Figure DEST_PATH_IMAGE037
和最大时延
Figure DEST_PATH_IMAGE038
，
Figure DEST_PATH_IMAGE039
；
（3）计算多径信道的时延扩展
Figure DEST_PATH_IMAGE040
；
（4）设置各条路径时延补偿值为
Figure DEST_PATH_IMAGE041
，
Figure DEST_PATH_IMAGE042
，可得时延对齐调制的接 收信号为
Figure DEST_PATH_IMAGE044
；
（5）根据发射端天线数目
Figure DEST_PATH_IMAGE045
与时域可分辨路径数目
Figure DEST_PATH_IMAGE046
的关系，选取合适的逐径波 束成形设计方案。如果
Figure DEST_PATH_IMAGE047
，使用迫零逐径波束成形。对于第
Figure DEST_PATH_IMAGE048
条路径，构造矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE049
表示去除该路径信道增益向量的其它路径信道增益向量组成 的矩阵，正交投影矩阵可以表示为
Figure DEST_PATH_IMAGE050
，设置迫零逐径波束成形向量 为
Figure DEST_PATH_IMAGE051
，
Figure DEST_PATH_IMAGE052
；
（6）如果
Figure DEST_PATH_IMAGE053
，发射端可选取最大比发送或最小均方误差逐径波束成形。如果使 用低复杂度的最大比发送逐径波束成形，则执行步骤（8）；若使用信干噪比最优的最小均方 误差逐径波束成形，执行步骤（9）；
（7）设置最大比发送逐径波束成形向量为
Figure DEST_PATH_IMAGE054
，
Figure DEST_PATH_IMAGE055
；
（8）计算路径
Figure DEST_PATH_IMAGE056
和路径
Figure DEST_PATH_IMAGE057
的时延差值
Figure DEST_PATH_IMAGE058
，可以得到
Figure DEST_PATH_IMAGE059
。由于具有相同时延差的符号是相关的，需要对其进行组合。对 于任意的时延差索引
Figure DEST_PATH_IMAGE060
，定义等效信道：
Figure DEST_PATH_IMAGE061
接收信号可等效地表示为：
Figure DEST_PATH_IMAGE063
；
构造向量
Figure DEST_PATH_IMAGE064
，
Figure DEST_PATH_IMAGE065
，
Figure DEST_PATH_IMAGE066
，干扰噪 声协方差矩阵为
Figure DEST_PATH_IMAGE067
根据最小均方误差准则得到向量
Figure DEST_PATH_IMAGE068
。设置最小均方误差逐径波束成形向量为
Figure DEST_PATH_IMAGE069
，
Figure DEST_PATH_IMAGE070
；
（9）根据所采用的逐径波束成形向量，确定时延对齐调制发送符号
Figure DEST_PATH_IMAGE071
；
（10）如图3所示，在该信道相干时间块内插入长度为
Figure DEST_PATH_IMAGE072
的保护间隔，开销为
Figure DEST_PATH_IMAGE073
，并开始发送符号；
（11）如果发射端采用迫零逐径波束成形，接收端的接收信号为
Figure DEST_PATH_IMAGE074
此时可以实现免信道均衡的单载波传输；对于最大 比发送和最小均方误差逐径波束成形，则是通过容忍一些残余的符号间干扰以进一步降低 复杂度或提升信干噪比；
（12）当
Figure DEST_PATH_IMAGE075
时刻结束，判断通信过程是否结束，若结束，则通信过程完毕；
（13）若通信继续，则重复步骤（1）-（12）直至结束。
上述方法挖掘了毫米波/太赫兹通信信道的稀疏特性和大规模天线阵列带来的丰富空间维度，可有效地对每条路径上传输的符号串进行时延补偿和逐径波束成形（步骤（4）-（8））。另一方面，在每个信道相干时间块只需要插入一个保护间隔来避免不同数据块之间的符号间干扰（步骤（10）），相比于OFDM，如图4，可以显著减少保护间隔开销。
以上所述仅是本发明的部分实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种免信道均衡单载波时延对齐调制方法，其特征在于，包括如下步骤：
S1、根据通信信道的脉冲响应，获得时域可分辨路径数目、以及各路径所对应的时延和信道增益向量；
S2、在接下来时长为T c 的信道相干时间内，发射端使用与时域可分辨路径数目相一致的时延模块对每条路径上所需传输的符号串引入相应的时延，进行时延补偿，使得信号在经过多径信道后同时到达接收端；
S3、发射端利用多天线进行逐路径波束成形设计；具体是：当发射端天线数目大于等于时域可分辨路径数目时，使用迫零逐径波束成形完全消除符号间干扰；反之，采用最大比发送逐径波束成形或者最小均方误差逐径波束成形设计；
S4、当T c 时刻结束，发射端或接收端判断通信过程是否结束；
S5、若通信结束，则该过程完毕；若通信继续，则重复步骤S1至步骤S4直至结束。
2.根据权利要求1所述的一种免信道均衡单载波时延对齐调制方法，其特征在于：步骤S1中，每条时域可分辨路径对应具有不同离开角的多个子路径。
3.根据权利要求1所述的一种免信道均衡单载波时延对齐调制方法，其特征在于，步骤S2中对每条路径上传输的符号进行时延补偿，预设的补偿值等于多径信道的最大时延减去与该时延模块所对应信道路径的时延值。
4.根据权利要求1所述的一种免信道均衡单载波时延对齐调制方法，其特征在于，步骤S3中，发射端采用迫零逐径波束成形时，各条路径对应的波束成形向量与所有其它路径的信道增益向量正交；对于每条信道路径，构建一个正交投影矩阵，将该条路径的信道增益向量投影到其它路径的信道增益向量的正交空间内，从而获得该路径所对应的迫零逐径波束成形向量。
5.根据权利要求1所述的一种免信道均衡单载波时延对齐调制方法，其特征在于，进行时延对齐调制及迫零逐径波束成形后的信号经过实际多径信道传播后，同时到达接收端，即接收端接收到时延对齐的多径信号，其时延等于多径信道的最大时延。
6.根据权利要求1所述的一种免信道均衡单载波时延对齐调制方法，其特征在于：步骤S2中，在每个信道相干时间块中设置一个保护间隔，保护间隔的时长等于所有信道相干时间块中的最大时延。
7.一种免信道均衡单载波时延对齐调制系统，其特征在于：根据信道的脉冲响应，设置与时域可分辨路径数目相一致的时延模块和逐径波束成形模块，输入为单载波信号，输出为对各路时延补偿信号进行相应逐径波束成形后的叠加信号；其中，
时延模块，用于在时长为T c 的信道相干时间内对每条路径上所需传输的符号串引入相应的时延；
逐径波束成形模块，用于当发射端天线数目大于等于时域可分辨路径数目时，使用迫零逐径波束成形完全消除符号间干扰；反之，采用最大比发送逐径波束成形或者最小均方误差逐径波束成形设计。
8.根据权利要求7所述的一种免信道均衡单载波时延对齐调制系统，其特征在于：所述时延模块对每条路径上传输的符号进行时延补偿，预设的补偿值等于多径信道的最大时延减去与该时延模块所对应信道路径的时延值。
CN202111456547.9A 2021-12-02 2021-12-02 一种免信道均衡的单载波宽带传输方法及系统 Active CN113872657B (zh)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111456547.9A CN113872657B (zh) 2021-12-02 2021-12-02 一种免信道均衡的单载波宽带传输方法及系统
US17/928,431 US11863256B2 (en) 2021-12-02 2022-04-13 Channel equalization-free single-carrier broadband transmission method and system
PCT/CN2022/086657 WO2023097945A1 (zh) 2021-12-02 2022-04-13 一种免信道均衡的单载波宽带传输方法及系统

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111456547.9A CN113872657B (zh) 2021-12-02 2021-12-02 一种免信道均衡的单载波宽带传输方法及系统

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113872657A true CN113872657A (zh) 2021-12-31
CN113872657B CN113872657B (zh) 2022-02-22

Family

ID=78985571

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111456547.9A Active CN113872657B (zh) 2021-12-02 2021-12-02 一种免信道均衡的单载波宽带传输方法及系统

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN113872657B (zh)
WO (1) WO2023097945A1 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114330191A (zh) * 2022-03-08 2022-04-12 上海国微思尔芯技术股份有限公司 一种信号复用传输的方法及装置
WO2023097945A1 (zh) * 2021-12-02 2023-06-08 东南大学 一种免信道均衡的单载波宽带传输方法及系统
US11863256B2 (en) 2021-12-02 2024-01-02 Southeast University Channel equalization-free single-carrier broadband transmission method and system

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101986631A (zh) * 2010-09-17 2011-03-16 清华大学 一种采用时频域联合的单载波调制的信号传输方法
US9729220B1 (en) * 2016-03-01 2017-08-08 Ceragon Networks Ltd. Transmit diversity and receive diversity for single carrier modulation
CN108199793A (zh) * 2018-02-06 2018-06-22 广州大学 宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法
CN108390708A (zh) * 2018-01-31 2018-08-10 东南大学 宽带毫米波透镜系统基于时延补偿的单载波传输设计方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112636773B (zh) * 2020-12-18 2021-12-31 电子科技大学 基于数字频域补偿的宽带时域波束成形方法
CN113872657B (zh) * 2021-12-02 2022-02-22 东南大学 一种免信道均衡的单载波宽带传输方法及系统

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101986631A (zh) * 2010-09-17 2011-03-16 清华大学 一种采用时频域联合的单载波调制的信号传输方法
US9729220B1 (en) * 2016-03-01 2017-08-08 Ceragon Networks Ltd. Transmit diversity and receive diversity for single carrier modulation
CN108390708A (zh) * 2018-01-31 2018-08-10 东南大学 宽带毫米波透镜系统基于时延补偿的单载波传输设计方法
CN108199793A (zh) * 2018-02-06 2018-06-22 广州大学 宽带毫米波系统基于时延预补偿的混合预编码方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
黄震亚等: "《无线信道中的单载波频域均衡技术研究》", 《通信技术》 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023097945A1 (zh) * 2021-12-02 2023-06-08 东南大学 一种免信道均衡的单载波宽带传输方法及系统
US11863256B2 (en) 2021-12-02 2024-01-02 Southeast University Channel equalization-free single-carrier broadband transmission method and system
CN114330191A (zh) * 2022-03-08 2022-04-12 上海国微思尔芯技术股份有限公司 一种信号复用传输的方法及装置
CN114330191B (zh) * 2022-03-08 2022-06-10 上海国微思尔芯技术股份有限公司 一种信号复用传输的方法及装置

Also Published As

Publication number Publication date
WO2023097945A1 (zh) 2023-06-08
CN113872657B (zh) 2022-02-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN113872657B (zh) 一种免信道均衡的单载波宽带传输方法及系统
Dinis et al. A multiple access scheme for the uplink of broadband wireless systems
CN101771657B (zh) 一种多载波水声通信方法
Aminjavaheri et al. Prototype filter design for FBMC in massive MIMO channels
CN110213191B (zh) Fbmc-oqam定时及信道估计训练序列设计方法
AU2018451799B2 (en) 5G multi-carrier underwater acoustic communication method
CN102752253A (zh) 时频域联合处理抑制正交频分复用系统子载波间干扰的方法
CN109462443B (zh) 一种5g多载波水声通信方法
CN107682296A (zh) 适于fsc的gfdm系统高效mmse接收方法及装置
CN101340406A (zh) 多输入多输出正交频分复用系统的信道估计方法
CN101958866B (zh) 导频插入方法和导频插入模块
Pereira et al. Tibwb-ofdm: A promising modulation technique for mimo 5g transmissions
Conceição et al. Highly efficient TIBWB-OFDM waveform for broadband wireless communications
CN101335551B (zh) 基于dft-s-gmc系统多天线分集方案的sinr估计方法
Fan et al. Channel Estimation and Interference Cancellation for OFDM Systems Based on Total Least Squares Solution.
KR100889984B1 (ko) 가상 부반송파 환경에서의 채널 추정 방법
US11863256B2 (en) Channel equalization-free single-carrier broadband transmission method and system
Khan et al. Beamforming for rejection of co-channels interference in an OFDM system
Li et al. Qam signal transmission based on matrix model in filter-bank multicarrier systems
Meng et al. MMSE channel shortening equalization for OFDM systems with unequal subcarrier powers
KR102203980B1 (ko) 스펙트럼 캡슐화된 직교 주파수 분할 다중화 방법
Junior et al. IB-DFE receiver for generalized SIMO DFT precoded filter bank systems in doubly selective channels
CN111064684B (zh) 上行链路空间调制单载波频域联合均衡方法
Hueske et al. Ov-OFDM: A reduced PAPR and cyclic prefix free multicarrier transmission system
Yin et al. Hybrid carrier underwater acoustic communication based on joint time-frequency domain equalization

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant