CN113872157A - 一种迟滞比较控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种迟滞比较控制电路，方案之一包括：两个相同的自锁电路、正反馈支路、供电电压输入端、供电电压输出端、控制信号输入端和接地端；各自锁电路包括：两只开关管、一二极管和三只电阻；二极管阳极接控制信号输入端、阴极经第一电阻接第一开关管控制端，第二电阻一端接第一开关管控制端、另一端和第一开关管一端共同接接地端，第一开关管另一端经第三电阻接第二开关管控制端，第二开关管一端为各自锁电路输入端、另一端为各自锁电路输出端；第一自锁电路输入端为供电电压输入端、输出端接第二自锁电路输入端；第二自锁电路输出端为供电电压输出端；正反馈支路在控制信号撤销后能维持供电电压输出端状态。本发明可实现自锁和自行解锁。

Description

一种迟滞比较控制电路

技术领域

本发明涉及电子电路技术领域，特别涉及带迟滞功能的控制电路。

背景技术

完整的开关变换器通常会带有各种保护，如输入欠压保护、输出过压保护、输出短路保护、输出过流保护、过温保护等，为了获得可靠保护，这些保护电路经常会使用自锁电路进行控制。

如图1-1所示，为现有的自锁电路，它的工作原理为，当控制信号Vc电压高于某一数值使得NPN三极管Q1导通时，PNP三极管Q3也随之导通，则输出电压Vout为高电平，Vout由输入电压Vin供电，具体为，Vout＝Vin-VEC3(VEC3为三极管Q3发射极到集电极的电压降)，则二极管D3和电阻R5构成的正反馈电路发生作用，会促使NPN三极管Q1进一步导通；此时，若撤销控制信号Vc(即Vc＝0)，该电路中的三极管Q1和三极管Q3仍然会持续导通，输出电压Vout仍然为高电平，这样便实现了电路的自锁功能。然而，图1-1所示电路存在的缺陷是，除非输入电压Vin断电，否则电路无法自行解锁，也无法进行迟滞(或滞回)控制。

例如，将图1-1所示自锁电路用于图1-2所示的过温保护电路中，输入电压Vin接稳定的电源(图1-2中示例为+12V)，NPN三极管Q1的集电极通过二极管D100接开关变换器控制IC内部给逻辑电路供电的基准电压Vref，负温度系数(NTC)热敏电阻RT1和定值电阻R100分压后作为控制信号Vc，当NTC热敏电阻RT1温度升高至一定值时，RT1电阻值减小，导致控制信号Vc升高，使得NPN三极管Q1和PNP三极管Q3导通，电路发生自锁，则Q1持续导通，IC基准电压Vref被持续拉低至低电平，则控制IC不再输出驱动信号，变换器的输出电压降低至零，这样便实现了过温保护。但是图1-2所示电路存在的问题是，当变换器温度降低使得NTC热敏电阻RT1阻值增大、控制信号Vc降低时，因电路发生了自锁且无法自行解锁，变换器的输出电压仍然为零，无法实现自恢复，此时若要恢复变换器的输出，则需要将变换器的输入电压断电并重新给变换器供电，显然，这种人为断电重启的操作较为繁琐。

图1-1的另一种应用如图1-3所示，为风扇控制电路，图中，输入电压Vin接稳定的电源+12V，输出电压Vout给风扇供电，当NTC热敏电阻RT1的温度上升至某一数值时，控制信号Vc升高，三极管Q1和Q3导通，电路发生自锁，则Q1和Q3都持续导通，Vout通过Vin给风扇供电，风扇转动给变换器散热。但若客户使用该变换器产品所处的环境温度降低或变换器的负载减轻使得变换器温度降低时，为节省能源，不再需要风扇运转给变换器散热，则NTC热敏电阻RT1温度降低、阻值增大，控制信号Vc降低，但因电路发生了自锁且无法自行解锁，输出电压Vout仍然会持续给风扇供电，因风扇无法断电而产生不必要的能量损失，且风扇寿命也会急剧缩短。

显然，图1-1中的自锁电路之所以发生自锁，是因为增加了由二极管D3和电阻R5构成的正反馈支路造成，但若去掉这条正反馈支路，电路不仅无法自锁，而且当控制信号Vc通过二极管D1、电阻R1A和电阻R1B产生的分压约等于三极管Q1的导通压降时，三极管Q1和Q3会处于导通——关断——导通的持续振荡状态，导致输出电压Vout也会在高低电平之间来回振荡，显然，这样的电路工作状态并不稳定。

发明内容

针对上述电路的应用缺陷，本发明要解决的技术问题是提出一种迟滞比较控制电路，不仅可自锁，在电路工作状态发生变化时可自行解锁，而且具有迟滞功能。

为解决上述技术问题，本发明提供的迟滞比较控制电路的第一种技术方案如下：

一种迟滞比较控制电路，其特征在于，包括：第一自锁电路、第二自锁电路、正反馈支路、供电电压输入端、供电电压输出端、控制信号输入端和接地端；

所述的第一自锁电路和所述的第二自锁电路结构相同，各自均包括：第一开关管、第二开关管、第一二极管、第一电阻、第二电阻、第三电阻；所述的第一二极管的阳极作为各自锁电路的控制端，所述的第一二极管的阴极连接所述的第一电阻的一端，所述的第一电阻的另一端同时连接所述的第二电阻的一端和所述的第一开关管的控制端，所述的第二电阻的另一端和所述的第一开关管的一端连接在一起作为各自锁电路的接地端，所述的第一开关管的另一端连接所述的第三电阻的一端，所述的第三电阻的另一端连接所述的第二开关管的控制端，所述的第二开关管的一端作为各自锁电路的输入端，所述的第二开关管的另一端作为各自锁电路的输出端；

各自锁电路的控制端连接在一起，作为所述的迟滞比较控制电路的控制信号输入端；

各自锁电路的接地端连接在一起，作为所述的迟滞比较控制电路的接地端；

所述的第一自锁电路的输入端作为所述的迟滞比较控制电路的供电电压输入端；

所述的第一自锁电路的输出端连接所述的第二自锁电路的输入端；

所述的第二自锁电路的输出端作为所述的迟滞比较控制电路的供电电压输出端；

所述的正反馈支路用于在所述的迟滞比较控制电路的控制信号输入端输入的控制信号撤销后，维持所述的迟滞比较控制电路的供电电压输出端的状态。

优选地，各自锁电路中的第一电阻和第二电阻的阻值为MΩ级。

进一步地，所述的正反馈支路的连接方式为如下三种之一：

所述的正反馈支路的输入端连接所述的第二自锁电路的输出端，所述的正反馈支路的输出端连接所述的第一自锁电路中第一开关管的控制端；

所述的正反馈支路的输入端连接所述的第二自锁电路的输出端，所述的正反馈支路的输出端连接所述的第二自锁电路中第一开关管的控制端；

所述的正反馈支路的输入端连接所述的第二自锁电路的输入端，所述的正反馈支路的输出端连接所述的第二自锁电路中第一开关管的控制端。

作为所述的正反馈支路的一种具体的实施方式，其特征在于：包括一二极管和一电阻，所述的二极管的阳极为所述的正反馈支路的输入端，所述的二极管的阴极连接所述的电阻的一端，所述的电阻的另一端为所述的正反馈支路的输出端。

作为上述技术方案的第一种改进，其特征在于：

所述的第一自锁电路中的第一开关管的控制端和一端之间或者所述的第二自锁电路中的第一开关管的控制端和一端之间并联有一电容；

或者所述的第一自锁电路中的第一开关管的控制端和一端之间与所述的第二自锁电路中的第一开关管的控制端和一端之间各自均并联有一电容。

作为上述技术方案的第二种改进，其特征在于：所述的第一自锁电路中的第二开关管的一端和第三电阻的一端之间或者所述的第二自锁电路中的第二开关管的一端和第三电阻的一端之间并联有一电阻；

或者所述的第一自锁电路中的第二开关管的一端和第三电阻的一端之间与所述的第二自锁电路中的第二开关管的一端和第三电阻的一端之间各自均并联有一电阻。

优选地，各自锁电路中的第一开关管为NPN三极管，NPN三极管的基极为第一开关管的控制端，NPN三极管的发射极为第一开关管的一端，NPN三极管的集电极为第一开关管的另一端；各自锁电路中的第二开关管为PNP三极管，PNP三极管的基极为第二开关管的控制端，PNP三极管的发射极为第二开关管的一端，PNP三极管的集电极为第二开关管的另一端；

或者各自锁电路中的第一开关管为N-MOS管，N-MOS管的栅极为第一开关管的控制端，N-MOS管的源极为第一开关管的一端，N-MOS管的漏极为第一开关管的另一端；各自锁电路中的第二开关管为P-MOS管，P-MOS管的栅极为第二开关管的控制端，P-MOS管的源极为第二开关管的一端，P-MOS管的漏极为第二开关管的另一端。

为解决上述技术问题，本发明提供的迟滞比较控制电路的第二种技术方案如下：

一种迟滞比较控制电路，其特征在于，包括：第一控制电路、第二控制电路、开关管Q3、电阻R3、正反馈支路、供电电压输入端、供电电压输出端、控制信号输入端和接地端；

所述的第一控制电路和所述的第二控制电路结构相同，各自均包括：第一开关管、第一二极管、第一电阻、第二电阻；所述的第一二极管的阳极作为各控制电路的控制端，所述的第一二极管的阴极连接所述的第一电阻的一端，所述的第一电阻的另一端同时连接所述的第二电阻的一端和所述的第一开关管的控制端，所述的第二电阻的另一端连接所述的第一开关管的一端，所述的第一开关管的一端作为各控制电路的输出端，所述的第一开关管的另一端作为各控制电路的输入端；

各控制电路的控制端连接在一起，作为所述的迟滞比较控制电路的控制信号输入端；

所述的第一控制电路的输入端连接所述的电阻R3的一端，所述的电阻R3的另一端连接所述的开关管Q3的控制端，所述的开关管Q3的一端作为所述的迟滞比较控制电路的供电电压输入端，所述的开关管Q3的另一端作为所述的迟滞比较控制电路的供电电压输出端；

所述的第一控制电路的输出端连接所述的第二控制电路的输入端，所述的第二控制电路的输出端作为所述的迟滞比较控制电路的接地端；

所述的正反馈支路用于在所述的迟滞比较控制电路的控制信号输入端输入的控制信号撤销后，维持所述的迟滞比较控制电路的供电电压输出端的状态。

进一步地，所述的正反馈支路的连接方式为：所述的正反馈支路的输入端连接所述的开关管Q3的另一端，所述的正反馈支路的输出端连接所述的第一控制电路中第一开关管的控制端。

作为上述第二种技术方案的等同替换，其特征在于：将所述的第一控制电路的第二电阻的另一端的连接关系变更为连接至第二控制电路的输出端。

进一步地，所述的正反馈支路的连接方式为如下两种之一：

所述的正反馈支路的输入端连接所述的开关管Q3的另一端，所述的正反馈支路的输出端连接所述的第一控制电路中第一开关管的控制端；

所述的正反馈支路的输入端连接所述的开关管Q3的另一端，所述的正反馈支路的输出端连接所述的第二控制电路中第一开关管的控制端。

优选地，各控制电路中的第一电阻和第二电阻的阻值为MΩ级。

作为上述第二种技术方案及其等同替换方案中所述的正反馈支路的一种具体的实施方式，其特征在于：包括一二极管和一电阻，所述的二极管的阳极为所述的正反馈支路的输入端，所述的二极管的阴极连接所述的电阻的一端，所述的电阻的另一端为所述的正反馈支路的输出端。

作为上述第二种技术方案及其等同替换方案的第一种改进，其特征在于：所述的第一控制电路中的第一开关管的控制端和一端之间或者所述的第二控制电路中的第一开关管的控制端和一端之间并联有一电容；

或者所述的第一控制电路中的第一开关管的控制端和一端之间与所述的第二控制电路中的第一开关管的控制端和一端之间各自均并联有一电容。

作为上述第二种技术方案及其等同替换方案的第二种改进，其特征在于：所述的开关管Q3的一端和电阻R3的一端之间并联有一电阻。

优选地，各控制电路中的第一开关管为NPN三极管，NPN三极管的基极为第一开关管的控制端，NPN三极管的发射极为第一开关管的一端，NPN三极管的集电极为第一开关管的另一端；开关管Q3为PNP三极管，PNP三极管的基极为开关管Q3的控制端，PNP三极管的发射极为开关管Q3的一端，PNP三极管的集电极为开关管Q3的另一端；

或者各控制电路中的第一开关管为N-MOS管，N-MOS管的栅极为第一开关管的控制端，N-MOS管的源极为第一开关管的一端，N-MOS管的漏极为第一开关管的另一端；开关管Q3为P-MOS管，P-MOS管的栅极为开关管Q3的控制端，P-MOS管的源极为开关管Q3的一端，P-MOS管的漏极为开关管Q3的另一端。

本发明的工作原理将结合具体的实施例进行详细分析，在此不赘述，本发明利用开关管组成迟滞比较控制电路，相较于现有技术，具有如下有益效果：

(1)电路可自锁，以实现各种保护或控制；

(2)电路工作状态发生变化时可自行解锁；

(3)具有迟滞功能，工作稳定可靠；

(4)静态功耗低；

(5)电路简单、成本低廉、应用广泛。

附图说明

图1-1为现有的利用自锁电路组成的比较控制电路；

图1-2为利用现有比较控制电路组成的过温保护电路；

图1-3为利用现有比较控制电路组成的风扇控制电路；

图2-1为本发明第一实施例的原理图；

图2-2为本发明第一实施例的电压传输特性示意图；

图3为本发明第二实施例的原理图；

图4-1为本发明第三实施例的原理图；

图4-2为利用第三实施例组成的新型过温保护电路的原理图；

图4-3为利用第三实施例组成的新型风扇控制电路的原理图；

图5为本发明第四实施例的原理图；

图6为本发明第五实施例的原理图；

图7为本发明第六实施例的原理图；

图8-1为本发明第七实施例的原理图；

图8-2为本发明第七实施例的电压传输特性示意图；

图9为本发明第八实施例的原理图；

图10-1为本发明第九实施例的原理图；

图10-2为利用第九实施例组成的新型过温保护电路的原理图；

图10-3为利用第九实施例组成的新型风扇控制电路的原理图

图11为本发明第十实施例的原理图；

图12为本发明第十一实施例的原理图；

图13为本发明第十二实施例的原理图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

第一实施例

如图2-1所示，本发明第一实施例的电路原理图，包括NPN三极管Q1、NPN三极管Q2、PNP三极管Q3、PNP三极管Q4、二极管D1、二极管D2、二极管D3、电阻R1A、电阻R1B、电阻R2A、电阻R2B、电阻R3、电阻R4、电阻R5。

三极管Q1的基极同时连接电阻R1B的一端和电阻R1A的另一端，电阻R1A的一端连接二极管D1的阴极，二极管D1的阳极同时连接控制信号Vc和二极管D2的阳极；电阻R1B的另一端同时连接三极管Q1的发射极和接地端GND；三极管Q1的集电极连接电阻R3的另一端，电阻R3的一端连接三极管Q3的基极，三极管Q3的发射极连接输入电压Vin，三极管Q3的集电极连接三极管Q4的发射极，三极管Q4的集电极连接二极管D3的阳极和输出电压Vout，三极管Q4的基极连接电阻R4的一端，电阻R4的另一端连接三极管Q2的集电极；二极管D2的阴极连接电阻R2A的一端，电阻R2A的另一端同时连接电阻R2B的一端、三极管Q2的基极和电阻R5的另一端，电阻R5的一端连接二极管D3的阴极；电阻R2B的另一端同时连接三极管Q2的发射极和接地端GND。

本实施例的工作原理分析如下：

Vc为控制信号，控制三极管Q1和三极管Q2的导通与关断。设二极管D1的正向导通压降为V_F1、二极管D2的正向导通压降为V_F2、电阻R1A的阻值为R_1A、电阻R1B的阻值为R_1B、三极管Q1的基极对GND的电压为V_BE1、三极管Q2的基极对GND的电压为V_BE2、三极管Q1的发射结导通压降为V_BEon1、三极管Q2的发射结导通压降为V_BEon2，则：

设定

设三极管Q1和三极管Q2使用相同型号的三极管，则它们具有非常相近的发射结导通压降，记为V_BEon，即：

V_BEon1＝V_BEon2＝V_BEon。

若控制信号电压从0开始升高，当控制信号Vc较低并满足

且

时，三极管Q1和Q2都关断，则三极管Q3和Q4也都关断，则输出电压Vout＝0；

当控制信号电压升高，使得

且

时，则三极管Q1导通，三极管Q2关断，显然，三极管Q1导通后三极管Q3也会随之导通，而三极管Q4仍然关断，则输出电压Vout仍然为0；

当控制信号电压继续升高，使得

时，因已设定

所以三极管Q1和三极管Q2都导通，显然，三极管Q3和三极管Q4也都会随之导通，则输出电压V_out不为零，Vout的数值为，V_out＝V_in-V_EC3-V_EC4，式中，V_EC3和V_EC4分别为三极管Q3和三极管Q4的发射极对集电极的电压降。若三极管Q3和三极管Q4都保持饱和导通，则输出电压Vout近似等于输入电压Vin，即Vout≈Vin。只要三极管Q3和Q4都导通，输出电压Vout通过二极管D3和电阻R5的正反馈作用对三极管Q2的基极叠加一个正的电压降，则三极管Q2和三极管Q3都处于自锁(或互锁)状态；

三极管Q1、Q2、Q3和Q4都导通后，若控制信号Vc从一个较高的电压开始降低，只要Vc满足

使得三极管Q1导通，则不管

数值与V_BEon2相比较的结果如何，因二极管D3和电阻R5的正反馈作用，三极管Q2都会处于导通状态，即此时整个控制电路都处于自锁状态，输出电压Vout仍然满足V_out＝V_in-V_EC3-V_EC4；

若控制信号电压继续降低，当Vc降低至满足

时，三极管Q1关断，三极管Q3也随之关断，则输出电压Vout降低至0，则由二极管D3和电阻R5构成的正反馈作用消失，三极管Q2和三极管Q3关断，电路解锁。

图2-2所示为本实施例迟滞比较控制电路的电压传输特性示意图，如图所示，因已设定

显然，只要三极管Q2的发射结因正偏而导通时，电路中四个三极管Q1、Q2、Q3和Q4都会导通，电路发生自锁，输出电压Vout为V_out＝V_in-V_EC3-V_EC4；只要三极管Q1的发射结因截止而关断，则电路中四个三极管Q1、Q2、Q3和Q4都会关断，电路发生解锁，输出电压Vout＝0。电路发生自锁和解锁的滞回电压由电阻R1A、电阻R1B的分压与电阻R2A、电阻R2B的分压来设定。因电路的滞回作用，即使控制信号Vc有一定程度的波动，只要三极管Q1处于导通状态，则因电路发生自锁，输出电压Vout并不受影响，而不会出现图1-1中的控制电路发生的输出电压Vout的忽高忽低的振荡现象。

此外，若电阻R1A、R1B、R2A和R2B取值较大(如MΩ级别)，则整个电路的静态工作电流仅为uA甚至可达到nA级别，以实现极低的静态功耗。

第二实施例

如图3所示，为本发明第二实施例的电路原理图，与本发明第一实施例相比，第二实施例的区别之处在于，还包括电容C1和电容C2，电容C1跨接在三极管Q1的基极与发射极之间，电容C2跨接在三极管Q2的基极与发射极之间。

增加电容C1和电容C2后，控制信号Vc处的高频干扰信号会被电容C1和C2旁路，以确保三极管Q1和Q2不会误开通或误关断，从而提高了电路的抗干扰能力。

与本发明第一实施例相比，第二实施例的基本工作原理并无本质不同，在此不再赘述。

第三实施例

如图4-1所示，为本发明第三实施例的原理图，与本发明第一实施例相比，第三实施例的区别之处在于，还包括电阻R6和电阻R7，电阻R6的一端连接三极管Q3的发射极，电阻R6的另一端连接三极管Q1的集电极；电阻R7的一端连接三极管Q4的发射极，电阻R7的另一端连接三极管Q2的集电极。

增加电阻R6和R7后，三极管Q1和三极管Q2的集电极偏置电流又多了一条之路，这样可以更加方便地调节三极管Q3和三极管Q4的工作状态(放大区或饱和区)，使电路调试更加简单。与本发明第一实施例相比，第三实施例的工作原理并无本质不同，在此不再赘述。

图4-2示出的是本发明第三实施例用于开关变换器过温保护时的实际原理图，输入电压Vin接稳定的电源(图4-2中示例为+12V)，NPN三极管Q1的集电极通过二极管D100接电源控制IC内部给逻辑电路供电的基准电压Vref，负温度系数(NTC)热敏电阻RT1和定值电阻R100分压后作为控制信号Vc。电路刚开始工作时，NTC热敏电阻温度较低、阻值较高，控制信号Vc较低，四个三极管Q1、Q2、Q3和Q4都处于关断状态，当NTC热敏电阻RT1温度升高至一定值时，RT1电阻值减小，导致控制信号Vc升高，使得NPN三极管Q1和PNP三极管Q3先导通；当NTC温度继续升高、阻值继续降低时，Vc电压继续升高，使得三极管和Q2和Q4导通，电路发生自锁，则Q1持续导通，IC基准电压Vref被持续拉低至低电平，则IC不再输出驱动信号，变换器的输出电压降低至零，这样便实现了过温保护；过温保护发生后，变换器无驱动输出，温度降低使得NTC热敏电阻RT1阻值增大、控制信号Vc降低，当Vc降低至三极管Q1关断时，四个三极管Q1、Q2、Q3和Q4都处于关断状态，电路解锁，Vref电压释放，变换器重新恢复输出，这样无需断开变换器的输入电源即可实现自适应、可恢复的打嗝式过温保护。

可见，使用本发明迟滞比较控制电路用于过温保护时，可方便设定迟滞电压使得过温保护更加稳定可靠，又可实现电路的自恢复而不必人为断电重启以解锁电路的锁死状态，且电路简单、成本低。

图4-3示出了本发明第三实施例的另一实际应用电路，为风扇控制电路，图4-3中，输入电压Vin接稳定的电源+12V，输出电压Vout给风扇供电。电路刚开始工作时，NTC热敏电阻温度较低、阻值较高，控制信号Vc较低，四个三极管Q1、Q2、Q3和Q4都处于关断状态，当NTC热敏电阻RT1温度升高至一定值时，RT1电阻值减小，导致控制信号Vc升高，使得NPN三极管Q1和PNP三极管Q3先导通，但因三极管Q2和三极管Q4关断，输出电压Vout＝0，风扇供电电压也为0；当NTC热敏电阻RT1的温度继续上升至某一数值时，控制信号Vc继续升高使得三极管Q1、Q2、Q3和Q4都导通，则电路发生自锁，三极管Q2和Q4都持续导通，Vout持续给风扇供电；当环境温度降低不再需要风扇运转散热器散热时，则NTC热敏电阻RT1温度降低、阻值增大，控制信号Vc降低，当Vc降低使得三极管Q1关断时，电路中的四个三极管Q1、Q2、Q3和Q4都关断，电路解锁，输出电压Vout＝0，风扇电压为0，风扇停转以节省电能并延长风扇的使用寿命。

可见，使用本发明迟滞比较控制电路用于风扇控制时，可利用电路的滞回特性和自动解锁特性方便地控制风扇运转与停转，减小耗能。

第四实施例

如图5所示，为本发明第四实施例的原理图，与本发明第一实施例相比，第四实施例的不同之处仅在于，由二极管D5和电阻R9构成的正反馈支路连接在输出电压Vout与三极管Q1的基极之间。第四实施例中，可设定三极管Q1的发射结电压V_BE1与三极管Q2的发射结电压V_BE2之间的关系为，

则当控制信号Vc从低往高增大时，三极管Q2先导通，Q4也随之导通，但输出电压Vout＝0；当Vc继续增大时，Q1再接着导通，Q3随之导通，电路发生自锁，Vout＝Vin-V_EC3-V_EC4；当控制信号Vc从高往低减小时，只有当Vc满足

时，电路中的四个三极管Q1、Q2、Q3、Q4才会全部关断，此时Vout＝0。

实际上，与本发明第一实施例相比，第四实施例中电路的工作原理并无本质不同，在此不再赘述。

第五实施例

如图6所示，为本发明第五实施例的原理图，与本发明第一实施相比，第五实施例的区别之处在于，由二极管D5和电阻R9构成的正反馈支路连接在三极管Q4的发射极(同时也连接三极管Q3的集电极)与三极管Q1的基极之间，而第一实施例中由二极管D3和电阻R5构成的正反馈支路连接在三极管Q4的集电极(同时也连接输出电压Vout)与三极管Q2的基极之间，则若要得到相同的滞回电压，第五实施例中正反馈支路中的电阻R9的取值需要大于第一实施例中正反馈支路中的电阻R6的取值。实际上，与第一实施例相比，第五实施例的电路工作原理并无本质不同，在此不再赘述。

第六实施例

如图7所示，为本发明第六实施例的原理图，与本发明第一实施相比，第六实施例的区别之处在于，将第一实施例中的NPN三极管替换成为N-MOS管，将第一实施例中的PNP三极管替换成为P-MOS管，但电路的本质特性和工作特性并无实质的不同，在此不再赘述。

第七实施例

如图8-1所示，本发明第七实施例的电路原理图，包括NPN三极管Q1、NPN三极管Q2、PNP三极管Q3、二极管D1、二极管D2、二极管D3、电阻R1A、电阻R1B、电阻R2A、电阻R2B、电阻R3、电阻R5。

三极管Q1的基极同时连接电阻R1B的一端、电阻R1A的另一端和电阻R5的另一端，电阻R1A的一端连接二极管D1的阴极，二极管D1的阳极同时连接控制信号Vc和二极管D2的阳极；电阻R1B的另一端同时连接三极管Q1的发射极和三极管Q2的集电极；三极管Q1的集电极连接电阻R3的另一端，电阻R3的一端连接三极管Q3的基极，三极管Q3的发射极连接输入电压Vin，三极管Q3的集电极连接二极管D3的阳极和输出电压Vout，二极管D2的阴极连接电阻R2A的一端，电阻R2A的另一端同时连接电阻R2B的一端和三极管Q2的基极，电阻R5的一端连接二极管D3的阴极；电阻R2B的另一端同时连接三极管Q2的发射极和接地端GND。

本实施例的工作原理分析如下：

Vc为控制信号，控制三极管Q1和三极管Q2的导通与关断。设二极管D1的正向导通压降为V_F1、二极管D2的正向导通压降为V_F2，电阻R1A的阻值为R_1A、电阻R1B的阻值为R_1B、三极管Q1的基极对其发射极的电压为V_BE1、三极管Q2的基极对其发射极的电压为V_BE2、三极管Q1的发射结导通压降为V_BEon1、三极管Q2的发射结导通压降为V_BEon2、三极管Q2的集电极对发射极的导通压降为V_CE2(当三极管Q2饱和导通时,V_CE2近似等于零)、三极管Q3的发射极对集电极的导通压降为V_EC3，则:

设定

设三极管Q1和三极管Q2使用相同型号的三极管，则它们具有非常相近的发射结导通压降，记为V_BEon，即：

V_BEon1＝V_BEon2＝V_BEon。

若控制信号电压从0开始升高，当控制信号Vc较低并满足

且

时，三极管Q1和Q2都关断，则三极管Q3关断，则输出电压Vout＝0；

当控制信号电压升高，使得

且

时，则三极管Q2导通，三极管Q1关断，显然，三极管Q1关断时三极管Q3也会处于关断状态，则输出电压Vout仍然为0；

当控制信号电压继续升高，使得

时，因已设定

所以三极管Q1和三极管Q2都导通，显然，三极管Q3也会随之导通，则输出电压Vout不为零，Vout的数值为，V_out＝V_in-V_EC3。若三极管Q3保持饱和导通，则输出电压Vout近似等于输入电压Vin，即Vout≈Vin。只要三极管Q3导通，输出电压Vout通过二极管D3和电阻R5的正反馈作用对三极管Q1的基极叠加一个正的电压降，则三极管Q1和三极管Q3都处于自锁(或互锁)状态；

三极管Q1、Q2、Q3都导通后，若控制信号Vc从一个较高的电压开始降低，只要Vc满足

使得三极管Q2导通，则不管

的数值与V_BEon1相比较的结果如何，因二极管D3和电阻R5的正反馈作用，三极管Q1都会处于导通状态，即此时整个控制电路都处于自锁状态，输出电压Vout仍然满足V_out＝V_in-V_EC3；

若控制信号电压继续降低，当Vc降低至满足

时，三极管Q2关断，三极管Q3也随之关断，则输出电压Vout降低至0，则由二极管D3和电阻R5构成的正反馈作用消失，三极管Q1和三极管Q3关断，电路解锁。

图8-1所示为本实施例迟滞比较控制电路的电压传输特性示意图，如图所示，本实施例的发明构思与第一实施例相同，通过控制两个三极管Q1和Q2的导通时序实现了控制输入电压Vin到输出电压Vout线路中的开关管的导通与关断。本实施例的输入电压Vin到输出电压Vout线路中的开关管只有开关管Q3，因此具体的实现方式稍有不同，本实施例的工作原理简要总结如下：

因已设定

显然，只要三极管Q1的发射结因正偏而导通时，电路中3个三极管Q1、Q2、Q3都会导通，电路发生自锁，输出电压Vout为V_out＝V_in-V_EC3；只要三极管Q2的发射结因截止而关断，则电路中三个三极管Q1、Q2、Q3都会关断，电路发生解锁，输出电压Vout＝0。电路发生自锁和解锁的滞回电压由电阻R1A、电阻R1B的分压与电阻R2A、电阻R2B的分压来设定。因电路的滞回作用，即使控制信号Vc有一定程度的波动，只要三极管Q1处于导通状态，则因电路发生自锁，输出电压Vout并不受影响，而不会出现图1-1中的控制电路发生的输出电压Vout的忽高忽低的振荡现象。

此外，若电阻R1A、R1B、R2A和R2B取值较大(如MΩ级别)，则整个电路的静态工作电流仅为uA甚至可达到nA级别，以实现极低的静态功耗。

第八实施例

如图9所示，为本发明第八实施例的电路原理图，与本发明第七实施例相比，第八实施例的区别之处在于，还包括电容C1和电容C2，电容C1跨接在三极管Q1的基极与发射极之间，电容C2跨接在三极管Q2的基极与发射极之间。

增加电容C1和电容C2后，控制信号Vc处的高频干扰信号会被电容C1和C2旁路，以确保三极管Q1和Q2不会误开通或误关断，从而提高了电路的抗干扰能力。

与本发明第七实施例相比，第八实施例的基本工作原理并无本质不同，在此不再赘述。

第九实施例

如图10-1所示，为本发明第九实施例的原理图，与本发明第七实施例相比，第九实施例的区别之处在于，还包括电阻R6，电阻R6的一端连接三极管Q3的发射极，电阻R6的另一端连接三极管Q1的集电极。

增加电阻R6后，三极管Q1的集电极偏置电流又多了一条支路，这样可以更加方便地调节三极管Q3的工作状态(放大区或饱和区)，使电路调试更加简单。与本发明第七实施例相比，第九实施例的工作原理并无本质不同，在此不再赘述。

图10-2示出的是本发明第九实施例用于开关变换器过温保护时的实际原理图，输入电压Vin接稳定的电源(图10-2中示例为+12V)，NPN三极管Q1的集电极通过二极管D100接电源控制IC内部给逻辑电路供电的基准电压Vref，负温度系数(NTC)热敏电阻RT1和定值电阻R100分压后作为控制信号Vc。电路刚开始工作时，NTC热敏电阻温度较低、阻值较高，控制信号Vc较低，三个三极管Q1、Q2、Q3都处于关断状态，当NTC热敏电阻RT1温度升高至一定值时，RT1电阻值减小，导致控制信号Vc升高，使得NPN三极管Q2先导通；当NTC温度继续升高、阻值继续降低时，Vc电压继续升高，使得三极管和Q1和Q3导通，电路发生自锁，则三极管Q1和Q2持续导通，IC基准电压Vref被持续拉低至低电平，则IC不再输出驱动信号，变换器的输出电压降低至零，这样便实现了过温保护；过温保护发生后，变换器无驱动输出，温度降低使得NTC热敏电阻RT1阻值增大、控制信号Vc降低，当Vc降低使得三极管Q2关断时，三个三极管Q1、Q2、Q3都处于关断状态，电路解锁，Vref电压释放，变换器重新恢复输出，这样无需断开变换器的输入电源即可实现自适应、可恢复的打嗝式过温保护。

可见，使用本发明迟滞比较控制电路用于过温保护时，可方便设定滞回电压使得过温保护更加稳定可靠，又可实现电路的自恢复而不必人为断电重启以解锁电路的锁死状态，且电路简单、成本低。

图10-3示出了本发明第九实施例的另一实际应用电路，为风扇控制电路，图10-3中，输入电压Vin接稳定的电源+12V，输出电压Vout给风扇供电。电路刚开始工作时，NTC热敏电阻温度较低、阻值较高，控制信号Vc较低，三个三极管Q1、Q2、Q3都处于关断状态，当NTC热敏电阻RT1温度升高至一定值时，RT1电阻值减小，导致控制信号Vc升高，使得NPN三极管Q2先导通，但因三极管Q1和三极管Q3关断，输出电压Vout＝0，风扇供电电压也为0；当NTC热敏电阻RT1的温度继续上升至某一数值时，控制信号Vc继续升高使得三极管Q1、Q2、Q3都导通，则电路发生自锁，三极管Q1和Q3都持续导通，Vout持续给风扇供电；当环境温度降低不再需要风扇运转给散热器散热时，则NTC热敏电阻RT1温度降低、阻值增大，控制信号Vc降低，当Vc降低使得三极管Q2关断时，电路中的三极管Q1、Q3都关断，电路解锁，输出电压Vout＝0，风扇电压为0，风扇停转以节省电能并延长风扇的使用寿命。

可见，使用本发明迟滞比较控制电路用于风扇控制时，可利用电路的滞回特性和自动解锁特性方便地控制风扇运转与停转，减小耗能。

第十实施例

如图11所示，为本发明第十实施例的原理图，与本发明第七实施例相比，第十实施例的不同之处仅在于，电阻R1B的另一端连接接地端GND，且由二极管D3和电阻R5构成的正反馈支路连接在输出电压Vout与三极管Q2的基极之间。第十实施例中，可设定三极管Q1的发射结电压VBE1与三极管Q2的发射结电压VBE2之间的关系为，

则当控制信号Vc从低往高增大至某一数值时，三极管Q1先导通，三极管Q2关断，则输出电压Vout＝0；当Vc继续增大时，Q2再接着导通，Q3随之导通，电路发生自锁，Vout＝Vin-V_EC3；当控制信号Vc从高往低减小时，只有当Vc满足

时，电路中的三个三极管Q1、Q2、Q3才会全部关断，此时Vout＝0。

实际上，与本发明第七实施例相比，第十实施例中电路的工作原理并无本质不同，在此不再赘述。

第十一实施例

如图12所示，为本发明第十一实施例的原理图，与本发明第七实施相比，第十一实施例的区别之处在于，电阻R1B的另一端连接接地端GND，第十一实施例中，可设定三极管Q1的发射结电压VBE1与三极管Q2的发射结电压VBE2之间的关系为，

则当控制信号Vc从低往高增大至某一数值时，三极管Q2先导通，Q1关断，则输出电压Vout＝0；当Vc继续增大时，Q1再接着导通，Q3随之导通，电路发生自锁，Vout＝Vin-V_EC3；当控制信号Vc从高往低减小时，只有当Vc满足

时，电路中的三极管Q2、Q3会全部关断，此时Vout＝0。

实际上，与本发明第七实施例相比，第十一实施例中电路的工作原理并无本质不同，在此不再赘述。

第十二实施例

如图13所示，为本发明第十二实施例的原理图，与本发明第七实施相比，第十二实施例的区别之处在于，将第七实施例中的NPN三极管替换成为N-MOS管，将第七实施例中的PNP三极管替换成为P-MOS管，但电路的本质特性和工作原理并无实质的不同，在此不再赘述。

以上实施案例只是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。另外，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，例如，将任意实施例中的NPN三极管替换成N-MOS管，或将PNP三极管替换成P-MOS管，或者在输入电压Vin与三极管Q2的集电极之间跨接一只电阻以额外增加Q2的偏置电流等等，这是通过现有公知技术显而易见得到的，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述。

Claims (16)

1.一种迟滞比较控制电路，其特征在于，包括：第一自锁电路、第二自锁电路、正反馈支路、供电电压输入端、供电电压输出端、控制信号输入端和接地端；

所述的第一自锁电路和所述的第二自锁电路结构相同，各自均包括：第一开关管、第二开关管、第一二极管、第一电阻、第二电阻、第三电阻；所述的第一二极管的阳极作为各自锁电路的控制端，所述的第一二极管的阴极连接所述的第一电阻的一端，所述的第一电阻的另一端同时连接所述的第二电阻的一端和所述的第一开关管的控制端，所述的第二电阻的另一端和所述的第一开关管的一端连接在一起作为各自锁电路的接地端，所述的第一开关管的另一端连接所述的第三电阻的一端，所述的第三电阻的另一端连接所述的第二开关管的控制端，所述的第二开关管的一端作为各自锁电路的输入端，所述的第二开关管的另一端作为各自锁电路的输出端；

各自锁电路的控制端连接在一起，作为所述的迟滞比较控制电路的控制信号输入端；

各自锁电路的接地端连接在一起，作为所述的迟滞比较控制电路的接地端；

所述的第一自锁电路的输入端作为所述的迟滞比较控制电路的供电电压输入端；

所述的第一自锁电路的输出端连接所述的第二自锁电路的输入端；

所述的第二自锁电路的输出端作为所述的迟滞比较控制电路的供电电压输出端；

所述的正反馈支路用于在所述的迟滞比较控制电路的控制信号输入端输入的控制信号撤销后，维持所述的迟滞比较控制电路的供电电压输出端的状态。

2.根据权利要求1所述的迟滞比较控制电路，其特征在于：各自锁电路中的第一电阻和第二电阻的阻值为MΩ级。

3.根据权利要求1所述的迟滞比较控制电路，其特征在于，所述的正反馈支路的连接方式为如下三种之一：

所述的正反馈支路的输入端连接所述的第二自锁电路的输出端，所述的正反馈支路的输出端连接所述的第一自锁电路中第一开关管的控制端；

所述的正反馈支路的输入端连接所述的第二自锁电路的输出端，所述的正反馈支路的输出端连接所述的第二自锁电路中第一开关管的控制端；

所述的正反馈支路的输入端连接所述的第二自锁电路的输入端，所述的正反馈支路的输出端连接所述的第二自锁电路中第一开关管的控制端。

4.根据权利要求3所述的迟滞比较控制电路，其特征在于：所述的正反馈支路包括一二极管和一电阻，所述的二极管的阳极为所述的正反馈支路的输入端，所述的二极管的阴极连接所述的电阻的一端，所述的电阻的另一端为所述的正反馈支路的输出端。

5.根据权利要求1至4任一项所述的迟滞比较控制电路，其特征在于：

所述的第一自锁电路中的第一开关管的控制端和一端之间或者所述的第二自锁电路中的第一开关管的控制端和一端之间并联有一电容；

或者所述的第一自锁电路中的第一开关管的控制端和一端之间与所述的第二自锁电路中的第一开关管的控制端和一端之间各自均并联有一电容。

6.根据权利要求1至4任一项所述的迟滞比较控制电路，其特征在于：

所述的第一自锁电路中的第二开关管的一端和第三电阻的一端之间或者所述的第二自锁电路中的第二开关管的一端和第三电阻的一端之间并联有一电阻；

或者所述的第一自锁电路中的第二开关管的一端和第三电阻的一端之间与所述的第二自锁电路中的第二开关管的一端和第三电阻的一端之间各自均并联有一电阻。

7.根据权利要求1至4任一项所述的迟滞比较控制电路，其特征在于：

各自锁电路中的第一开关管为NPN三极管，NPN三极管的基极为第一开关管的控制端，NPN三极管的发射极为第一开关管的一端，NPN三极管的集电极为第一开关管的另一端；各自锁电路中的第二开关管为PNP三极管，PNP三极管的基极为第二开关管的控制端，PNP三极管的发射极为第二开关管的一端，PNP三极管的集电极为第二开关管的另一端；

或者各自锁电路中的第一开关管为N-MOS管，N-MOS管的栅极为第一开关管的控制端，N-MOS管的源极为第一开关管的一端，N-MOS管的漏极为第一开关管的另一端；各自锁电路中的第二开关管为P-MOS管，P-MOS管的栅极为第二开关管的控制端，P-MOS管的源极为第二开关管的一端，P-MOS管的漏极为第二开关管的另一端。

8.一种迟滞比较控制电路，其特征在于，包括：第一控制电路、第二控制电路、开关管Q3、电阻R3、正反馈支路、供电电压输入端、供电电压输出端、控制信号输入端和接地端；

所述的第一控制电路和所述的第二控制电路结构相同，各自均包括：第一开关管、第一二极管、第一电阻、第二电阻；所述的第一二极管的阳极作为各控制电路的控制端，所述的第一二极管的阴极连接所述的第一电阻的一端，所述的第一电阻的另一端同时连接所述的第二电阻的一端和所述的第一开关管的控制端，所述的第二电阻的另一端连接所述的第一开关管的一端，所述的第一开关管的一端作为各控制电路的输出端，所述的第一开关管的另一端作为各控制电路的输入端；

各控制电路的控制端连接在一起，作为所述的迟滞比较控制电路的控制信号输入端；

所述的第一控制电路的输入端连接所述的电阻R3的一端，所述的电阻R3的另一端连接所述的开关管Q3的控制端，所述的开关管Q3的一端作为所述的迟滞比较控制电路的供电电压输入端，所述的开关管Q3的另一端作为所述的迟滞比较控制电路的供电电压输出端；

所述的第一控制电路的输出端连接所述的第二控制电路的输入端，所述的第二控制电路的输出端作为所述的迟滞比较控制电路的接地端；

所述的正反馈支路用于在所述的迟滞比较控制电路的控制信号输入端输入的控制信号撤销后，维持所述的迟滞比较控制电路的供电电压输出端的状态。

9.根据权利要求8所述的迟滞比较控制电路，其特征在于，所述的正反馈支路的输入端连接所述的开关管Q3的另一端，所述的正反馈支路的输出端连接所述的第一控制电路中第一开关管的控制端。

10.根据权利要求8所述的迟滞比较控制电路，其特征在于：将所述的第一控制电路的第二电阻的另一端的连接关系变更为连接至第二控制电路的输出端。

11.根据权利要求10所述的迟滞比较控制电路，其特征在于，所述的正反馈支路的连接方式为如下两种之一：

所述的正反馈支路的输入端连接所述的开关管Q3的另一端，所述的正反馈支路的输出端连接所述的第一控制电路中第一开关管的控制端；

所述的正反馈支路的输入端连接所述的开关管Q3的另一端，所述的正反馈支路的输出端连接所述的第二控制电路中第一开关管的控制端。

12.根据权利要求8至11所述的迟滞比较控制电路，其特征在于：各控制电路中的第一电阻和第二电阻的阻值为MΩ级。

13.根据权利要求8至11所述的迟滞比较控制电路，其特征在于：所述的正反馈支路包括一二极管和一电阻，所述的二极管的阳极为所述的正反馈支路的输入端，所述的二极管的阴极连接所述的电阻的一端，所述的电阻的另一端为所述的正反馈支路的输出端。

14.根据权利要求8至11任一项所述的迟滞比较控制电路，其特征在于：

所述的第一控制电路中的第一开关管的控制端和一端之间或者所述的第二控制电路中的第一开关管的控制端和一端之间并联有一电容；

或者所述的第一控制电路中的第一开关管的控制端和一端之间与所述的第二控制电路中的第一开关管的控制端和一端之间各自均并联有一电容。

15.根据权利要求8至11任一项所述的迟滞比较控制电路，其特征在于：所述的开关管Q3的一端和电阻R3的一端之间并联有一电阻。

16.根据权利要求8至11任一项所述的迟滞比较控制电路，其特征在于：

各控制电路中的第一开关管为NPN三极管，NPN三极管的基极为第一开关管的控制端，NPN三极管的发射极为第一开关管的一端，NPN三极管的集电极为第一开关管的另一端；开关管Q3为PNP三极管，PNP三极管的基极为开关管Q3的控制端，PNP三极管的发射极为开关管Q3的一端，PNP三极管的集电极为开关管Q3的另一端；

或者各控制电路中的第一开关管为N-MOS管，N-MOS管的栅极为第一开关管的控制端，N-MOS管的源极为第一开关管的一端，N-MOS管的漏极为第一开关管的另一端；开关管Q3为P-MOS管，P-MOS管的栅极为开关管Q3的控制端，P-MOS管的源极为开关管Q3的一端，P-MOS管的漏极为开关管Q3的另一端。

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