CN113852266A - 一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路 - Google Patents

一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路 Download PDF

Info

Publication number
CN113852266A
CN113852266A CN202111103146.5A CN202111103146A CN113852266A CN 113852266 A CN113852266 A CN 113852266A CN 202111103146 A CN202111103146 A CN 202111103146A CN 113852266 A CN113852266 A CN 113852266A
Authority
CN
China
Prior art keywords
output
input end
multiplier
voltage
driving circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202111103146.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113852266B (zh
Inventor
张犁
郑仲舒
王一鸣
吴超
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hohai University HHU
Original Assignee
Hohai University HHU
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hohai University HHU filed Critical Hohai University HHU
Priority to CN202111103146.5A priority Critical patent/CN113852266B/zh
Publication of CN113852266A publication Critical patent/CN113852266A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113852266B publication Critical patent/CN113852266B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路，属于电力电子变换器的控制技术领域。每个开关周期内，逆变器开关管的导通时间、关断时间和高频开关死区时间均通过该控制电路得到，无需添加额外硬件辅助谐振电路，即可在整个电网周期内实现逆变器开关管的零电压开通。该控制电路由低成本数字控制器实现，具有硬件成本低、控制实现简单的优点，在电力电子变换器领域具有广阔的应用前景。

Description

一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，尤其属于电力电子变换器的控制技术领域，具体涉及一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路。
背景技术
新能源发电是改变我国以煤炭为主的能源结构，达成2030年碳达峰、2060年碳中和目标的重要途经。逆变器作为新能源发电与电网之间的连接枢纽，在新能源发电中扮演了重要的角色。
一种单相并网逆变器，其拓扑如图1所示。在采用传统正弦脉宽调制时，开关管由于硬开关动作而存在较大的开关损耗，当开关频率提升时将严重影响变换器的功率变换效率。当变换器电感电流处于临界导通模式(Critical Conduction Mode，CRM)时，开关管可在无额外硬件电路的情况下实现零电压开通(Zero Voltage Switching，ZVS)或谷底电压开通(Valley Switching，VS)，在不增加成本的条件下显著降低开关损耗。基于该思想，授权公布号为“CN 106100412”给出了一种基于边界导通模式(BCM)的全桥变换器的软开关控制策略。但是，上述控制策略需要对电感电流进行高精度的检测，以实现和上包络线和下包络线的精准比较，如图2所示；同时，由于死区时间为固定值，在开关管实现ZVS开通或VS开通前会引入额外的体二极管通态损耗，如图3所示，故以上控制策略对变换器的功率变换效率提升不明显。为了解决该问题，文献“Wang K，Zhu H，Wu J，et al.Adaptive DrivingScheme for ZVS and Minimizing Circulting Current in MHz CRM Converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2021，36(4)：3633-3637.”提出基于体二极管导通检测电路的自适应驱动策略，如图4所示；在开关管导通前检测该开关管的体二极管是否导通，进而动态调整开关管的关断时间和死区时间，减小图3所示的开关管体二极管通态损耗。但是，该控制策略需要电感电流过零检测(ZCD)电路和大量的体二极管导通检测电路，硬件成本较高。全数字控制可仅通过一个低成本的数字控制器实现所有的功能，适用于并网逆变器等成本敏感型领域，但是，现阶段尚缺乏有效的全数字软开关控制方法。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路。相比于传统并网逆变器控制策略，本发明可在不添加任何额外硬件辅助谐振电路的条件下，通过数字计算控制开关管的导通时间、关断时间和死区时间，在整个工频周期内实现所有开关管的零电压开通，具有低成本高效率技术优势。
为了实现上述目的，本发明的技术方案是：
如摘要附图所示，一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路，所述并网逆变器包括直流电源(Udc)，第一直流分压电容(Cdc1)、第二直流分压电容(Cdc2)、第一至第四开关管(S1～S4)、第一至第四开关管的结电容(CS1～CS4)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、输出滤波电感(Lf)、输出滤波电容(Cf)以及交流电网(uac)，第一直流分压电容的一端连接直流电源的正极，第一直流分压电容的另一端连接第二直流分压电容的一端，第二直流分压电容的另一端连接直流电源的负极，第一开关管的源极连接第二开关管的漏极，第二开关管的源极连接第三开关管的漏极、第三开关管的源极连接第四开关管的漏极，第一开关管与第二开关管的公共端连接第一二极管的阴极，第三开关管与第四开关管的公共端连接第二二极管的阳极，第一二极管的阳极连接第二二极管的阴极，第一二极管与第二二极管的公共端连接第一直流分压电容与第二直流分压电容的公共端，第二开关管与第三开关管的公共端连接输出滤波电感的一端，输出滤波电感的另一端连接到输出滤波电容的一端，输出滤波电容的另一端连接第一直流分压电容与第二直流分压电容的公共端，交流电网与输出滤波电容并联；
所述单相并网逆变器的全数字软开关控制电路包括第一至第三电压传感器、电流传感器、第一至第三加法器、第一至第四减法器、第一至第八乘法器、第一至第四除法器、第一至第五运算器、电流调节器、第一比例器、第二比例器、第一选通器、第二选通器、比较器、锁相器、正弦脉宽调制器以及第一至第四驱动电路；
第一电压传感器采样第一直流分压电容的电压(Udc1)，并连接第一选通器的一个输入端；第二电压传感器采样第二直流分压电容的电压(Udc2)，并连接第一选通器的另一个输入端；第三电压传感器采样逆变电路交流电网电压(uac)，并分别连接锁相器的输入端、第二比例器的输入端、第二除法器的除数输入端、第四减法器的正输入端、第四除法器的被除数输入端、第二减法器的负输入端和第一除法器的除数输入端；电流传感器采样输出滤波电感上的电流，并连接第一减法器的负输入端；锁相器的输出端连接第一乘法器的一个输入端，入网电流参考值(Iref)连接第一乘法器的另一个输入端，第一乘法器的输出端连接第一减法器的正输入端，第一减法器的输出端连接电流调节器的输入端，电流调节器的输出端连接第二乘法器的一个输入端，导通时间调整步长(tc)连接第二乘法器的另一个输出端，第二乘法器的输出作为导通时间(ton)，连接第三乘法器的一个输入端和正弦脉宽调制器的第一个输入端；第一选通器的输出分别连接第二减法器的正输入端、第四减法器的负输入端、第四乘法器的一个输入端和第三减法器的正输入端，第二减法器的输出端连接第一除法器的被除数输入端，第一除法器的输出端连接第三乘法器的另一个输入端，第三乘法器的输出端连接第一加法器的一个输入端；第一比例器的输出端连接第三减法器的负输入端，第三减法器的输出端分别连接第四乘法器的另一个输入端和比较器的正输入端，比较器的负输入端连接地，比较器的输出端与第六乘法器的一个输入端连接，第四乘法器的输出端分别连接第一运算器的输入端和第二运算器的输入端，第一运算器的输出端连接第二除法器的被除数输入端，第二除法器的输出端连接第五乘法器一个输入端，第五乘法器的输出端连接第六乘法器的另一个输入端，第六乘法器的输出端连接第一加法器的另一个输入端，第一加法器的输出端作为关断时间(toff)，连接正弦脉宽调制器的第二个输入端；第二运算器的输出端连接第三运算器的输入端，第三运算器的输出端分别连接第三除法器的被除数输入端和第四除法器的除数输入端，第三除法器的除数输入端连接第四减法器的输出端，第三除法器的输出端连接第四运算器的输入端，第四运算器的输出端连接第二加法器的一个输入端，常数π/2分别连接第二比例器的输入端和第三加法器的一个输入端，第二比例器的输出连接第二加法器的另一个输入端，第二加法器的输出端连接第七乘法器的一个输入端，常数
Figure BSA0000253277100000031
分别连接第五乘法器的另一个输入端、第七乘法器的另一个输入端和第八乘法器的一个输入端，第七乘法器的输出端连接第二选通器的一个输入端，第四除法器的输出端连接第五运算器的输入端，第五运算器的输出端连接第三加法器的另一个输入端，第三加法器的输出端连接第八乘法器的一个输出端，第八乘法器的输出端连接第二选通器的另一个输入端，第二选通器的输出端作为死区时间(tdead)，连接正弦脉宽调制器的第三个输入端；正弦脉宽调制器的第四个输入端和第五个输入端分别连接1和0，正弦脉宽调制器的四个输出端依次与第一至第四驱动电路连接，第一至第四驱动电路输出是第一至第四开关管的驱动信号(ugs1-ugs4)。
进一步地，对于第一选通器，根据当前交流电网电压(uac)的极性将相应的输入信号送至第二减法器的正输入端、第四减法器的负输入端、第四乘法器的一个输入端和第三减法器的正输入端，具体过程如下：
当交流电网在正半周时，即输出滤波电容与输出滤波电感公共端处的电压大于输出滤波电容与第一直流分压电容和第二直流分压电容公共端处的电压时，将第一电压传感器的输出送至第二减法器的正输入端、第四减法器的负输入端、第四乘法器的一个输入端和第三减法器的正输入端；当电网在负半周时，即输出滤波电容与输出滤波电感公共端处的电压小于输出滤波电容与第一直流分压电容和第二直流分压电容公共端处的电压时，将第二电压传感器的输出送至第二减法器的正输入端、第四减法器的负输入端、第四乘法器的一个输入端和第三减法器的正输入端。
进一步地，对于第二选通器，根据当前比较器的输出将相应的输入信号送至正弦脉宽调制器的第三个输入端，具体过程如下：
当比较器输出为0时，将第七乘法器的输出送至正弦脉宽调制器的第三个输入端；当比较器输出为1时，将第八乘法器的输出送至正弦脉宽调制器的第三个输入端。
进一步地，对于第一运算器和第三运算器，其输出均为输入的算数平方根；对于第二运算器，其输出均为输入的绝对值；对于第四运算器和第五运算器，其输出均为输入的反正切值。
进一步地，对于正弦脉宽调制器，根据当前交流电网电压(uac)的极性将相应的输入信号送至驱动电路，具体过程如下：
当电网在正半周时，将1送至第二驱动电路并将0送至第四驱动电路，将第二乘法器的输出作为导通时间(ton)送至第一驱动电路，将第一加法器的输出作为关断时间(toff)送至第一驱动电路，将第二乘法器的输出作为关断时间(toff)送至第三驱动电路，将第一加法器的输出作为导通时间(ton)送至第三驱动电路，将第二选通器的输出送至第一驱动电路和第三驱动电路，作为第三驱动电路导通时间结束至第一驱动电路导通时间开始之间的死区时间；
当电网在负半周，将1送至第三驱动电路并将0送至第一驱动电路，将第二乘法器的输出作为导通时间(ton)送至第四驱动电路，将第一加法器的输出作为关断时间(toff)送至第四驱动电路，将第二乘法器的输出作为关断时间(toff)送至第二驱动电路，将第一加法器的输出作为导通时间(ton)送至第二驱动电路，将第二选通器的输出送至第四驱动电路和第二驱动电路，作为第二驱动电路导通时间结束至第四驱动电路导通时间开始之间的死区时间；
特别地，驱动电路在各自的导通时间内输出为高电平，在死区时间和关断时间内输出为低电平。
采用上述技术方案带来的有益效果：
(1)本发明使所述单相并网逆变器工作在临界导通模式，通过计算调整开关动作间的死区时间，在整个电网周期内实现开关管的零电压开通，相比于传统边界导通模式的软开关控制方案降低了损耗，提高了变换效率；
(2)本发明的控制电路可由低成本数字控制器实现，所需硬件成本与硬开关控制方案一致，并低于已有软开关控制方案的成本。
(3)本发明可使逆变器在高开关频率下仍具有较高的效率，有利于逆变器设备的高功率密度化。
附图说明
图1为本发明单相并网逆变器的拓扑；
图2为专利“CN 106100412”提出的边界导通模式策略；
图3为单相并网逆变器在电网正半周实现ZVS的示意图；
图4为论文“Wang K，Zhu H，Wu J，et al.Adaptive Driving Scheme for ZVS andMinimizing Circulating Current in MHz CRM Converters[J].IEEE Transactions onPower Electronics，2021，36(4)：3633-3637.”提出基于体二极管导通检测电路的自适应驱动策略
图5为本发明单相并网逆变器的全数字软开关控制策略的实施；
图6为本发明单相并网逆变器的全数字软开关控制策略在数字控制器中的实施流程图；
图7为本发明单相并网逆变器的工作模态；
图8为本发明单相并网逆变器全数字软开关控制下的实验波形。
图9为本发明单相并网逆变器在所提控制策略和传统边界导通模式策略下实验得到的效率曲线。
具体实施方式
下面将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。
本发明涉及的一种单相并网逆变器的软开关控制电路，如图5所示。该单相并网逆变器包括直流电源Udc、输入分压电容1、逆变电路2、输出滤波电感Lf、输出滤波电容Cf和交流电网uac。控制电路为全数字软开关控制电路3。所述全数字软开关控制电路包括三个电压传感器、电流传感器、三个加法器、四个减法器、八个乘法器、四个除法器、五个运算器、电流调节器、两个比例器、两个选通器、比较器、锁相器、正弦脉宽调制器以及四个驱动电路；具体如下：
对于全数字软开关控制电路，第一电压传感器采样第一直流分压电容的电压，并连接第一选通器的一个输入端；第二电压传感器采样第二直流分压电容的电压，并连接第一选通器的另一个输入端；第三电压传感器采样逆变电路交流电网电压，并分别连接锁相器的输入端、第二比例器的输入端、第二除法器的除数输入端、第四减法器的正输入端、第四除法器的被除数输入端、第二减法器的负输入端和第一除法器的除数输入端；电流传感器采样输出滤波电感上的电流，并连接第一减法器的负输入端；锁相器的输出端连接第一乘法器的一个输入端，入网电流参考值Iref连接第一乘法器的另一个输入端，第一乘法器的输出端连接第一减法器的正输入端，第一减法器的输出端连接电流调节器的输入端，电流调节器的输出端连接第二乘法器的一个输入端，导通时间调整补偿tc连接第二乘法器的另一个输出端，第二乘法器的输出作为导通时间ton，连接第三乘法器的一个输入端和正弦脉宽调制器的第一个输入端；第一选通器的输出分别连接第二减法器的正输入端、第四减法器的负输入端、第四乘法器的一个输入端和第三减法器的正输入端，第二减法器的输出端连接第一除法器的被除数输入端，第一除法器的输出端连接第三乘法器的另一个输入端，第三乘法器的输出端连接第一加法器的一个输入端；第一比例器的输出端连接第三减法器的负输入端，第三减法器的输出端分别连接第四乘法器的另一个输入端和比较器的正输入端，比较器的负输入端连接地，比较器的输出端与第六乘法器的一个输入端连接，第四乘法器的输出端分别连接第一运算器的输入端和第二运算器的输入端，第一运算器的输出端连接第二除法器的被除数输入端，第二除法器的输出端连接第五乘法器一个输入端，第五乘法器的输出端连接第六乘法器的另一个输入端，第六乘法器的输出端连接第一加法器的另一个输入端，第一加法器的输出端作为关断时间toff，连接正弦脉宽调制器的第二个输入端；第二运算器的输出端连接第三运算器的输入端，第三运算器的输出端分别连接第三除法器的被除数输入端和第四除法器的除数输入端，第三除法器的除数输入端连接第四减法器的输出端，第三除法器的输出端连接第四运算器的输入端，第四运算器的输出端连接第二加法器的一个输入端，常数π/2分别连接第二比例器的输入端和第三加法器的一个输入端，第二比例器的输出连接第二加法器的另一个输入端，第二加法器的输出端连接第七乘法器的一个输入端，常数
Figure BSA0000253277100000061
分别连接第五乘法器的另一个输入端、第七乘法器的另一个输入端和第八乘法器的一个输入端，第七乘法器的输出端连接第二选通器的一个输入端，第四除法器的输出端连接第五运算器的输入端，第五运算器的输出端连接第三加法器的另一个输入端，第三加法器的输出端连接第八乘法器的一个输出端，第八乘法器的输出端连接第二选通器的另一个输入端，第二选通器的输出端作为死区时间tdead，连接正弦脉宽调制器的第三个输入端；正弦脉宽调制的第四个输入端和第五个输入端分别连接1和0，正弦脉宽调制器的四个输出端依次与第一至第四驱动电路连接，第一至第四驱动电路输出是第一至第四开关管的驱动信号(ugs1-ugs4)。
在本实施例中，采用如下优选技术方案：
当电网在正半周时，即输出滤波电容与输出滤波电感公共端处的电压大于输出滤波电容与第一直流分压电容和第二直流分压电容公共端处的电压时，将第一电压传感器的输出送至第二减法器的正输入端、第四减法器的负输入端、第四乘法器的一个输入端和第三减法器的正输入端；当电网在负半周时，即输出滤波电容与输出滤波电感公共端处的电压小于输出滤波电容与第一直流分压电容和第二直流分压电容公共端处的电压时，将第二电压传感器的输出送至第二减法器的正输入端、第四减法器的负输入端、第四乘法器的一个输入端和第三减法器的正输入端。
当比较器输出为0时，将第七乘法器的输出送至正弦脉宽调制器的第三个输入端；当比较器输出为1时，将第八乘法器的输出送至正弦脉宽调制器的第三个输入端。
对于第一运算器和第三运算器，其输出均为输入的算数平方根；对于第二运算器，其输出均为输入的绝对值；对于第四运算器和第五运算器，其输出均为输入的反正切值。
当电网在正半周时，将1送至第二驱动电路并将0送至第四驱动电路，将第二乘法器的输出作为导通时间送至第一驱动电路，将第一加法器的输出作为关断时间送至第一驱动电路，将第二乘法器的输出作为关断时间送至第三驱动电路，将第一加法器的输出作为导通时间送至第三驱动电路，将第二选通器的输出送至第一驱动电路和第三驱动电路，作为第三驱动电路导通时间结束至第一驱动电路导通时间开始之间的死区时间；
当电网在负半周，将1送至第三驱动电路并将0送至第一驱动电路，将第二乘法器的输出作为导通时间送至第四驱动电路，将第一加法器的输出作为关断时间送至第四驱动电路，将第二乘法器的输出作为关断时间送至第二驱动电路，将第一加法器的输出作为导通时间送至第二驱动电路，将第二选通器的输出送至第四驱动电路和第二驱动电路，作为第二驱动电路导通时间结束至第四驱动电路导通时间开始之间的死区时间；
特别地，驱动电路在各自的导通时间内输出为高电平，在死区时间和关断时间内输出为低电平。
单相并网逆变器所连接的电网在正半周时，第一开关管驱动信号和第三开关管驱动信号分别按当前时刻正弦脉宽调制器的输出高频动作，且第三开关管驱动信号和第一开关管驱动信号间的死区时间为第二选通器的输出，第二开关管驱动信号为高电平、第四开关管驱动信号为低电平；并网逆变器所连接的电网在负半周时，第一开关管驱动信号为低电平、第三开关管驱动信号为高电平、第二开关管驱动信号和第四开关管驱动信号按当前时刻正弦脉宽调制器的输出高频动作，且第二开关管驱动信号和第四开关管驱动信号间的死区时间为第二选通器的输出。
图6所示为本发明在数字控制器中的实施流程图。
首先，传感器采样交流电网电压uac、第一直流分压电容电压Udc1、第二直流分压电容电压Udc2和电感电流，对电感电流进行调节器控制后得到下一开关周期的导通时间ton并根据伏秒平衡原理初步计算关断时间tvsb。根据交流电网电压uac和第一选通器输出电压信号Udex之间的关系采用不同的公式计算关断时间toff和死区时间tdead最后，将得到下一周期开关管的导通时间、关断时间和死区时间送至正确的驱动电路。
当采用本发明所提出的单相并网逆变器的软开关控制策略后，该逆变器在一个交流周期内的开关模态如图7所示。逆变器所连接交流电网处于正半周时，当第一开关管S1导通时，电感电流流经经第一开关管S1和第二开关管S2，并在直流电压的作用下线性上升(见图7的(a)和图3中的t0-t1时刻)，第一开关管S1的导通时间为上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的导通时间ton；第一开关管S1关断后，第三开关管S3导通，电感电流经第一二极管D1和第二开关管S2续流并线性下降(见图7的(b)和图3中的t2-t4时刻)，第三开关管S3的导通时间等于上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的关断时间toff；当交流电网电压uac和第一选通器输出电压信号Udcx满足2uac＞Udcx时(此时Udcx＝Udc1)，由于第三开关管S3的导通时间恰好等于tvsb，因此第三开关管S3关断时电感电流恰好下降至0(如图3中的t3时刻)，第三开关管S3关断后电路进入死区时间，此时电感与第一开关管S1和第三开关管S3的结电容发生谐振(见图7中的(d))，使第一开关管S1的结电容放电，第一开关管S1的漏源电压开始下降(见图3中的t4-t6时刻)，该死区时间等于上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的死区时间tdead；当交流电网电压uac和直流侧电压Ude满足2uac＜Udcx时(此时Udcx＝Udc1)，由于第三开关管S3的导通时间大于tvsb，第三开关管在电感电流下降至零后延迟关断，这使得电感电流在交流电网电压的作用下反向并流经第三开关管S1和第二二极管D2，在交交流电网电压的作用下线性上升(见图7的(c)和图3中的t3-t4时刻)，在第三开关管S3的导通时间结束后，第三开关管S3关断，此时电感电流为一较小负值，第三开关管S3关断后电路进入死区时间，此时电感与第一开关管S1和第三开关管S3的结电容发生谐振，使第一开关管S1的结电容放电，第一开关管S1的漏源电压开始下降(见图7中的(d)和图3中的t4-t6时刻)，该死区时间等于上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的死区时间tdead；因死区时间由计算公式根据电路的在谐振时的初始状态动态调整，故死区时间结束时S1的漏源电压恰好降低至0(见图3中的t6时刻)，由于死区时间的结束，第一开关管S1的开通时刻将由图3中的t7时刻提前至t6时刻，不仅实现了第一开关管S1的零电压开通，还避免了第一开关管S1产生体二极管导通损耗。
逆变器所连接交流电网处于负半周时，当第四开关管S4导通时，电感电流流经第四开关管S4和第三开关管S3(见图6中的(e))，第四开关管S4的导通时间为上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的导通时间ton；第四开关管S4关断后，第二开关管S2导通，电感电流经第二二极管D2和第三开关管S3续流(见图6中的(f))，第二开关管S2的导通时间等于上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的关断时间toff；当交流电网电压uac和第一选通器输出电压信号Udcx满足2|uac|＞Udcx时(此时Udcx＝Udc2)，由于第二开关管S2的导通时间恰好等于tvsb，因此第二开关管S2关断时电感电流恰好下降至0，第三开关管S3关断后电路进入死区时间，此时电感与第二开关管S2和第四开关管S4的结电容发生谐振(见图7中的(h))，使第四开关管S4的结电容放电，第四开关管S4的漏源电压开始下降，该死区时间等于上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的死区时间tdead；当交流电网电压uac和直流侧电压Udc满足2|uac|＜Udcx时(此时Udcx＝Udc2)，由于第二开关管S2的导通时间大于tvsb，第二开关管在电感电流下降至零后延迟关断，这使得电感电流在交流电网电压的作用下反向并流经第二开关管S2和第一二极管D1，在交流电网电压的作用下线性上升(见图7的(g))，在第二开关管S2的导通时间结束后，第二开关管S2关断，此时电感电流为一较小正值，第二开关管S2关断后电路进入死区时间，此时电感与第二开关管S2和第四开关管S4的结电容发生谐振，使第四开关管S4的结电容放电，第四开关管S4的漏源电压开始下降(见图7中的(h))，该死区时间等于上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的死区时间tdead；因死区时间由计算公式根据电路的在谐振时的初始状态动态调整，故死区时间结束时S4的漏源电压恰好降低至0，由于死区时间的结束，第四开关管S4的开通时刻将提前，不仅实现了第四开关管S4的零电压开通，还避免了第四开关管S4产生体二极管导通损耗。
根据本发明的技术方案搭建了实验平台，得到了在本发明所提控制策略下的实验波形，控制方案全部由低成本的数字控制器TMS320F28377S实现，如图8所示，其中iL，iac，ugs1和uds1分别为电感电流、入网电流、第一开关管S1的栅源电压和其漏源电压。实验波形表明，本发明提出的单相并网逆变器全数字软开关控制方案不仅可在整个交流周期内实现开关管的零电压开通，并且消除了因死区时间过长而引起的开关管体二极管通态损耗，证明了本发明的正确性和实用性。
实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (6)

1.一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路，所述并网逆变器包括直流电源(Udc)，第一直流分压电容(Cdc1)、第二直流分压电容(Cdc2)、第一至第四开关管(S1～S4)、第一至第四开关管的结电容(CS1～CS4)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、输出滤波电感(Lf)、输出滤波电容(Cf)以及交流电网(uac)，第一直流分压电容的一端连接直流电源的正极，第一直流分压电容的另一端连接第二直流分压电容的一端，第二直流分压电容的另一端连接直流电源的负极，第一开关管的源极连接第二开关管的漏极，第二开关管的源极连接第三开关管的漏极、第三开关管的源极连接第四开关管的漏极，第一开关管与第二开关管的公共端连接第一二极管的阴极，第三开关管与第四开关管的公共端连接第二二极管的阳极，第一二极管的阳极连接第二二极管的阴极，第一二极管与第二二极管的公共端连接第一直流分压电容与第二直流分压电容的公共端，第二开关管与第三开关管的公共端连接输出滤波电感的一端，输出滤波电感的另一端连接到输出滤波电容的一端，输出滤波电容的另一端连接第一直流分压电容与第二直流分压电容的公共端，交流电网与输出滤波电容并联；其特征在于：
单相并网逆变器的全数字软开关控制电路包括第一至第三电压传感器、电流传感器、第一至第三加法器、第一至第四减法器、第一至第八乘法器、第一至第四除法器、第一至第五运算器、电流调节器、第一比例器、第二比例器、第一选通器、第二选通器、比较器、锁相器、正弦脉宽调制器以及第一至第四驱动电路；
第一电压传感器采样第一直流分压电容的电压(Udc1)，并连接第一选通器的一个输入端；第二电压传感器采样第二直流分压电容的电压(Uddc2)，并连接第一选通器的另一个输入端；第三电压传感器采样逆变电路交流电网电压(uac)，并分别连接锁相器的输入端、第二比例器的输入端、第二除法器的除数输入端、第四减法器的正输入端、第四除法器的被除数输入端、第二减法器的负输入端和第一除法器的除数输入端；电流传感器采样输出滤波电感上的电流，并连接第一减法器的负输入端；锁相器的输出端连接第一乘法器的一个输入端，入网电流参考值(Iref)连接第一乘法器的另一个输入端，第一乘法器的输出端连接第一减法器的正输入端，第一减法器的输出端连接电流调节器的输入端，电流调节器的输出端连接第二乘法器的一个输入端，导通时间调整步长(tc)连接第二乘法器的另一个输出端，第二乘法器的输出作为导通时间(ton)，连接第三乘法器的一个输入端和正弦脉宽调制器的第一个输入端；第一选通器的输出分别连接第二减法器的正输入端、第四减法器的负输入端、第四乘法器的一个输入端和第三减法器的正输入端，第二减法器的输出端连接第一除法器的被除数输入端，第一除法器的输出端连接第三乘法器的另一个输入端，第三乘法器的输出端连接第一加法器的一个输入端；第一比例器的输出端连接第三减法器的负输入端，第三减法器的输出端分别连接第四乘法器的另一个输入端和比较器的正输入端，比较器的负输入端连接地，比较器的输出端与第六乘法器的一个输入端连接，第四乘法器的输出端分别连接第一运算器的输入端和第二运算器的输入端，第一运算器的输出端连接第二除法器的被除数输入端，第二除法器的输出端连接第五乘法器一个输入端，第五乘法器的输出端连接第六乘法器的另一个输入端，第六乘法器的输出端连接第一加法器的另一个输入端，第一加法器的输出端作为关断时间(toff)，连接正弦脉宽调制器的第二个输入端；第二运算器的输出端连接第三运算器的输入端，第三运算器的输出端分别连接第三除法器的被除数输入端和第四除法器的除数输入端，第三除法器的除数输入端连接第四减法器的输出端，第三除法器的输出端连接第四运算器的输入端，第四运算器的输出端连接第二加法器的一个输入端，常数π/2分别连接第二比例器的输入端和第三加法器的一个输入端，第二比例器的输出连接第二加法器的另一个输入端，第二加法器的输出端连接第七乘法器的一个输入端，常数
Figure FSA0000253277090000021
分别连接第五乘法器的另一个输入端、第七乘法器的另一个输入端和第八乘法器的一个输入端，第七乘法器的输出端连接第二选通器的一个输入端，第四除法器的输出端连接第五运算器的输入端，第五运算器的输出端连接第三加法器的另一个输入端，第三加法器的输出端连接第八乘法器的一个输出端，第八乘法器的输出端连接第二选通器的另一个输入端，第二选通器的输出端作为死区时间(tdead)，连接正弦脉宽调制器的第三个输入端；正弦脉宽调制器的第四个输入端和第五个输入端分别连接1和0，正弦脉宽调制器的四个输出端依次与第一至第四驱动电路连接，第一至第四驱动电路输出是第一至第四开关管的驱动信号(ugs1-ugs4)。
2.根据权利要求1所述的一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路，其特征在于：对于第一选通器，根据当前交流电网电压(uac)的极性将相应的输入信号送至第二减法器的正输入端、第四减法器的负输入端、第四乘法器的一个输入端和第三减法器的正输入端，具体过程如下：
当交流电网在正半周时，即输出滤波电容与输出滤波电感公共端处的电压大于输出滤波电容与第一直流分压电容和第二直流分压电容公共端处的电压时，将第一电压传感器的输出送至第二减法器的正输入端、第四减法器的负输入端、第四乘法器的一个输入端和第三减法器的正输入端；当电网在负半周时，即输出滤波电容与输出滤波电感公共端处的电压小于输出滤波电容与第一直流分压电容和第二直流分压电容公共端处的电压时，将第二电压传感器的输出送至第二减法器的正输入端、第四减法器的负输入端、第四乘法器的一个输入端和第三减法器的正输入端。
3.根据权利要求1所述的一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路，其特征在于：对于第二选通器，根据当前比较器的输出将相应的输入信号送至正弦脉宽调制器的第三个输入端，具体过程如下：
当比较器输出为0时，将第七乘法器的输出送至正弦脉宽调制器的第三个输入端；当比较器输出为1时，将第八乘法器的输出送至正弦脉宽调制器的第三个输入端。
4.根据权利要求1所述的一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路，其特征在于：对于第一运算器和第三运算器，其输出均为输入的算数平方根；对于第二运算器，其输出均为输入的绝对值；对于第四运算器和第五运算器，其输出均为输入的反正切值。
5.根据权利要求1所述的一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路，其特征在于：对于正弦脉宽调制器，根据当前交流电网电压(uac)的极性将相应的输入信号送至驱动电路，具体过程如下：
当交流电网在正半周时，将1送至第二驱动电路并将0送至第四驱动电路，将第二乘法器的输出作为导通时间(ton)送至第一驱动电路，将第一加法器的输出作为关断时间(toff)送至第一驱动电路，将第二乘法器的输出作为关断时间(toff)送至第三驱动电路，将第一加法器的输出作为导通时间(ton)送至第三驱动电路，将第二选通器的输出送至第一驱动电路和第三驱动电路，作为第三驱动电路导通时间结束至第一驱动电路导通时间开始之间的死区时间；
当交流电网在负半周，将1送至第三驱动电路并将0送至第一驱动电路，将第二乘法器的输出作为导通时间(ton)送至第四驱动电路，将第一加法器的输出作为关断时间(toff)送至第四驱动电路，将第二乘法器的输出作为关断时间(toff)送至第二驱动电路，将第一加法器的输出作为导通时间(ton)送至第二驱动电路，将第二选通器的输出送至第四驱动电路和第二驱动电路，作为第二驱动电路导通时间结束至第四驱动电路导通时间开始之间的死区时间；
特别地，驱动电路在各自的导通时间内输出为高电平，在死区时间和关断时间内输出为低电平。
6.根据权利要求1所述的一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路，其特征在于：单相并网逆变器所连接的电网在正半周时，第一开关管驱动信号和第三开关管驱动信号分别按当前时刻正弦脉宽调制器的输出高频动作，且第三开关管驱动信号和第一开关管驱动信号间的死区时间为第二选通器的输出，第二开关管驱动信号为高电平、第四开关管驱动信号为低电平；
单相并网逆变器所连接的电网在负半周时，第一开关管驱动信号为低电平、第三开关管驱动信号为高电平、第二开关管驱动信号和第四开关管驱动信号按当前时刻正弦脉宽调制器的输出高频动作，且第二开关管驱动信号和第四开关管驱动信号间的死区时间为第二选通器的输出。
CN202111103146.5A 2021-09-18 2021-09-18 一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路 Active CN113852266B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111103146.5A CN113852266B (zh) 2021-09-18 2021-09-18 一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111103146.5A CN113852266B (zh) 2021-09-18 2021-09-18 一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113852266A true CN113852266A (zh) 2021-12-28
CN113852266B CN113852266B (zh) 2023-10-13

Family

ID=78974695

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111103146.5A Active CN113852266B (zh) 2021-09-18 2021-09-18 一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113852266B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115658012A (zh) * 2022-09-30 2023-01-31 杭州智芯科微电子科技有限公司 向量乘加器的sram模拟存内计算装置和电子设备

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103178739A (zh) * 2013-04-17 2013-06-26 东南大学 一种零电压转换全桥型非隔离光伏并网逆变器
CN103762880A (zh) * 2014-01-24 2014-04-30 哈尔滨工业大学 单相全桥交错并联光伏并网逆变器
US20170005592A1 (en) * 2015-07-03 2017-01-05 Delta Electronics, Inc. Control method of inverter circuit
CN111800031A (zh) * 2020-07-15 2020-10-20 浙江昱能科技有限公司 一种三相逆变器及三相逆变器的控制方法
US20210044220A1 (en) * 2020-04-24 2021-02-11 Harbin Institute Of Technology Zero-Voltage Zero-Current Soft Switching Type Driving Method for Ultrasonic Driving Unit
CN112636622A (zh) * 2020-12-16 2021-04-09 河海大学 中点钳位型三电平逆变器的软开关控制电路

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103178739A (zh) * 2013-04-17 2013-06-26 东南大学 一种零电压转换全桥型非隔离光伏并网逆变器
CN103762880A (zh) * 2014-01-24 2014-04-30 哈尔滨工业大学 单相全桥交错并联光伏并网逆变器
US20170005592A1 (en) * 2015-07-03 2017-01-05 Delta Electronics, Inc. Control method of inverter circuit
US20210044220A1 (en) * 2020-04-24 2021-02-11 Harbin Institute Of Technology Zero-Voltage Zero-Current Soft Switching Type Driving Method for Ultrasonic Driving Unit
CN111800031A (zh) * 2020-07-15 2020-10-20 浙江昱能科技有限公司 一种三相逆变器及三相逆变器的控制方法
CN112636622A (zh) * 2020-12-16 2021-04-09 河海大学 中点钳位型三电平逆变器的软开关控制电路

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115658012A (zh) * 2022-09-30 2023-01-31 杭州智芯科微电子科技有限公司 向量乘加器的sram模拟存内计算装置和电子设备
CN115658012B (zh) * 2022-09-30 2023-11-28 杭州智芯科微电子科技有限公司 向量乘加器的sram模拟存内计算装置和电子设备

Also Published As

Publication number Publication date
CN113852266B (zh) 2023-10-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9673730B2 (en) Double auxiliary resonant commutated pole three-phase soft-switching inverter circuit and modulation method
CN112636581B (zh) 图腾柱pfc整流器的软开关控制电路
CN111010043B (zh) 一种全桥llc谐振变换器定频控制方法
CN112636622B (zh) 中点钳位型三电平逆变器的软开关控制电路
CN112564475B (zh) 单相交错并联图腾柱pfc电路的dcm控制方法和装置
CN201839200U (zh) 一种变占空比控制的功率因数校正电路
CN116317528B (zh) 单级单相无桥倍压式cuk型pfc变换器
CN103312165A (zh) 一种高频多相交错式变换装置及控制方法
CN114448249A (zh) 四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制电路
CN101540507A (zh) 补偿式三相有源功率因数校正电路
Chu et al. Resonant inductance design and loss analysis of a novel resonant DC link inverter
Haryani et al. A novel ZVS turn-on triangular current mode control with phase synchronization for three level inverters
CN117118257B (zh) 一种耦合电感双模式高效率光伏微型逆变器
CN110518818B (zh) 定频控制的crm降压-反激pfc变换器
CN113852266B (zh) 一种单相并网逆变器的全数字软开关控制电路
CN106655862B (zh) 一种抑制纹波的非隔离型逆变器及其控制方法
CN114448248A (zh) 耦合电感交错并联四开关升降压双向变换器的控制电路
Li et al. Soft-switching single stage isolated AC-DC converter for single-phase high power PFC applications
CN115714548A (zh) 谐振直流环节软开关逆变器及其电路调制方法
CN111865115A (zh) 最优频率控制的双定频crm降压-升降压pfc变换器
CN108631638B (zh) 一种单相逆变器的改进模型预测控制方法
Haryani et al. ZVS Turn-on Triangular Current Mode (TCM) Control for Three-Phase Two-Level Converters With Reactive Power Control
CN106655733B (zh) 一种漏感能量回馈型纹波抑制逆变器及其控制方法
CN110601253B (zh) 一种dcm反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法
CN116760302B (zh) 一种同步整流控制系统与方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant