CN113783412A - 一种高频低损耗变换器电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种高频低损耗变换器电路，包括功率因数校正电路和双buck电路，功率因数校正电路包括开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6、滤波电感L1、L2和电容C1，所述双buck电路包括开关管S7、开关管S8、电容C2、C3、C4、C5、电感L3、L4和二极管D1、D2。本发明前级为交错并联无桥功率因数校正电路，后级为双Buck功率变换电路，实现开关管零电压开通。在提高开关频率，提升系统效率、功率密度的同时，减轻了输入电流纹波带来的噪声影响。本功率变换器结构简单，元器件数目少，能够简单有效提高交/直流功率变换器的功率密度、应用效率和可靠性。

Description

一种高频低损耗变换器电路
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，特别涉及一种高频低损耗交/直流功变换器电路。
背景技术
交/直流开关变换器作为现代电源被广泛应用于数据中心应用及数据通讯设备等领域，在电网和用电设备之间起着至关重要的过渡角色。变换器前级一般采用功率因数校正电路以抑制甚至消除谐波对电网的污染，后级采用DC/DC电路实现直流功率变换。“高频化”作为目前电力电子技术发展的主要方向，可以通过提高开关频率有效降低变换器体积和重量，提升系统功率密度，但与此同时也会引起开关损耗问题，影响系统效率。通过采用软开关技术，在开关过程中加入谐振环节可以实现零电压开通或零电流关断，有效降低开关损耗。目前常采用增加谐振元件或辅助电路的方式实现软开关，存在元器件数目多、设计难度大的缺点。
发明内容
针对现有技术存在的问题，本发明的目的在于提供了一种结构简单、元器件数少的高频低损耗变换器电路。
为实现上述目的，本发明的高频低损耗变换器电路，包括功率因数校正电路和双buck电路；
所述功率因数校正电路包括开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6、滤波电感L1、L2和电容C1；其中，所述开关管S1、所述开关管S5和所述开关管S3的第一端连接，所述开关管S1、所述开关管S5和所述开关管S3的第二端对应与所述开关管S2、所述开关管S6和所述开关管S4的第一端连接；所述开关管S2、所述开关管S6和所述开关管S4的第二端连接；所述滤波电感L1和所述滤波电感L2的一端与电源的一端连接，所述滤波电感L1的另一端与所述开关管S1和所述开关管S2的公共端连接，所述滤波电感L2的另一端与所述开关管S3和所述开关管S4的公共端连接，电源的另一端与所述开关管S5和开关管S6的公共端连接；所述电容C1的第一端与所述开关管S1、开关管S5和开关管S3的第一端连接，所述电容C1的第二端与所述开关管S2、开关管S6、开关管S4的第二端连接
所述双buck电路包括开关管S7、开关管S8、电容C2、C3、C4、C5、电感L3、L4和二极管D1、D2；其中，所述开关管S8、电容C2、电容C4和二极管D1的第一端连接，所述开关管S8、电容C2、电容C4和二极管D1的第二端对应与二极管D2、电容C3、电容C5和开关管S7的第一端连接，二极管D2、电容C3、电容C5和开关管S7的第二端连接，电感L1的第一端与开关管S8和二极管D2的公共端连接，电感L3的第二端与电感L4的第一端连接，电感L4的第二端与二极管D1和开关管S7的公共端连接，电感L3的第二端与电感L4的第一端与电容C2和电容C3的公共端连接，电容C2、C3的公共端与电容C4、C5的公共端之间输出电压；
电容C1的第一端与开关管S8、电容C2、电容C4和二极管D1的第一端连接，电容C1的第二端与二极管D2、电容C3、电容C5和开关管S7的第二端连接。
进一步，开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8为GaN开关管。
进一步，开关管S1、S2、S3、S4为高频开关管，开关管S5、S6为低频开关管，在正半周期内开关管S6常开，开关管S5关断，在负半周期内开关管S6关断，开关管S5常开。
进一步，在双buck电路的正半周期内开关管S7常关，开关管S8常开，在负半周期内开关管S7和二极管D1组成一组buck电路，开关管S8和二极管D2组成另一组buck电路。
进一步，在功率因数校正电路的输入电压低于输出电压的一半时，开关管S1的寄生电容CS1与电感L1谐振使开关管S1在死区时段谐振到电压为零后驱动开关管S1开通。
进一步，在功率因数校正电路的输入电压大于输出电压的一半时，延长开关管S2的开通时间使开关管S1的寄生电容与电感L1谐振到电压为零后驱动开关管S1开通。
进一步，开关管S8关断后，电感L3与开关管S8的寄生电容CS8发生谐振到电压为零后驱动开关管S8开通。
本发明前级为交错并联无桥功率因数校正电路，后级为双Buck功率变换电路，实现开关管零电压开通。在提高开关频率，提升系统效率、功率密度的同时，减轻了输入电流纹波带来的噪声影响。本功率变换器结构简单，元器件数目少，能够简单有效提高交/直流功率变换器的功率密度、应用效率和可靠性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明一实施例的高频低损耗变换器电路的结构示意图；
图2为本发明一实施例的功率因数校正电路在正半周期内的等效电路图；
图3为本发明一实施例的功率因数校正电路中开关管驱动波形及电流波形图；
图4为本发明一实施例的双buck电路在正半周期内的等效电路图；
图5为本发明一实施例的双buck电路中开关管驱动波形及电流波形图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。
如图1和2所示，本发明的高频低损耗变换器电路，包括功率因数校正电路1和双buck电路2；
所述功率因数校正电路1包括开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6、滤波电感L1、L2和电容C1；其中，所述开关管S1、所述开关管S5和所述开关管S3的第一端连接，所述开关管S1、所述开关管S5和所述开关管S3的第二端对应与所述开关管S2、所述开关管S6和所述开关管S4的第一端连接；所述开关管S2、所述开关管S6和所述开关管S4的第二端连接；所述滤波电感L1和所述滤波电感L2的一端与电源的一端连接，所述滤波电感L1的另一端与所述开关管S1和所述开关管S2的公共端连接，所述滤波电感L2的另一端与所述开关管S3和所述开关管S4的公共端连接，电源的另一端与所述开关管S5和开关管S6的公共端连接；所述电容C1的第一端与所述开关管S1、开关管S5和开关管S3的第一端连接，所述电容C1的第二端与所述开关管S2、开关管S6、开关管S4的第二端连接
所述双buck电路2包括开关管S7、开关管S8、电容C2、C3、C4、C5、电感L3、L4和二极管D1、D2；其中，所述开关管S8、电容C2、电容C4和二极管D1的第一端连接，所述开关管S8、电容C2、电容C4和二极管D1的第二端对应与二极管D2、电容C3、电容C5和开关管S7的第一端连接，二极管D2、电容C3、电容C5和开关管S7的第二端连接，电感L1的第一端与开关管S8和二极管D2的公共端连接，电感L3的第二端与电感L4的第一端连接，电感L4的第二端与二极管D1和开关管S7的公共端连接，电感L3的第二端与电感L4的第一端与电容C2和电容C3的公共端连接，电容C2、C3的公共端与电容C4、C5的公共端之间输出电压；
电容C1的第一端与开关管S8、电容C2、电容C4和二极管D1的第一端连接，电容C1的第二端与二极管D2、电容C3、电容C5和开关管S7的第二端连接。
具体来说，其中功率因数校正电路中L1，L2为滤波电感，S1～S4为高频开关管，CS1～CS4分别为S1～S4的寄生电容，S5，S6为低频开关管，工作在工频状态。对于交流输入电，正半周期内开关管S6常开，开关管S5关断，负半周期内反之。后级电路同样有正负周期两种工作模式，为提高工作频率、减小系统体积，两种模式切换频率提高至500Hz左右。正半周内，开关管S7常关，开关管S8以高频工作(可至上兆赫兹)，负半周内反之。开关管S7和二极管D1组成一组Buck电路，开关管S8和二极管D2组成另一组Buck电路；DS7、CS7分别为开关管S7的自身的体二极管及其寄生电容；DS8、CS8为开关管S8的自身的体二极管及其寄生电容；L3和L4为滤波电感，C2和C3为电路的滤波电容。C4和C5为电路的半桥电容，使双Buck电路的两个桥臂分压相等，避免了直流电压分配不均衡的弊端。
前级电路中，以正半周为例得到电路的等效电路如图2所示，开关管驱动波形及对应电流波形图如图3所示。此阶段S2，S4为电路主开关管，S1，S3充当辅助续流管。(开关管S1、S2组成一组回路，开关管S3、S4组成另一组回路，两组交替工作，电感L2电流波形滞后于电感L1)开关管S2开通时，电感处于储能状态，电流流经开关管S2并线性增加。开关管S2关断后，开关管S1开通，此时主开关管S1两端电压值保持为输出电压Vo不变，电感经开关管S2续流，电感电流线性减小。当电感电流减小至零时，若此时关断开关管S1，使两只开关管均处于死区内的断路状态，则电感与寄生电容谐振，电感电流值呈正弦型变化。当输入电压低于输出电压的一半时，电容CS1的能量足以使其在死区时段内谐振到电压为零，实现开关管在下一时段内零电压开通。而当输入属于电压高于输出电压的一半时，开关管S1开通前，电容CS1两端电压无法谐振回零，因此通过延长开关管S2的开通时间，使电感电流反向增加，增大谐振能量，使电容CS1电压足以谐振回零。由此，通过控制辅助开关管的开通时间，可以实现高频开关的开关管零电压开通。同时利用数字闭环控制控制主开关管的开通时间，使电感电流波形追随输入电压波形，实现功率因数校正的功能。由基尔霍夫电流定律可知，将电感L1与L2电感电流波形叠加后获得输入电流Iin波形，可以看出输入电流连续，且波动明显小于各独立电感电流。
双buck电路中，以正半周为例得到电路的等效电路如图4所示，开关管驱动波形及对应电流波形图如图5所示。t0时刻开关管驱动关断后，电流开始下降。至t2时刻，电流下降至零后，开关管S8延时开通。此阶段L3与寄生电容CS8发生谐振，开关管S8端电压下降，降至零后，控制器发出驱动信号，实现零电压开通，进而降低甚至消除开关损耗，提高系统效率。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分步骤可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种高频低损耗变换器电路，其特征在于，包括功率因数校正电路和双buck电路；
所述功率因数校正电路包括开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6、滤波电感L1、L2和电容C1；其中，所述开关管S1、所述开关管S5和所述开关管S3的第一端连接，所述开关管S1、所述开关管S5和所述开关管S3的第二端对应与所述开关管S2、所述开关管S6和所述开关管S4的第一端连接；所述开关管S2、所述开关管S6和所述开关管S4的第二端连接；所述滤波电感L1和所述滤波电感L2的一端与电源的一端连接，所述滤波电感L1的另一端与所述开关管S1和所述开关管S2的公共端连接，所述滤波电感L2的另一端与所述开关管S3和所述开关管S4的公共端连接，电源的另一端与所述开关管S5和开关管S6的公共端连接；所述电容C1的第一端与所述开关管S1、开关管S5和开关管S3的第一端连接，所述电容C1的第二端与所述开关管S2、开关管S6、开关管S4的第二端连接
所述双buck电路包括开关管S7、开关管S8、电容C2、C3、C4、C5、电感L3、L4和二极管D1、D2；其中，所述开关管S8、电容C2、电容C4和二极管D1的第一端连接，所述开关管S8、电容C2、电容C4和二极管D1的第二端对应与二极管D2、电容C3、电容C5和开关管S7的第一端连接，二极管D2、电容C3、电容C5和开关管S7的第二端连接，电感L1的第一端与开关管S8和二极管D2的公共端连接，电感L3的第二端与电感L4的第一端连接，电感L4的第二端与二极管D1和开关管S7的公共端连接，电感L3的第二端与电感L4的第一端与电容C2和电容C3的公共端连接，电容C2、C3的公共端与电容C4、C5的公共端之间输出电压；
电容C1的第一端与开关管S8、电容C2、电容C4和二极管D1的第一端连接，电容C1的第二端与二极管D2、电容C3、电容C5和开关管S7的第二端连接。
2.如权利要求1所述的高频低损耗变换器电路，其特征在于，开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8为GaN开关管。
3.如权利要求1所述的高频低损耗变换器电路，其特征在于，开关管S1、S2、S3、S4为高频开关管，开关管S5、S6为低频开关管，在正半周期内开关管S6常开，开关管S5关断，在负半周期内开关管S6关断，开关管S5常开。
4.如权利要求1所述的高频低损耗变换器电路，其特征在于，在双buck电路的正半周期内开关管S7常关，开关管S8常开，在负半周期内开关管S7和二极管D1组成一组buck电路，开关管S8和二极管D2组成另一组buck电路。
5.如权利要求1所述的高频低损耗变换器电路，其特征在于，在功率因数校正电路的输入电压低于输出电压的一半时，开关管S1的寄生电容CS1与电感L1谐振使开关管S1在死区时段谐振到电压为零后驱动开关管S1开通。
6.如权利要求1所述的高频低损耗变换器电路，其特征在于，在功率因数校正电路的输入电压大于输出电压的一半时，延长开关管S2的开通时间使开关管S1的寄生电容与电感L1谐振到电压为零后驱动开关管S1开通。
7.如权利要求1所述的高频低损耗变换器电路，其特征在于，开关管S8关断后，电感L3与开关管S8的寄生电容CS8发生谐振到电压为零后驱动开关管S8开通。
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