CN109525137B - 一种直流交流变换电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种直流交流变换电路，包括输入直流源、直流变换单元、交流变换单元、滤波单元，直流变换单元用以根据直流电源输出直流母线电压，其中直流母线电压高于直流电源的电压；交流变换单元连接于直流变换单元，接受直流母线电压，输出交流电压和交流电流；滤波单元滤除所述交流电流和交流电压的纹波，以提供平滑的所述交流电压和所述交流电流于负载。本发明电源变换装置使开关管的电压应力更小，并且比传统两级式方案所用开关管少，减小了开关管导通损耗和关断损耗，提升了整个变换器的效率。

Description

一种直流交流变换电路

技术领域

本发明涉及电能变换的技术领域，尤其是涉及一种直流交流变换电路。

背景技术

随着目前对节能环保的日渐重视，新能源发电应用广泛，但由于受到外界环境等因素的影响，新能源发电系统如太阳能/风能等，其输出电压范围宽，同时其电磁工作环境恶劣，需要配置具有较高升压能力的高效率、高可靠性直流交流变换装置，将新能源输出电压变成电压频率符合要求的交流电压。传统的直流-交流变换电路因存在桥臂直通问题，电磁干扰环境下可靠性较低，其交流输出电压需低于直流输入电压，不能满足以上工作要求。

现有的解决方案是在直流-交流电路中加入交流变压器或直流变换器以达到升压功能，但交流变压器体积庞大笨重且实现成本高，而加入直流变换器的两级式结构使系统实现复杂且影响效率，同时它们可靠性并没有提高；现有的单极式变换器如阻抗源变流器具有升压能力且可靠性较高，但其升压工作需要利用桥臂直通状态，开关管电流应力和导通损耗很大，系统效率低，并且仅适用于三相交流输出应用场合。

发明内容

发明目的：为了克服上述现有技术的问题，本发明的目的在于提供一种具有升压能力的高效率、高可靠性直流交流电源变换装置和该直流交流电源变换装置的控制方法。

技术方案：

一种直流交流变换电路，包括直流电源、第一电容、第二电容、第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管、第八二极管、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第三电感、第四电感、第五电感、第六电感和第三电容；

所述直流电源的正极与第一二极管的阳极、第一电感的第一端连接；第一二极管的阴极连接第二电容的正极、第二电感的第一端，第一电感的第二端连接第二电容的负极、第二二极管的阳极，第二电感的第二端与第二二极管的阴极、第三二极管的阳极、第四二极管的阳极连接；

第三二极管的阴极连接第五二极管的阳极、第二开关管的输入端和第四电感的第一端，所述第四电感的第二端与所述第三电感的第一端、第三电容的第一端连接，第三电感的第二端连接第一开关管的输出端、第七二极管的阴极，第四二极管的阴极连接第六二极管的阳极、第四开关管的输入端、第六电感的第一端，第六电感的第二端与所述第五电感的第一端、第三电容的第二端连接，第五电感的第二端连接第三开关管的输出端、第八二极管的阴极，所述第三电容与一负载并联连接；第五二极管的阴极、第六二极管的阴极、第一开关管输入端与第三开关管输入端连接，并与第一电容的第一端相连，第一电容的第二端接地，第二开关管输出端、第四开关管输出端、第七二极管的阳极、第八二极管的阳极与直流电源负极相连，直流电源负极接地；所述直流电源、第一电容、第二电容、第一电感、第二电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管、第六二极管、第二开关管和第四开关管，构成直流变换单元，所述第五二极管、第六二极管、第七二极管、第八二极管第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管构成交流变换单元，所述第三电感、第四电感、第五电感、第六电感和第三电容构成滤波单元；所述直流变换单元用以根据直流电源输出直流母线电压，其中所述直流母线电压高于所述直流电源的电压，所述第二开关管和所述第四开关管中至少一导通时，所述直流电源同时对所述第一电感和所述第二电感、所述第二电容充电，所述第二开关管和所述第四开关管均关断时，所述第一电感、所述第二电感和所述第二电容将各自储存的电能转换给所述第一电容，以提升所述第一电容的电压，即提升所述直流母线电压；所述交流变换单元连接于所述直流变换单元，接受所述直流母线电压，输出交流电压和交流电流；所述滤波单元滤除所述交流电流和交流电压的纹波，以提供平滑的所述交流电压和所述交流电流于负载。

进一步地，所述第一开关管与所述第二开关管互补导通，所述第三开关管和所述第四开关管互补导通。

进一步地，所述直流母线电压与所述直流电源的电压的比例关系为：

其中，U_in为直流电源的电压，U_dc为直流母线电压，D_dc为直流变换单元的占空比。

进一步地，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的驱动信号逻辑关系如下：

其中S_d1、S_d2、S_d3、S_d4分别为所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的驱动信号，S_dc为一第一调制信号，S_ac1为一第二调制信号、S_ac2为一第三调制信号。

进一步地，所述第一调制信号为一幅值恒定的调制波与一载波交截产生的固定脉冲信号；所述第二调制信号为一第一正弦半波调制波与一载波交截产生的脉冲信号；所述第三调制信号为一第二正弦半波调制波与所述载波交截产生的脉冲信号，其中所述第二正弦半波调制波与所述第一正弦半波调制波的相位差为180度。

有益效果：

1)该装置比传统两级式结构的直流升压能力更高，对电感值要求小，降低了电感铜耗、铁耗、磁芯损耗；

2)直流母线电压高，对直流母线解耦电容需求更小；

3)所用开关管数量较少，开关管应力小，变换器整体效率得到提升；

4)开关管不存在直通状态，系统可靠性高。

附图说明

图1为直流交流电源变换装置电路图。

图2为直流交流电源变换装置调制方案示意图。

图3为直流交流电源变换装置开关管驱动信号产生示意图。

图4为直流交流电源变换装置输入、输出电压与直流母线侧电压示意图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明作更进一步的说明。

本发明提供一种直流交流变换电路，包括直流变换单元、交流变换单元、滤波单元，通过直流变换单元得到较高的直流母线电压以及降低对直流母线侧解耦电容要求，相比于两级式结构，无需变压器，直流、交流单元在同一级，使用开关管数量少，得到的直流母线电压更高，降低了开关损耗，控制简单，可靠性高且整机效率高。

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明：

如图1所示，直流交流电源变换装置包括直流变换单元(1)、交流变换单元(2)和滤波单元(3)。由于既要在第一电容两端获得较高的电压，又要尽量减少开关管的使用以提高系统效率，所以(1)和(2)会共用开关管而不影响各自功能实现。直流变换单元(1)包括输入直流电源V_in、第一电容C₁、第二电容C₂、第一电感L₁、第二电感L₂、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D1、第四二极管D2、第五二极管D5、第六二极管D6、第二开关管S2和第四开关管S4。D1、D2导通时，L₁、L₂并联，与第二电容C₂同时储存能量；所述第一开关管与所述第三开关管同时导通时，L₁、L₂、C₂串联向所述第一电容C₁释放能量。第三二极管D3、第四二极管D4，用于第二开关管S2、第四开关管S4导通时，使L₁、L₂储能；S2、S4关断时，提供给第一电容C₁充电通路。由此，该直流变换单元把输入电压V_in升高到一定等级，可在直流母线侧即所述第一电容C₁的两端获得较高的电压，以此用作交流变换单元的输入源，与交流侧的输出电压相匹配。交流变换单元(2)包括第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂和第四桥臂，各桥臂并联连接。其中第一桥臂包含第一开关管S1和与之串联的二极管D7，第二桥臂包含第二开关管S2和与之串联的二极管D5，第三桥臂包含第三开关管S3和与之串联的二极管D8，第四桥臂包含第四开关管S4和与之串联的二极管D6。其中，二极管D5、D6、D7、D8为电感L₃、L₄、L₅、L₆提供续流回路。由于开关管体内二极管不利于高频换向，且导通关断损耗较大，四只二极管均采用外部二极管，如快恢复二极管。该交流变换单元用以将直流母线侧的直流电能转换为交流电能输出。滤波单元对交流变换单元输出电压、电流进行滤波，包括第三电感L₃、第四电感L₄、第五电感L₅、第六电感L₆，这四只电感可用作滤波电感，使输出负载电流变得平滑，具有平波作用。第三电容C₃为输出滤波电容，平滑输出电压，使负载两端输出电压波形接近正弦波。

其中，L₁的第一端与V_in的正极连接，L₂的第一端经二极管D₁与V_in的正极连接；L₂第一端与C₂正极连接；L₁的第二端与C₂的负极相连；L₁第二端经D2与L₂的第二端相连。L₁、L₂的第二端分别经二极管D3、D4与二极管D5、D6的阳极相连。S1的输出端分别与L₁的第一端、二极管D7的阴极相连；S2的输入端与D5的阳极、L₄的第一端连接；S3的输出端与L₅第二端、二极管D8阴极相连；S4输入端与L₆第一端、D6阳极相连。L₃的第一端与L₄第二端相连，再与C₃第一端相连；L₅的第一端与L₆第二端相连，并与C₃第二端相连。S1、S3输入端与D5、D6的阴极相连，并与C₁的正极相连；C₁的负极接地。S2、S4输出端、D7、D8阳极连接，并与V_in负极相连，V_in负极接地。负载两端与C₃第一端、第二端分别相连。

相比于传统两级式结构在直流端仅采用单个电感进行升压而言，本实例的直流交流变换装置，在直流变换单元中采用两只电感L₁、L₂和一只电容C₂。所述第二开关管S2、第四开关管S4导通时，输入直流电源V_in对L₁、L₂、C₂充电，使L₁、L₂、C₂储能；于该第二开关管S2、第四开关管S4关断时，L₁、L₂、C₂形成串联连接，并共同向第一电容C₁释放能量。所以在直流母线侧所述第一电容C₁两端可以获得比传统两级式结构更高的电压，电压增益明显提高。另外，本实例的直流交流装置仅使用四只开关管，比传统两级式结构使用开关管数量少，有效地减少了系统中开关管的导通损耗和关断损耗，控制简单；且相比于传统的两级式结构，本实例在同一级即可实现直流-交流电能转换，使系统输出效率得到有效提升。

在使用时，本实例中的直流变换单元(1)、交流变换单元(2)可以同步工作，在一实施例中调制方式是同时控制两种信号，即直流变换单元(1)的调制信号和交流变换单元(2)的调制信号。直流变换单元(1)与交流变换单元(2)复用开关管S2、S4。直流变换单元(1)占空比控制信号保持恒定，如图2所示。可用固定电压u_rdc与载波u_c交截，生成第一调制信号S_dc作直流变换单元(1)的控制信号，固定电压u_rdc大于或等于u_c时，S_dc为高电平，固定电压u_rdc小于u_c时，S_dc为低电平。对于交流变换单元，可用两组相位互差180°的正弦半波与载波交截进行调制，产生两组调制信号。如图2所示，采用两组正弦半波u_rac1和u_rac2分别与载波u_c交截，产生第二调制信号S_ac1和第三调制信号S_ac2，分别作为交流变换单元(2)的正半周、负半周控制信号。其中u_rac1和u_rac2的相位差为180度。正弦半波u_rac1大于或等于载波u_c时，第二调制信号S_ac1为高电平；否则，第二调制信号S_ac1为低电平。正弦半波u_rac2大于或等于载波u_c时，第三调制信号S_ac2为高电平；否则，第三调制信号S_ac2为低电平。

直流变换单元占空比信号保持恒定，可以用幅值恒定的调制波与载波交截，得到固定脉冲信号；交流变换单元的占空比信号需跟随正弦信号变化，需用正弦半波调制波与载波交截，然后将固定脉冲信号与正弦脉冲信号经过逻辑电路产生各个开关管的驱动信号。

根据第一调制信号S_dc、第二调制信号S_ac1和第三调制信号S_ac2经逻辑电路输出得到开关管驱动信号，逻辑关系如式(1)所示。由此，四只开关管均处于高频工作状态，减小了谐波分量，使负载两端输出电压波形更接近于正弦波。图3所示为产生开关管驱动信号的逻辑电路示意图，第二调制信号S_ac1经过非门后，与第一调制信号S_dc经过与操作，产生开关管S2的驱动信号；开关管S2的驱动信号经过非门，产生开关管S1的驱动信号。第三调制信号S_ac2经过非门后，与第一调制信号S_dc经过与操作，产生开关管S4的驱动信号；开关管S4的驱动信号经过非门，产生开关管S3的驱动信号。各驱动信号驱动对应的开关管，以实现功率的转换。

其中S_d1、S_d2、S_d3、S_d4分别为开关管S1、S2、S3、S4的驱动信号，S_dc为第一调制信号，S_ac1为第二调制信号、S_ac2为第三调制信号。

根据本实例开关管的驱动信号及工作特性，有：

当V_in对L₁、L₂充电时，

u_L1＝u_L2＝U_in (2)

当L₁、L₂放电时，

利用电感伏秒平衡，直流母线电压增益为：

其中，u_L1、u_L2分别为电感L₁、L₂两端电压，D_dc为直流变换单元占空比。

传统直流-交流变换电路在输入端仅采用单个电感进行升压，直流母线侧电压增益为：

所以，本实例直流-交流变换装置相对于传统直流-交流电路在直流母线侧电压有明显提高，解决传统直流-交流电路直流母线侧电压增益低的问题。传统变换装置比如两级式结构，采用开关管数量多于四个，而本实例仅采用四个开关管实现电能变换，开关损耗小，也减小了系统损耗。两级式结构整机效率为直流变换单元效率与交流变换单元效率的乘积，本实例在单级实现电能变换，效率高于两级式结构。

稳态时，在正半周，当S1、S4导通时，V_in对L₁、L₂同时充电，此时L₁、L₂并联。所述第二电容两端维持输入电压，直流变换单元中电感处于储能状态；第一电容C₁放电，交流变换单元处于交流输出状态，在控制上实现直流和交流变换单元同时工作，并且直流变换单元工作时，S4导通；交流变换单元工作时，S4也导通。所以开关管S4为直流和交流变换单元共用开关管。S1与S2互补导通，S3与S4互补导通。

当S2、S4导通时，L₁、L₂仍处于充电状态，直流变换单元处于升压状态，交流变换单元处于电感电流续流状态；此时S2、S4为共用开关管。

当S1、S3导通时，L₁、L₂处于放电状态。此时L₁、L₂串联对C₁充电，交流变换单元处于电感电流续流状态。负半周工作状态类似。

在正半周或负半周，电感L₁、L₂、C₂只在S1、S3导通时处于放电状态，其余均为充电状态。交流变换单元输出经滤波单元在负载两端便可以得到一工频正弦交流电压。

根据本实例的工作特性，要求D_dc≥D_ac(max)，其中D_ac(max)为交流变换单元最大占空比，按照图2、图3控制逻辑，可使输出电压得到期望的正弦交流电压，如图3所示为本电路的逻辑调制示意图。图4纵坐标从上到下依次为直流母线电压、输出交流电压、输入直流电压。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种直流交流变换电路，其特征在于，包括直流电源(V_in)、第一电容(C₁)、第二电容(C₂)、第一电感(L₁)、第二电感(L₂)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第七二极管(D7)、第八二极管(D8)、第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第三电感(L₃)、第四电感(L₄)、第五电感(L₅)、第六电感(L₆)和第三电容(C₃)；

所述直流电源(V_in)的正极与第一二极管(D1)的阳极、第一电感(L₁)的第一端连接；第一二极管(D1)的阴极连接第二电容(C₂)的正极、第二电感(L₂)的第一端，第一电感(L₁)的第二端连接第二电容(C₂)的负极、第二二极管(D2)的阳极，第二电感(L₂)的第二端与第二二极管(D2)的阴极、第三二极管(D3)的阳极、第四二极管(D4)的阳极连接；

第三二极管的阴极连接第五二极管(D5)的阳极、第二开关管(S2)的输入端和第四电感(L₄)的第一端，所述第四电感(L₄)的第二端与所述第三电感(L₃)的第一端、第三电容(C₃)的第一端连接，第三电感(L₃)的第二端连接第一开关管(S1)的输出端、第七二极管(D7)的阴极，第四二极管的阴极连接第六二极管(D6)的阳极、第四开关管(S4)的输入端、第六电感(L₆)的第一端，第六电感(L₆)的第二端与所述第五电感(L₅)的第一端、第三电容(C₃)的第二端连接，第五电感(L₅)的第二端连接第三开关管(S3)的输出端、第八二极管(D8)的阴极，所述第三电容与一负载并联连接；第五二极管(D5)的阴极、第六二极管(D6)的阴极、第一开关管(S1)输入端与第三开关管(S3)输入端连接，并与第一电容(C₁)的第一端相连，第一电容(C₁)的第二端接地，第二开关管(S2)输出端、第四开关管(S4)输出端、第七二极管(D7)的阳极、第八二极管(D8)的阳极与直流电源(V_in)负极相连，直流电源(V_in)负极接地；所述直流电源(V_in)、第一电容(C₁)、第二电容(C₂)、第一电感(L₁)、第二电感(L₂)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第二开关管(S2)和第四开关管(S4)构成直流变换单元，所述第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第七二极管(D7)、第八二极管(D8)、第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第三开关管(S3)和第四开关管(S4)构成交流变换单元，所述第三电感(L₃)、第四电感(L₄)、第五电感(L₅)、第六电感(L₆)和第三电容(C₃)构成滤波单元；所述直流变换单元用以根据直流电源输出直流母线电压，其中所述直流母线电压高于所述直流电源的电压，所述第二开关管和所述第四开关管中至少一导通时，所述直流电源同时对所述第一电感和所述第二电感、所述第二电容充电，所述第二开关管和所述第四开关管均关断时，所述第一电感、所述第二电感和所述第二电容将各自储存的电能转换给所述第一电容，以提升所述第一电容的电压，即提升所述直流母线电压；所述交流变换单元接受所述直流母线电压，输出交流电压和交流电流；所述滤波单元滤除所述交流电流和交流电压的纹波，以提供平滑的所述交流电压和所述交流电流于负载；

第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的驱动信号逻辑关系如下：

其中S_d1、S_d2、S_d3、S_d4分别为所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的驱动信号，S_dc为一第一调制信号，S_ac1为一第二调制信号、S_ac2为一第三调制信号；

所述第一调制信号为一幅值恒定的调制波与一载波交截产生的固定脉冲信号；所述第二调制信号为一第一正弦半波调制波与一载波交截产生的脉冲信号；所述第三调制信号为一第二正弦半波调制波与所述载波交截产生的脉冲信号，其中所述第二正弦半波调制波与所述第一正弦半波调制波的相位差为180度。

2.根据权利要求1所述的一种直流交流变换电路，其特征在于：所述第一开关管与所述第二开关管互补导通，所述第三开关管和所述第四开关管互补导通。

3.根据权利要求1所述的一种直流交流变换电路，其特征在于：

所述直流母线电压与所述直流电源的电压的比例关系为：

其中，U_in为直流电源的电压，U_dc为直流母线电压，D_dc为直流变换单元的占空比。

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