CN109687752B - 一种直流交流电源变换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种直流交流电源变换装置，包括依次连接的直流变换单元、交流变换单元、滤波单元；所述直流变换单元用以根据直流电源输出对应的直流母线电压，且直流母线电压高于直流电源的电压；所述交流变换单元用于将直流母线电压转换为对应的交流电压和交流电流，滤波单元用于滤除交流电流和交流电压的纹波，提供平滑的交流电压和交流电流于负载。本发明通过直流变换单元得到较高的直流母线电压以及降低对直流母线侧解耦电容要求，相比于两级式结构，无需变压器，直流、交流单元在同一级，使用开关管数量少，得到的直流母线电压更高，降低了开关损耗，控制简单，可靠性高且整机效率高。

Description

一种直流交流电源变换装置
技术领域
本发明涉及电能变换的技术领域，尤其是涉及一种直流交流电源变换装置。
背景技术
随着目前对节能环保的日渐重视，新能源发电应用广泛，但由于受到外界环境等因素的影响，新能源发电系统如太阳能/风能等，其输出电压范围宽，同时其电磁工作环境恶劣，需要配置具有较高升压能力的高效率、高可靠性直流交流变换装置，将新能源输出电压变成电压频率符合要求的交流电压。传统的直流-交流变换电路因存在桥臂直通问题，电磁干扰环境下可靠性较低，其交流输出电压需低于直流输入电压，不能满足以上工作要求。
现有的解决方案是在直流-交流电路中加入交流变压器或直流变换器以达到升压功能，但交流变压器体积庞大笨重且实现成本高，而加入直流变换器的两级式结构使系统实现复杂且影响效率，同时它们可靠性并没有提高；现有的单极式变换器如阻抗源变流器具有升压能力且可靠性较高，但其升压工作需要利用桥臂直通状态，开关管电流应力和导通损耗很大，系统效率低，并且仅适用于三相交流输出应用场合。
发明内容
发明目的：为了克服现有技术的不足，本发明提供一种直流交流电源变换装置，相比传统两级式结构，直流升压能力更高，对电感值要求小，降低电感铜耗、铁耗、磁芯损耗，开关管数量较少且不存在直通状态，变换器整体效率得到提升，系统可靠性高。
技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种直流交流电源变换装置，包括依次连接的直流变换单元、交流变换单元、滤波单元；
其中，所述直流变换单元用以根据直流电源输出对应的直流母线电压，且直流母线电压高于直流电源的电压；所述直流变换单元包括直流电源、第一电容、第二电容、耦合电感、第二开关管和第四开关管，当第二开关管和第四开关管中至少一导通时，所述直流电源对耦合电感原边充电，且耦合电感副边对第二电容充电，所述第二电容和耦合电感原边进行储能；当第二开关管和第四开关管均关断时，所述耦合电感与第二电容串联将各自储存的电能转换给第一电容，提升第一电容的电压，即提升直流母线电压；
所述交流变换单元用于接受直流变换单元输出的直流母线电压，并将其转换为对应的交流电压和交流电流；所述滤波单元用于滤除交流电流和交流电压的纹波，提供平滑的交流电压和交流电流于负载。
进一步的，所述直流变换单元还包含第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管；
所述耦合电感原边的第一端与直流电源正极连接，耦合电感副边的第一端与第一二极管正极、耦合电感原边第二端连接；所述耦合电感副边的第二端与第二电容第一端连接；所述第二电容的第二端与第一二极管阴极、第二二极管阳极、第三二极管阳极连接。
进一步的，所述交流变换单元包括相互并联连接的第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂、第四桥臂，其中第一桥臂包括第一开关管和与之串联的第六二极管，第三桥臂包括第三开关管和与之串联的第七二极管，第二桥臂由第二开关管与第四二极管串接而成，第四桥臂由第四开关管与第五二极管串接而成。
进一步的，所述第一开关管与第二开关管互补导通，且第三开关管和第四开关管互补导通。
进一步的，所述第一桥臂的中点为第一开关管和第六二极管的连接点，第二桥臂的中点为第二开关管和第四二极管的连接点，第三桥臂的中点为第三开关管和第七二极管的连接点，第四桥臂的中点为第四开关管和第五二极管的连接点。
进一步的，所述滤波单元包括第三电感、第四电感、第五电感、第六电感、第三电容、负载；其中，所述第三电感的第一端连接于第一桥臂的中点，第四电感的第一端连接于第二桥臂的中点，第五电感的第一端连接于第三桥臂的中点，第六电感的第一端连接于第四桥臂的中点；所述第三电感的第二端与第四电感的第二端、第三电容的第一端相连接，第五电感的第二端与第六电感的第二端、第三电容的第二端相连接，所述负载与第三电容并联连接。
进一步的，所述直流母线电压与直流电源的电压比例关系为：
Figure BDA0001931987020000021
其中，Vin为直流电源的电压，Vdc为直流母线电压，Ddc为直流变换单元的占空比，n为耦合电感副边与耦合电感原边的匝数比，即n＝N2/N1。
进一步的，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的驱动信号逻辑关系如下：
Figure BDA0001931987020000031
其中S1、S2、S3、S4分别为第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的驱动信号，Sdc为第一调制信号，Sac1为第二调制信号，Sac2为第三调制信号。
进一步的，所述第一调制信号Sdc为幅值恒定的调制波与一载波交截产生的固定脉冲信号，第二调制信号Sac1为第一正弦半波调制波与所述载波交截产生的脉冲信号，第三调制信号Sac2为第二正弦半波调制波与所述载波交截产生的脉冲信号；其中所述第二正弦半波调制波与第一正弦半波调制波的相位差为180度。
本发明中，直流变换单元占空比信号保持恒定，可以用幅值恒定的调制波与载波交截，得到固定脉冲信号；交流变换单元的占空比信号需跟随正弦信号变化，需用正弦半波调制波与载波交截，然后将固定脉冲信号与正弦脉冲信号经过逻辑电路产生各个开关管的驱动信号。
有益效果：本发明提出的一种直流交流电源变换装置，与现有技术相比，具有如下优点：
1)该装置比传统两级式结构的直流升压能力更高，对电感值要求小，降低了电感铜耗、铁耗、磁芯损耗；
2)直流母线电压高，对直流母线解耦电容需求更小；
3)所用开关管数量较少，开关管应力小，变换器整体效率得到提升；
4)开关管不存在直通状态，系统可靠性高。
附图说明
图1为本发明实施例的电路图；
图2a-2c分别为本发明实施例中三个调制信号的调制方案示意图；
图3为本发明实施例中各开关管驱动信号的逻辑电路示意图；
图4为本发明实施例中输入、输出电压与直流母线电压的变换图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明作更进一步的说明。
本发明提供一种直流交流电源变换装置，包括直流变换单元、交流变换单元、滤波单元，通过直流变换单元得到较高的直流母线电压以及降低对直流母线侧解耦电容要求，相比于两级式结构，无需变压器，直流、交流单元在同一级，使用开关管数量少，得到的直流母线电压更高，降低了开关损耗，控制简单，可靠性高且整机效率高。
如图1所示，所述直流交流电源变换装置包括直流变换单元1、交流变换单元2和滤波单元3。由于既要在第一电容两端获得较高的电压，又要尽量减少开关管的使用以提高系统效率，所以直流变换单元1、交流变换单元2会共用部分开关管而不影响各自功能实现。
其中，所述直流变换单元1包括输入直流电源Vin、第一电容C1、第二电容C2、耦合电感及第一二极管D1。D1导通时，所述直流电源Vin对耦合电感原边L1充电，原边磁化电感储能，且耦合电感副边L2对第二电容C2充电。当第二开关管与第四开关管均关断时，所述耦合电感与第二电容C2串联向第一电容C1释放能量。第二二极管D2、第三二极管D3，当第二开关管S2、第四开关管S4导通时，使耦合电感原边L1磁化电感和C2储能；S2、S4关断时，提供给第一电容C1充电通路。由此，该直流变换单元把输入电压Vin升高到一定等级，可在直流母线侧即所述第一电容C1的两端获得较高的电压，以此用作交流变换单元的输入源，与交流侧的输出电压相匹配。
所述交流变换单元2包括第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂和第四桥臂，各桥臂并联连接。其中第一桥臂包含第一开关管S1和与之串联的二极管D6，第二桥臂由第二开关管S2及二极管D4串联而成，第三桥臂包含第三开关管S3和与之串联的二极管D7，第四桥臂由第四开关管S4及二极管D5串联而成。其中，二极管D4、D5、D6、D7为电感L3、L4、L5、L6提供续流回路。由于开关管体内二极管不利于高频换向，且导通关断损耗较大，四只二极管均采用外部二极管，如快恢复二极管。该交流变换单元用以将直流母线侧的直流电能转换为交流电能输出。
所述滤波单元对交流变换单元输出电压、电流进行滤波，包括第三电感L3、第四电感L4、第五电感L5、第六电感L6，这四只电感可用作滤波电感，使输出负载电流变得平滑，具有平波作用。第三电容C3为输出滤波电容，平滑输出电压，使负载两端输出电压波形接近正弦波。
具体电路结构包括，所述耦合电感原边L1的第一端与直流电源Vin的正极连接，L1的第二端与二极管D1阳极、耦合电感副边L2第一端相连，L2的第二端与电容C2的第一端连接，电容C2的第二端与二极管D1阴极连接，且电容C2的第二端分别经过二极管D2、D3与二极管D4、D5的阳极相连；
开关管S1的输出端分别与电感L3第一端、二极管D6阴极相连，开关管S2的输入端与二极管D4的阳极、电感L4的第一端连接，开关管S3的输出端与电感L5第一端、二极管D7阴极相连，开关管S4的输入端与电感L6第一端、二极管D5阳极相连；
电感L3的第二端与电感L4第二端、电容C3第一端相连，电感L5的第二端与电感L6第二端、电容C3第二端相连；开关管S1、S3的输入端与二极管D4、D5阴极、电容C1第一端相连，开关管S2、S4的输出端与二极管D6、D7阳极、Vin负极相连，C1的第二端与Vin负极接地；负载两端与电容C3并联。
相比于传统两级式结构在直流端仅采用单个电感进行升压而言，本实施例的直流交流变换装置，在直流变换单元中采用耦合电感和一只中间电容C2。于该第二开关管S2、第四开关管S4导通时，所述直流电源Vin对所述耦合电感原边L1充电，原边磁化电感储能；副边电感L2对所述第二电容C2充电。于该第二开关管S2、第四开关管S4关断时，直流电源Vin、耦合电感、C2形成串联连接，并共同向第一电容C1释放能量。所以在直流母线侧即所述第一电容C1两端可以获得更高的电压，与传统两级式逆变器母线电压增益相比，电压增益明显提高。另外，本实例的直流交流装置仅使用四只开关管，比传统两级式结构使用开关管数量少，有效地减少了系统中开关管的导通损耗和关断损耗，控制简单；且相比于传统的两级式结构，本实例在同一级即可实现直流-交流电能转换，使系统输出效率得到有效提升。
于使用时，本实例中的直流变换单元1、交流变换单元2可以同步工作，于一实施例中调制方式是同时控制两种信号，即直流变换单元1的调制信号和交流变换单元2的调制信号。直流变换单元1与交流变换单元2复用开关管S2、S4，直流变换单元1占空比控制信号保持恒定。
如图2a所示，可用固定电压urdc与载波uc交截，生成第一调制信号Sdc作直流变换单元1的控制信号，于固定电压urdc大于或等于uc时，Sdc为高电平，于固定电压urdc小于uc时，Sdc为低电平。对于交流变换单元，可用两组相位互差180°的正弦半波与载波交截进行调制，产生两组调制信号。如图2b、2c所示，采用两组正弦半波urac1和urac2分别与载波uc交截，产生第二调制信号Sac1和第三调制信号Sac2，分别作为交流变换单元2的正半周、负半周控制信号。其中urac1和urac2的相位差为180度。于正弦半波urac1大于或等于载波uc时，第二调制信号Sac1为高电平；否则，第二调制信号Sac1为低电平。于正弦半波urac2大于或等于载波uc时，第三调制信号Sac2为高电平；否则，第三调制信号Sac2为低电平。
根据第一调制信号Sdc、第二调制信号Sac1和第三调制信号Sac2经逻辑电路输出得到开关管驱动信号，逻辑关系如式(1)所示。由此，四只开关管均处于高频工作状态，减小了谐波分量，使负载两端输出电压波形更接近于正弦波。图3所示为产生开关管驱动信号的逻辑电路示意图，第二调制信号Sac1经过非门后，与第一调制信号Sdc经过与操作，产生开关管S2的驱动信号；开关管S2的驱动信号经过非门，产生开关管S1的驱动信号。第三调制信号Sac2经过非门后，与第一调制信号Sdc经过与操作，产生开关管S4的驱动信号；开关管S4的驱动信号经过非门，产生开关管S3的驱动信号。各驱动信号驱动对应的开关管，以实现功率的转换。
Figure BDA0001931987020000061
其中S1、S2、S3、S4分别为开关管S1、S2、S3、S4的驱动信号，Sdc为第一调制信号，Sac1为第二调制信号、Sac2为第三调制信号。
根据本实例开关管的驱动信号及工作特性，有：
当L1、C2充电时，
Figure BDA0001931987020000062
当L1、C2串联放电时，
Figure BDA0001931987020000063
利用电感伏秒平衡，直流母线电压增益为：
Figure BDA0001931987020000064
其中，vL1、vL2分别为原边电感L1、副边电感L2两端电压，Ddc为直流变换单元占空比。n为耦合电感副边与原边匝数比，n＝N2/N1。
传统直流-交流变换电路在输入端仅采用单个电感进行升压，直流母线侧电压增益为：
Figure BDA0001931987020000071
所以，本实例直流-交流变换装置相对于传统直流-交流电路在直流母线侧电压有明显提高，解决传统直流-交流电路直流母线侧电压增益低的问题，并且占空比要求小，减小开关管的导通时间，也因此降低了开关管的导通损耗。传统变换装置比如两级式结构，采用开关管数量多于四个，而本实例仅采用四个开关管实现电能变换，开关损耗小，也减小了系统损耗。两级式结构整机效率为直流变换单元效率与交流变换单元效率的乘积，本实例在单级实现电能变换，效率高于两级式结构。
稳态时，在正半周，当S1、S4导通时，Vin对L1充电，L2对C2充电，直流变换单元中原边磁化电感处于储能状态。第一电容C1放电，交流变换单元处于交流输出状态，在控制上实现直流和交流变换单元同时工作，并且直流变换单元工作时，S4导通；交流变换单元工作时，S4也导通。所以开关管S4为直流和交流变换单元共用开关管。开关管S1与S2互补导通，S3与S4互补导通。
当S2、S4导通时，L1、C2仍处于充电状态，直流变换单元处于升压状态，交流变换单元处于电感电流续流状态；此时S2、S4为共用开关管。
当S1、S3导通时，L1、C2处于放电状态。此时L1、C2串联对C1充电，交流变换单元处于电感电流续流状态。负半周工作状态类似。
在正半周或负半周，电感L1、C2只在S1、S3导通时处于放电状态，其余均为充电状态。交流变换单元输出经滤波单元在负载两端便可以得到一工频正弦交流电压。
根据本实例的工作特性，要求Ddc≥Dac(max)，其中Dac(max)为交流变换单元最大占空比，按照图2、图3控制逻辑，可使输出电压得到期望的正弦交流电压，如图3所示为本电路的逻辑调制示意图。图4所示为本实施例中的直流母线电压Vdc、输出交流电压Vo、输入直流电压Vin。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种直流交流电源变换装置，其特征在于，包括依次连接的直流变换单元、交流变换单元、滤波单元；
其中，所述直流变换单元用以根据直流电源输出对应的直流母线电压，且直流母线电压高于直流电源的电压；所述直流变换单元包括直流电源、第一电容、第二电容、耦合电感、第二开关管和第四开关管，当第二开关管和第四开关管中至少一导通时，所述直流电源对耦合电感原边充电，且耦合电感副边对第二电容充电，所述第二电容和耦合电感原边进行储能；当第二开关管和第四开关管均关断时，所述耦合电感与第二电容串联将各自储存的电能转换给第一电容，提升第一电容的电压，即提升直流母线电压；
所述交流变换单元用于接受直流变换单元输出的直流母线电压，并将其转换为对应的交流电压和交流电流；所述滤波单元用于滤除交流电流和交流电压的纹波，提供平滑的交流电压和交流电流于负载；
所述直流变换单元还包含第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管；
所述耦合电感原边的第一端与直流电源正极连接，耦合电感副边的第一端与第一二极管正极、耦合电感原边第二端连接；所述耦合电感副边的第二端与第二电容第一端连接；所述第二电容的第二端与第一二极管阴极、第二二极管阳极、第三二极管阳极连接；所述第二二极管阴极连接到第四二极管阳极，所述第三二极管阴极连接到第五二极管阳极；
所述交流变换单元包括相互并联连接的第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂、第四桥臂，其中第一桥臂包括第一开关管和与之串联的第六二极管，第三桥臂包括第三开关管和与之串联的第七二极管，第二桥臂由第二开关管与第四二极管串接而成，第四桥臂由第四开关管与第五二极管串接而成；
所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的驱动信号逻辑关系如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE001
其中S1、S2、S3、S4分别为第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的驱动信号，S dc 为第一调制信号，S ac1为第二调制信号，S ac2为第三调制信号；
所述第一调制信号S dc 为幅值恒定的调制波与一载波交截产生的固定脉冲信号，第二调制信号S ac1为第一正弦半波调制波与所述载波交截产生的脉冲信号，第三调制信号S ac2为第二正弦半波调制波与所述载波交截产生的脉冲信号；其中所述第二正弦半波调制波与第一正弦半波调制波的相位差为180度。
2.根据权利要求1所述的一种直流交流电源变换装置，其特征在于，所述第一开关管与第二开关管互补导通，且第三开关管和第四开关管互补导通。
3.根据权利要求2所述的一种直流交流电源变换装置，其特征在于，所述第一桥臂的中点为第一开关管和第六二极管的连接点，第二桥臂的中点为第二开关管和第四二极管的连接点，第三桥臂的中点为第三开关管和第七二极管的连接点，第四桥臂的中点为第四开关管和第五二极管的连接点。
4.根据权利要求3所述的一种直流交流电源变换装置，其特征在于，所述滤波单元包括第三电感、第四电感、第五电感、第六电感、第三电容、负载；其中，所述第三电感的第一端连接于第一桥臂的中点，第四电感的第一端连接于第二桥臂的中点，第五电感的第一端连接于第三桥臂的中点，第六电感的第一端连接于第四桥臂的中点；所述第三电感的第二端与第四电感的第二端、第三电容的第一端相连接，第五电感的第二端与第六电感的第二端、第三电容的第二端相连接，所述负载与第三电容并联连接。
5.根据权利要求1所述的一种直流交流电源变换装置，其特征在于，所述直流母线电压与直流电源的电压比例关系为：
Figure 797085DEST_PATH_IMAGE002
其中，V in为直流电源的电压，V dc为直流母线电压，D dc 为直流变换单元的占空比，n为耦合电感副边与耦合电感原边的匝数比。
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