CN113746357A - 基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源及电源控制方法 - Google Patents

基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源及电源控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源及电源控制方法，包括电压源型PWM变换器，移相全桥变换器，多脉波晶闸管变换器，三相LC滤波器，直流平波电抗器L1、L2，解耦电容器Cs，控制装置。多脉波晶闸管变换器与两级AC‑DC变换器并联连接。所述多脉波晶闸管变换器为主功率整流器，向负载提供主要功率，两级AC‑DC变换器为辅功率整流器，用于补偿由晶闸管整流器产生的输出纹波和输入谐波。补偿后制氢整流电源的直流输出总电流的纹波含量大幅降低，能够有效提高制氢效率，交流输入谐波的到有效抑制，可提高电能质量，实现大功率、低成本、高效率制氢。

Description

基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源及电源控制方法
技术领域
本发明涉及制氢电源领域，具体是基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源及电源控制方法。
背景技术
能源是人类社会发展的动力源泉，随着社会经济的高速发展，能源的需求量也在持续增加。与此同时，环境和能源危机日益加深，减少使用传统含碳化石能源已经迫在眉睫。氢能作为零碳绿色可再生能源，具有能量密度大、转化效率高等优点，可实现开发到利用全过程零排放、零污染。氢气的制备是氢能产业链中的重要一环。现有制氢技术主要包括化石燃料及化工副产制氢、生物质制氢及电解水制氢等。与其他制氢方式相比，电解水制氢具有近零排放和制氢纯度高等优势，并且还可以和光伏、风力可再生能源发电结合起来，有效地消纳风电、光伏等不稳定能源，缓解其波动性对电网的冲击，具有重要的经济及社会效益。
整流电源作为电解水制氢的核心装置，其性能直接影响了制氢的效率和成本。整流电源输出直流电流用于电解水制氢。需要满足低压大电流输出、高可靠性、高效率及低电流纹波等特点。传统大功率电解堆栈整流电源通常采用二极管或晶闸管整流器(多脉波变换器)，其直流输出电压或电流中的纹波分量较大，导致制氢效率降低。并且整流器产生的谐波在不加任何补偿装置的情况下总谐波失真度往往大于5%，不能满足IEEE519标准对谐波的要求。在中小功率应用中直接采用脉宽调制（PWM）型整流器虽然具有较宽的调节范围，输出纹波小、功率因数高、输入电流畸变程度低、动态性能好等特点，但是其输出电流较小，并且成本高昂，无法用于大功率制氢。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源控制方法，包括如下步骤：
步骤一，获取三相交流电源的输入电压va，vb，vc、多脉波晶闸管变换器三相输入电流ira，irb，irc、电压源型PWM变换器三相输入电流ica，icb，icc、解耦电容器两端反馈电压vCs、多脉波晶闸管变换器的输出电流idc1、移相全桥变换器输出电流idc2、整流电源输出电压udc和输出电流idc；
步骤二，对所述的三相交流电源的输入电压va、vb、vc进行派克变换得到同步旋转坐标系下的输入电压的dq分量vd、vq；对所述的多脉波晶闸管变换器的三相输入电流ira、irb、irc进行派克变换得到同步旋转坐标系下的dq分量ird、irq；对所述的电压源型PWM变换器三相输入电流ica、icb、icc进行派克变换得到同步旋转坐标系下的dq分量icd、icq；
步骤三，利用锁相算法对同步旋转坐标系下的输入电压的q轴分量vq的误差进行积分，得到三相交流输入电压的周期和参考相位θ；
步骤四，对多脉波晶闸管变换器的输入电流的dq分量ird、irq进行DFT滑窗均值滤波得到输入电流的dq分量的基波电流分量ird1、irq1，对多脉波晶闸管变换器的输出电流idc1进行DFT滑窗均值滤波得到多脉波晶闸管变换器的输出电流的平均值idc1_avg，通过ird和ird1的差值得到整流电源的谐波电流d轴补偿指令值idh，通过irq和irq1的差值得到整流电源的谐波电流q轴补偿指令值iqh，通过idc1和idc1_avg的差值得到整流电源的纹波电流补偿指令值Δidc1；
步骤五，根据解耦电容器电压参考值VCs*与解耦电容器两端的反馈电压vCs的差值得到电压误差，电压误差经过解耦电容器电压控制器后得到电压源型PWM变换器的输入电流有功控制量idCS，根据多脉波晶闸管变换器的输出电流参考idc1*和多脉波晶闸管变换器的输出电流的平均值idc1_avg的差值得到的电流误差，经过多脉波晶闸管变换器的输出电流控制器输出多脉波晶闸管变换器的触发角α；
步骤六，根据获得的icd、icq、vd、vq、vCs、VCs*、idh、iqh、idCS作为电压源型PWM变换器的输入电流控制器的输入信号，输入电流控制器输出第一调制信号；根据获得的Δidc1、idc2、idc、vCs、VCs*作为移相全桥变换器的输出电流控制器的输入信号，输出电流控制器输出第二调制信号；
步骤七，通过步骤五和六中所述的触发角α、第一调制信号、第二调制信号，通过对第一调制信号作派克反变换得到第三调制信号，第三调制波信号与载波信号比较后生成电压源型PWM变换器的驱动信号；通过对第二调制波信号与载波信号比较后生成移相全桥变换器的驱动信号；通过对触发角α信号与相位信号θ比较后生成多脉波晶闸管变换器的驱动信号；
步骤八，根据电压源型PWM变换器的驱动信号，电压源型PWM变换器输入与多脉波晶闸管变换器输入侧产生的谐波电流大小相等方向相反的补偿电流ica、icb、icc；根据移相全桥变换器的驱动信号，移相全桥变换器输出与多脉波晶闸管变换器输出侧产生的纹波电流大小相等方向相反的补偿电流idc2。
进一步的，所述的DFT滑窗均值滤波采用如下公式：
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE001
式中，l个周期内采样次数为N，第i个采样点的采样值为i (i)，前一个周期内最滞后的采样值为i (i-N)；其中的
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE002
为第l个周期输入电流的dq分量的基波电流d轴分量，
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE003
为第i个采样点的输入电流的dq分量的基波电流d轴分量，
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE004
为第i个采样点的前一个周期内最滞后的输入电流的dq分量的基波电流d轴分量，
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE005
为第l个周期输入电流的dq分量的基波电流q轴分量，
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE006
第i个采样点的输入电流的dq分量的基波电流q轴分量，
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE007
为第i个采样点的前一个周期内最滞后的输入电流的dq分量的基波电流q轴分量，
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE008
为第l个周期多脉波晶闸管变换器的输出电流，
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE009
为第i个采样点多脉波晶闸管变换器的输出电流，
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE010
为第i个采样点的前一个周期内最滞后的多脉波晶闸管变换器的输出电流；
通过ird和ird1的差值得到整流电源的谐波电流d轴补偿指令值idh，通过irq和irq1的差值得到整流电源的谐波电流q轴补偿指令值iqh，通过idc1和idc1_avg作差得到电解制氢整流电源的纹波电流补偿指令值Δidc1。
基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源，包括电压源型PWM变换器、移相全桥变换器、多脉波晶闸管变换器、三相LC滤波器、直流平波电抗器L1、直流平波电抗器L2、解耦电容器Cs；所述的移相全桥变换器、多脉波晶闸管变换器、三相LC滤波器、直流平波电抗器L2和解耦电容器Cs构成两级AC-DC变换器；
所述电压源型PWM变换器的桥臂为三相两电平结构，移相全桥变换器的相桥臂中点通过所述三相LC滤波器与电网连接，移相全桥变换器的输出端与所述的解耦电容器Cs一端连接，移相全桥变换器输入端与解耦电容器Cs另一端连接，移相全桥变换器输出端还与直流平波电抗器L2的一端连接；
所述多脉波晶闸管变换器一次侧与电网连接，多脉波晶闸管变换器二次侧与直流平波电抗器L1的一端连接；电压源型PWM变换器和移相全桥变换器串联构成辅助功率回路，直流平波电抗器L1的另一端和平波电抗器L2的另一端并联连接至电解槽负载。
本发明的有益效果是：（1）输出功率大，制氢效率高，本整流电源可输出功率可达兆瓦级，并且输出电流纹波小，电解堆栈制氢效率高。
（2）输出电流可大范围灵活调节，主功率整流器采用半控型器件，辅功率整流器采用全控型器件，输出电流可以从零开始调节，具有较宽的调节范围，适合为低压、大电流的电解堆栈供电。
（3）制造成本低，本发明电解制氢整流电源器件数目少，仅使用少数半控型器件和10个全控器件即可达到兆瓦级功率，器件的使用数量大幅减少，控制简单可靠，由于两级AC-DC器只需处理由纹波电流和谐波电流产生的很小一部分功率，其容量很小，成本大为降低。
（4）谐波小，对微电网友好，本发明提供的整流电源输入电流正弦度高，产生的谐波小，对微电网的稳定性不会造成影响。
附图说明
图1为基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源控制方法；
图2为主功率回路6脉波晶闸管整流器的控制框图；
图3为辅助功率回路两级AC-DC变换器的控制框图；
图4为解耦电容器Cs的电压控制框图控；
图5为VSC变换器的电流控制框图；
图6为移相全桥变换器的电流控制框图；
图7为补偿前整流电源输出的电流波形图；
图8为补偿前整流电源输出的电压波形图；
图9为补偿后整流电源输出的电流波形图；
图10为补偿后整流电源输出的电压波形图；
图11为补偿前整流电源输入的电流波形图；
图12为补偿后整流电源输入的电流波形图。
具体实施方式
下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。
如图1所示，基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源控制方法，包括如下步骤：
步骤一，获取三相交流电源的输入电压va，vb，vc、多脉波晶闸管变换器三相输入电流ira，irb，irc、电压源型PWM变换器三相输入电流ica，icb，icc、解耦电容器两端反馈电压vCs、多脉波晶闸管变换器的输出电流idc1、移相全桥变换器输出电流idc2、整流电源输出电压udc和输出电流idc；
步骤二，对所述的三相交流电源的输入电压va、vb、vc进行派克变换得到同步旋转坐标系下的输入电压的dq分量vd、vq；对所述的多脉波晶闸管变换器的三相输入电流ira、irb、irc进行派克变换得到同步旋转坐标系下的dq分量ird、irq；对所述的电压源型PWM变换器三相输入电流ica、icb、icc进行派克变换得到同步旋转坐标系下的dq分量icd、icq；
步骤三，利用锁相算法对同步旋转坐标系下的输入电压的q轴分量vq的误差进行积分，得到三相交流输入电压的周期和参考相位θ；
步骤四，对多脉波晶闸管变换器的输入电流的dq分量ird、irq进行DFT滑窗均值滤波得到输入电流的dq分量的基波电流分量ird1、irq1，对多脉波晶闸管变换器的输出电流idc1进行DFT滑窗均值滤波得到多脉波晶闸管变换器的输出电流的平均值idc1_avg，通过ird和ird1的差值得到整流电源的谐波电流d轴补偿指令值idh，通过irq和irq1的差值得到整流电源的谐波电流q轴补偿指令值iqh，通过idc1和idc1_avg的差值得到整流电源的纹波电流补偿指令值Δidc1；
步骤五，根据解耦电容器电压参考值VCs*与解耦电容器两端的反馈电压vCs的差值得到电压误差，电压误差经过解耦电容器电压控制器后得到电压源型PWM变换器的输入电流有功控制量idCS，根据多脉波晶闸管变换器的输出电流参考idc1*和多脉波晶闸管变换器的输出电流的平均值idc1_avg的差值得到的电流误差，经过多脉波晶闸管变换器的输出电流控制器输出多脉波晶闸管变换器的触发角α；
步骤六，根据获得的icd、icq、vd、vq、vCs、VCs*、idh、iqh、idCS作为电压源型PWM变换器的输入电流控制器的输入信号，输入电流控制器输出第一调制信号；根据获得的Δidc1、idc2、idc、vCs、VCs*作为移相全桥变换器的输出电流控制器的输入信号，输出电流控制器输出第二调制信号；
步骤七，通过步骤五和六中所述的触发角α、第一调制信号、第二调制信号，通过对第一调制信号作派克反变换得到第三调制信号，第三调制波信号与载波信号比较后生成电压源型PWM变换器的驱动信号；通过对第二调制波信号与载波信号比较后生成移相全桥变换器的驱动信号；通过对触发角α信号与相位信号θ比较后生成多脉波晶闸管变换器的驱动信号；
步骤八，根据电压源型PWM变换器的驱动信号，电压源型PWM变换器输入与多脉波晶闸管变换器输入侧产生的谐波电流大小相等方向相反的补偿电流ica、icb、icc；根据移相全桥变换器的驱动信号，移相全桥变换器输出与多脉波晶闸管变换器输出侧产生的纹波电流大小相等方向相反的补偿电流idc2。
所述的DFT滑窗均值滤波采用如下公式：
Figure DEST_PATH_IMAGE011
式中，l个周期内采样次数为N，第i个采样点的采样值为i (i)，前一个周期内最滞后的采样值为i (i-N)；其中的
Figure 780682DEST_PATH_IMAGE002
为第l个周期输入电流的dq分量的基波电流d轴分量，
Figure 697822DEST_PATH_IMAGE003
为第i个采样点的输入电流的dq分量的基波电流d轴分量，
Figure 87346DEST_PATH_IMAGE004
为第i个采样点的前一个周期内最滞后的输入电流的dq分量的基波电流d轴分量，
Figure 216976DEST_PATH_IMAGE005
为第l个周期输入电流的dq分量的基波电流q轴分量，
Figure DEST_PATH_IMAGE012
第i个采样点的输入电流的dq分量的基波电流q轴分量，
Figure DEST_PATH_IMAGE013
为第i个采样点的前一个周期内最滞后的输入电流的dq分量的基波电流q轴分量，
Figure DEST_PATH_IMAGE014
为第l个周期多脉波晶闸管变换器的输出电流，
Figure 500190DEST_PATH_IMAGE009
为第i个采样点多脉波晶闸管变换器的输出电流，
Figure 181707DEST_PATH_IMAGE010
为第i个采样点的前一个周期内最滞后的多脉波晶闸管变换器的输出电流；
通过ird和ird1的差值得到整流电源的谐波电流d轴补偿指令值idh，通过irq和irq1的差值得到整流电源的谐波电流q轴补偿指令值iqh，通过idc1和idc1_avg作差得到电解制氢整流电源的纹波电流补偿指令值Δidc1。
基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源，包括电压源型PWM变换器、移相全桥变换器、多脉波晶闸管变换器、三相LC滤波器、直流平波电抗器L1、直流平波电抗器L2、解耦电容器Cs；所述的移相全桥变换器、多脉波晶闸管变换器、三相LC滤波器、直流平波电抗器L2和解耦电容器Cs构成两级AC-DC变换器；
所述电压源型PWM变换器的桥臂为三相两电平结构，移相全桥变换器的相桥臂中点通过所述三相LC滤波器与电网连接，移相全桥变换器的输出端与所述的解耦电容器Cs一端连接，移相全桥变换器输入端与解耦电容器Cs另一端连接，移相全桥变换器输出端还与直流平波电抗器L2的一端连接；
所述多脉波晶闸管变换器一次侧与电网连接，多脉波晶闸管变换器二次侧与直流平波电抗器L1的一端连接；电压源型PWM变换器和移相全桥变换器串联构成辅助功率回路，直流平波电抗器L1的另一端和平波电抗器L2的另一端并联连接至电解槽负载。
具体的，以6脉波晶闸管整流器为例进行说明，可类似推广应用至多脉波晶闸管变换器。包括电压源型PWM变换器（Voltage source PWM rectifier，简称VSR），移相全桥变换器，6脉波晶闸管整流器，三相LC滤波器，直流平波电抗器L1、L2，解耦电容器Cs。其中，由移相全桥变换器，多脉波晶闸管变换器，三相LC滤波器，直流平波电抗器L2和解耦电容器Cs共同构成两级AC-DC变换器。
所述电压源型PWM变换器的桥臂为三相两电平结构，所述VSR的相应的相桥臂中点通过所述三相LC滤波器与电网连接，VSR的输出端与所述的解耦电容器Cs连接，所述VSR通过桥臂反并联二极管为解耦电容器Cs预充电。所述移相全桥变换器输入端与解耦电容器Cs连接，输出端与平波电抗器L2的一端连接。所述6脉波晶闸管整流器包括整流变压器，6脉波晶闸管桥臂，直流平波电抗器L1。其中，整流变压器的一次侧与微电网连接，二次侧与6脉波晶闸管桥臂中点连接，6脉波晶闸管桥臂输出端与平波电抗器L1的一端连接。
特别的，所述6脉波晶闸管整流器为所述电解制氢整流电源的主功率回路，VSR和移相全桥变换器串联构成所述电解制氢整流电源的辅助功率回路，所述平波电抗器L1的另一端和平波电抗器L2的另一端并联连接至电解槽负载。
在图2中，T1为整流变压器，其频率为50Hz或60Hz，变比为1：n（n>1），是一个降压变压器，其高压侧和低压侧为一个独立三相绕组，均采用星型连接，高压侧绕组的每相匝数均为n1，低压侧绕组的每相匝数为n2。T2为移相全桥变换器中的高频变压器，其频率为开关频率。RL为电解槽负载，等效为一个电阻模型。
所述电解制氢整流电源具有控制装置，当电解制氢整流电源启动自检正确完成后，所述控制装置控制所述VSR、移相全桥变换器、多脉波晶闸管变换器的开关元件，通过开关元件控制电解制氢整流电源的功率流动，以在负载两端施加电流、电压。
基于上述一种电解制氢整流电源的拓扑结构，以下进一步介绍该整流电源的储能元件设计方法和电能质量控制方法。
直流平波电抗器L1设计：
根据基尔霍夫定律可得在一个脉波周期内的直流回路方程:
Figure DEST_PATH_IMAGE015
根据上述关系，并结合实际直流电压需求、输出电流以及负载大小，可以确定直流平波电抗器L1的取值。
变压器T2设计：
可根据下面的经验公式近似估算漏感量：
Figure DEST_PATH_IMAGE016
可根据下面的公式估算电感量：
Figure DEST_PATH_IMAGE017
直流平波电抗器L2设计：
本发明设计设定直流平波电抗器L2电流的脉动是输出电流的极限值的 10%，电感量可按下式计算：
Figure DEST_PATH_IMAGE018
解耦电容器Cs设计：
解耦电容器Cs实现功率解耦，须保持两端电压稳定，计算公式如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE019
图3为本发明所采用的辅助功率回路两级AC-DC变换器的控制框图。图4为本发明所采用的解耦电容器Cs的电压控制框图控。图5为本发明所采用的VSC变换器的电流控制框图。图6为本发明所采用的移相全桥变换器的电流控制框图。
本实施例公开的基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源控制方法，具体控制步骤如下：
步骤1，通过电压传感器和电流传感器采集以下数据：电解制氢整流电源的三相交流输入电压va，vb，vc，多脉波晶闸管变换器三相输入电流ira，irb，irc，VSR三相输入电流ica，icb，icc，解耦电容器Cs两端电压vCs，多脉波晶闸管变换器的输出电流idc1，移相全桥变换器输出电流idc2，电解制氢整流电源输出电压（负载电压）udc和输出电流（负载电流）idc。
步骤2，对所述的电解制氢整流电源的三相交流输入电压va，vb，vc进行派克变换得到同步旋转坐标系下的输入电压的dq分量vd，vq。对所述的多脉波晶闸管变换器的三相输入电流ira，irb，irc进行派克变换得到同步旋转坐标系下的dq分量ird，irq。对所述的VSR三相输入电流ica，icb，icc进行派克变换得到同步旋转坐标系下的dq分量icd，icq。
步骤3，利用锁相算法对Uq的误差进行积分，实时计算得到所述的电解制氢整流电源的三相交流输入电压的周期和参考相位θ。
步骤4，对多脉波晶闸管变换器的输入电流的dq分量ird，irq进行DFT滑窗均值滤波得到输入电流的dq分量的基波电流分量ird1、irq1，对多脉波晶闸管变换器的输出电流idc1进行DFT滑窗均值滤波得到多脉波晶闸管变换器的输出电流的平均值idc1_avg。DFT滑窗均值滤波算法为：
Figure DEST_PATH_IMAGE020
式中，1个周期内采样次数为N，第i个采样点的采样值为i (i)，前一个周期内最滞后的采样值为i (i-N)。通过ird、irq分别和ird1、irq1作差得到所述的电解制氢整流电源的谐波电流补偿指令值idh、iqh，通过idc1和idc1_avg作差得到所述的电解制氢整流电源的纹波电流补偿指令值Δidc1。
步骤5，通过所述的解耦电容器电压参考VCs*和解耦电容器Cs两端的反馈电压vCs相减得到的电压误差，经过解耦电容器电压控制器输出为所述的VSR的输入电流有功控制量idCS。通过所述的多脉波晶闸管变换器的输出电流参考idc1*和多脉波晶闸管变换器的输出电流的平均值idc1_avg相减得到的电流误差，经过多脉波晶闸管变换器的输出电流控制器输出所述的多脉波晶闸管变换器所需的触发角α。
步骤6，通过步骤1-5获得的icd，icq，vd，vq，vCs，VCs*，idh，iqh，idCS作为所述的VSR的输入电流控制器的输入信号，输入电流控制器输出第一调制信号ud，uq。通过步骤1-5获得的Δidc1，idc2，idc，vCs，VCs*作为所述的移相全桥变换器的输出电流控制器的输入信号，输出电流控制器输出第二调制信号uref。
步骤7，利用步骤5和6中的数据，通过对第一调制信号作派克反变换得到第三调制信号，第三调制波信号与载波信号比较后生成所述VSR的驱动信号。通过对第二调制波信号与载波信号比较后生成所述移相全桥变换器的驱动信号。通过对触发角α信号与相位信号θ比较后生成所述多脉波晶闸管变换器的驱动信号
步骤8，利用步骤7产生的驱动信号，驱动所述的VSR、移相全桥变换器、多脉波晶闸管变换器的开关元件，通过开关元件控制电解制氢整流电源的功率流动，以在负载两端施加电流、电压。VSR输入一个与多脉波晶闸管变换器输入侧产生的谐波电流大小相等方向相反的补偿电流ica，icb，icc，电网侧电流为纯正弦。移相全桥变换器输出一个与多脉波晶闸管变换器输出侧产生的纹波电流大小相等方向相反的补偿电流idc2，负载侧电流为纯直流。
特别的，在步骤5中，解耦电容器电压控制器采用PI控制，控制方程为：
Figure DEST_PATH_IMAGE021
式中，kp为比例调节系数，ki为积分调节系数。多脉波晶闸管变换器的输出电流控制器采用PI控制加反余弦控制，控制方程为：
Figure DEST_PATH_IMAGE022
特别的，在步骤6中，通过vCs与VCs*相除得到增益调节系数VCs*/vCs，通过所述的VSR的输入电流参考值的dq分量id*，iq*与反馈输入电流的dq分量icd，icq做差，经过重复控制和PI控制得到中间控制信号ud1，uq1。其中
Figure DEST_PATH_IMAGE023
控制方程为
Figure DEST_PATH_IMAGE024
通过所诉的中间控制信号与所述的电解制氢整流电源的输入电压的dq分量vd，vq叠加后乘上增益调节系数VCs*/vCs得到第一调制信号ud，uq。
特别的，在步骤6中，通过vCs与VCs*相除得到电压前馈调节系数Kd，通过将反馈负载电流idc经过负载电流前馈补偿器得到电流前馈信号，通过所述的移相全桥变换器的输出电流参考值idc2*与反馈输出电流idc2做差，误差信号加上电流前馈信号经过PR控制和PI控制得到中间控制信号d。其中
Figure DEST_PATH_IMAGE025
控制方程为
Figure DEST_PATH_IMAGE026
通过所诉的中间控制信号d乘上电压前馈调节系数Kd得到第二调制信号uref。
图7为补偿前整流电源输出的电流波形图，图8为补偿前整流电源输出的电压波形图。按照具体实施过程中的硬件设计和控制方法，从波形中可看出，此时补偿前整流电源的输出电流和输出电压波形为6脉波直流，纹波含量大。
图9为补偿后整流电源输出的电流波形图，图10为补偿后整流电源输出的电压波形图，按照具体实施过程中的硬件设计和控制方法，从中可以看出补偿后整流电源的输出电流和输出电压波形为一个恒定直流，纹波分量小。
图11为补偿前整流电源输入的电流波形图。按照具体实施过程中的硬件设计和控制方法，从波形中可看出，此时补偿前整流电源的输入电流波形畸变严重，总谐波失真度为27.8%。
图12为补偿后整流电源输入的电流波形图。按照具体实施过程中的硬件设计和控制方法，从波形中可看出，此时补偿后整流电源的输入电流波形正弦度高，总谐波失真度为1.37%。
本发明通过6脉波晶闸管整流器和两级AC-DC变换器并联，可以减小整流电源输出电流纹波，从而大幅度提高制氢电解槽效率，可以有效抑制交流侧电流谐波，实现大功率高效电解制氢。与传统大功率PWM整流器电路相比，减少了全控器件的使用数量或器件容量，节约成本。与传统大功率晶闸管整流器电路相比，能够有效提高直流侧电能质量，降低直流电压及直流电流的纹波分量，提高制氢电解槽的制氢效率，同时可以抑制交流侧输入电流谐波，提高功率因数，提高微电网稳定性。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (3)

1.基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤一，获取三相交流电源的输入电压va，vb，vc、多脉波晶闸管变换器三相输入电流ira，irb，irc、电压源型PWM变换器三相输入电流ica，icb，icc、解耦电容器两端反馈电压vCs、多脉波晶闸管变换器的输出电流idc1、移相全桥变换器输出电流idc2、整流电源输出电压udc和输出电流idc；
步骤二，对所述的三相交流电源的输入电压va、vb、vc进行派克变换得到同步旋转坐标系下的输入电压的dq分量vd、vq；对所述的多脉波晶闸管变换器的三相输入电流ira、irb、irc进行派克变换得到同步旋转坐标系下的dq分量ird、irq；对所述的电压源型PWM变换器三相输入电流ica、icb、icc进行派克变换得到同步旋转坐标系下的dq分量icd、icq；
步骤三，利用锁相算法对同步旋转坐标系下的输入电压的q轴分量vq的误差进行积分，得到三相交流输入电压的周期和参考相位θ；
步骤四，对多脉波晶闸管变换器的输入电流的dq分量ird、irq进行DFT滑窗均值滤波得到输入电流的dq分量的基波电流分量ird1、irq1，对多脉波晶闸管变换器的输出电流idc1进行DFT滑窗均值滤波得到多脉波晶闸管变换器的输出电流的平均值idc1_avg，通过ird和ird1的差值得到整流电源的谐波电流d轴补偿指令值idh，通过irq和irq1的差值得到整流电源的谐波电流q轴补偿指令值iqh，通过idc1和idc1_avg的差值得到整流电源的纹波电流补偿指令值Δidc1；
步骤五，根据解耦电容器电压参考值VCs*与解耦电容器两端的反馈电压vCs的差值得到电压误差，电压误差经过解耦电容器电压控制器后得到电压源型PWM变换器的输入电流有功控制量idCS，根据多脉波晶闸管变换器的输出电流参考idc1*和多脉波晶闸管变换器的输出电流的平均值idc1_avg的差值得到的电流误差，经过多脉波晶闸管变换器的输出电流控制器输出多脉波晶闸管变换器的触发角α；
步骤六，根据获得的icd、icq、vd、vq、vCs、VCs*、idh、iqh、idCS作为电压源型PWM变换器的输入电流控制器的输入信号，输入电流控制器输出第一调制信号；根据获得的Δidc1、idc2、idc、vCs、VCs*作为移相全桥变换器的输出电流控制器的输入信号，输出电流控制器输出第二调制信号；
步骤七，通过步骤五和六中所述的触发角α、第一调制信号、第二调制信号，通过对第一调制信号作派克反变换得到第三调制信号，第三调制波信号与载波信号比较后生成电压源型PWM变换器的驱动信号；通过对第二调制波信号与载波信号比较后生成移相全桥变换器的驱动信号；通过对触发角α信号与相位信号θ比较后生成多脉波晶闸管变换器的驱动信号；
步骤八，根据电压源型PWM变换器的驱动信号，电压源型PWM变换器输入与多脉波晶闸管变换器输入侧产生的谐波电流大小相等方向相反的补偿电流ica、icb、icc；根据移相全桥变换器的驱动信号，移相全桥变换器输出与多脉波晶闸管变换器输出侧产生的纹波电流大小相等方向相反的补偿电流idc2。
2.根据权利要求1所述的基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源控制方法，其特征在于，所述的DFT滑窗均值滤波采用如下公式：
Figure DEST_PATH_IMAGE001
式中，l个周期内采样次数为N，第i个采样点的采样值为i (i)，前一个周期内最滞后的采样值为i (i-N)；其中的
Figure DEST_PATH_IMAGE002
为第l个周期输入电流的dq分量的基波电流d轴分量，
Figure DEST_PATH_IMAGE003
为第i个采样点的输入电流的dq分量的基波电流d轴分量，
Figure DEST_PATH_IMAGE004
为第i个采样点的前一个周期内最滞后的输入电流的dq分量的基波电流d轴分量，
Figure DEST_PATH_IMAGE005
为第l个周期输入电流的dq分量的基波电流q轴分量，
Figure DEST_PATH_IMAGE006
第i个采样点的输入电流的dq分量的基波电流q轴分量，
Figure DEST_PATH_IMAGE007
为第i个采样点的前一个周期内最滞后的输入电流的dq分量的基波电流q轴分量，
Figure DEST_PATH_IMAGE008
为第l个周期多脉波晶闸管变换器的输出电流，
Figure DEST_PATH_IMAGE009
为第i个采样点多脉波晶闸管变换器的输出电流，
Figure DEST_PATH_IMAGE010
为第i个采样点的前一个周期内最滞后的多脉波晶闸管变换器的输出电流；
通过ird和ird1的差值得到整流电源的谐波电流d轴补偿指令值idh，通过irq和irq1的差值得到整流电源的谐波电流q轴补偿指令值iqh，通过idc1和idc1_avg作差得到电解制氢整流电源的纹波电流补偿指令值Δidc1。
3.基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源，其特征在于，包括电压源型PWM变换器、移相全桥变换器、多脉波晶闸管变换器、三相LC滤波器、直流平波电抗器L1、直流平波电抗器L2、解耦电容器Cs；所述的移相全桥变换器、多脉波晶闸管变换器、三相LC滤波器、直流平波电抗器L2和解耦电容器Cs构成两级AC-DC变换器；
所述电压源型PWM变换器的桥臂为三相两电平结构，移相全桥变换器的相桥臂中点通过所述三相LC滤波器与电网连接，移相全桥变换器的输出端与所述的解耦电容器Cs一端连接，移相全桥变换器输入端与解耦电容器Cs另一端连接，移相全桥变换器输出端还与直流平波电抗器L2的一端连接；
所述多脉波晶闸管变换器一次侧与电网连接，多脉波晶闸管变换器二次侧与直流平波电抗器L1的一端连接；电压源型PWM变换器和移相全桥变换器串联构成辅助功率回路，直流平波电抗器L1的另一端和平波电抗器L2的另一端并联连接至电解槽负载。
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