CN108039707A - 基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能调节器及方法 - Google Patents

基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能调节器及方法 Download PDF

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陈越灵
郭锦涛
苏文聪
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Abstract

本发明提供一种基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能调节器及方法，电能调节器将串联型有源滤波器和并联型有源滤波器组合起来,从而可以充分发挥串、并联有源滤波器在电力系统应用中的优势，具备综合的电能质量调节功能。用dq0变换法检测谐波电流，它将补偿电流与实际的补偿电流进行比较，两者的比较结果作为滞环比较器的输入，该输入会产生令开关通断的PWM信号，进而调节补偿电流；用dq0变换法检测谐波电压，生成PWM信号，进入串联型有源滤波器，进而控制逆变器开关通断，使其输出补偿电压信号注入电网补偿畸变电压。UPQC采用了dq0变换法、SVPWM算法及滞环控制,并充分发挥串联、并联有源滤波器各自优点。

Description

基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能调节器及方法
技术领域
本发明属于电能质量控制领域，具体涉及一种基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能调节器及方法。
背景技术
谐波源头来自于大量的电力电子装置，是由于电力电子装置在电力系统中的应用变得越来越重要，其中占比重最大的就是常常碰到的整流装置。在整流电路中，最为常见的结构是以二极管与晶闸管整流电路为主的电路结构。我们知道，除了带阻感负载电路会产生大量谐波之外，还有采用电容滤波的电路也会产生较多谐波，这足以引起我们的重视。因此提高整个电力系统的运行环境，就变得迫在眉睫。目前，解决这种问题主要为采用有源电力滤波器(APF)。APF为目前社会上常用于抑制谐波干扰与进行无功功率补偿的电气设备，APF能够对幅值和频率不定的谐波进行补偿。当微电网系统中的APF检测到负载谐波产生的电压和电流，就会经由指令运算电路发出信号，信号经过了补偿电流发生电路后，出现了信号放大现象，我们从而获得了与谐波电流极性相反的补偿电流，使得谐波电流与我们得到的补偿电流发生了抵消之后，随之获得了电源电流。APF的缺点是受限于功率元件的容量和成本，不能同时补偿谐波电压和谐波电流。UPQC的特点是，它不仅可以实现补偿功能，还能解决微电网中电能质量的问题。它可以补偿电源电压波动和负载电压谐波，同时补偿电源电流波动和负载电流谐波。
逆变器由于简单的结构，控制灵活等优点，使其得到广泛地应用，但是逆变器的功率半导体器件及其控制电路最容易发生故障，一旦产生故障，整个驱动模块便会丧失正常工作的能力，会对工业生产造成影响，所以逆变器的设计尤其重要，三相四开关逆变器与传统的三相六开关逆变器相比，有开关功率损耗和死区时间减小等性能上的优点，同时制造和运行成本也得到了大幅的降低。
基于瞬时无功功率理论的谐波检测法由于其较强的实时性与较为准确的精度，在工业应用上十分广泛。基于瞬时无功功率理论的谐波检测法分为两种，p-q法和ip-iq法。瞬时无功功率理论能够解决谐波的瞬时检测问题，并且满足有源电力滤波器的基本要求，所要完成的电路也较为简单。但不足之处在于，该方法不能检测电压，同时也会带来一定的相位误差。dq0变换法是一种可以实际应用于非正弦广义上的瞬时无功功率的检测法，其优势是p-q法和ip-iq法不能比拟。更重要的是，它在微电网存在畸变的时候，也不会影响到检测结果；环控制是一种非线性控制方法，其拥有结构简单，响应速度快，参数鲁棒性好，控制精度高等优点，在各类闭环跟踪控制系统中广泛应用。
发明内容
本发明的目的是提供一种基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能调节器及方法，用来解决电力系统中谐波电流滤除的问题，结合dq0变换法、SVPWM算法以及滞环控制的方法，可以使谐波滤除的成本降低，同时也拥有良好的谐波滤除效果。
为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：一种基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能调节器，其包括一与负载侧并联的并联型有源滤波器PAF、一与负载和电源串联的串联型有源滤波器SAF、一直流电源、及一控制系统；所述控制系统分别与并联型有源滤波器PAF、串联型有源滤波器SAF连接；直流电源一端分别与并联型有源滤波器PAF一输入端、串联型有源滤波器SAF一输出端连接；直流电源另一端分别与并联型有源滤波器PAF另一输入端、串联型有源滤波器SAF另一输出端连接；所述控制系统采用dq0变换法来检测电网中的谐波电流，得到谐波电流后利用滞环控制来控制串联型有源滤波器SAF的逆变器中开关管的关断或开启，将串联型有源滤波器SAF的直流电压源的电流变换为所需要的补偿电流，此补偿电流与电网中的谐波电流相互抵消；所述控制系统采用用dq0变换法来检测电网中的谐波电压，得到谐波电压后利用SVPWM算法将谐波电压进行剔除，达到滤除的效果。
在本发明一实施例中，所述直流电源为一直流电容；通过并联型有源滤波器PAF从电源侧调节有功功率。
本发明还提供一种基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能调节方法，其包括以下步骤：步骤S1：用dq0变换法来检测电网中的谐波电流；步骤S2：用滞环控制令将补偿电流ic *与实际的补偿电流ic进行比较，两者的比较结果作为滞环比较器的输入，该输入来产生令开关通断的PWM信号，进而调节补偿电流ic；步骤S3：用dq0变换法来检测电网中的谐波电压；步骤S4：用SVPWM算法方法将谐波电压生成PWM信号，进入串联型有源滤波器SAF，进而控制逆变器开关通断，从而使得串联型有源滤波器SAF输出补偿电压信号注入电网补偿畸变电压。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
(1)用dq0法来检测谐波电流，在系统电压畸变和不对称的情况下该方法同样适用。
(2)UPQC不仅可以实现补偿功能，同时还能解决微电网中电能质量的问题。它可以补偿电源电压波动和负载电压谐波，同时补偿电源电流波动和负载电流谐波。
(3)采用SVPWM算法，开关损耗小，计算简便，输出电压利用率高，提高了补偿精度。
(4)采用滞环控制方法可以令有源滤波器的三相四开关逆变器产生精确的补偿电流，且硬件电路简单，是闭环控制。滞环控制是一种非线性控制方法，其拥有结构简单，响应速度快，参数鲁棒性好，控制精度高。
附图说明
图1为dq0谐波电流变换法结构示意图。
图2为UPQC系统结构图。
图3为滞环控制方式原理图。
图4为三相逆变电路。
图5为基本矢量分布图。
图6为第一扇区的三相PWM调制模式。
图7为本发明一实施例中未装设UPQC的电源电压波形。
图8为本发明一实施例中装设UPQC后的电源电压波形。
图9为本发明一实施例中未装设UPQC的负载电流波形。
图10为本发明一实施例中装设UPQC的负载电流波形。
图11为本发明一实施例中电源电压谐波畸变率分析示意图
图12为本发明一实施例中负载电流谐波畸变率分析示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步解释说明。
本发明提供一种基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能质量调节器(UPQC)，其包括一与负载侧并联的并联型有源滤波器PAF、一与负载和电源串联的串联型有源滤波器SAF、一直流电源、及一控制系统；所述控制系统分别与并联型有源滤波器PAF、串联型有源滤波器SAF连接；直流电源一端分别与并联型有源滤波器PAF一输入端、串联型有源滤波器SAF一输出端连接；直流电源另一端分别与并联型有源滤波器PAF另一输入端、串联型有源滤波器SAF另一输出端连接；所述控制系统采用dq0变换法来检测电网中的谐波电流，得到谐波电流后利用滞环控制来控制串联型有源滤波器SAF的逆变器中开关管的关断或开启，将串联型有源滤波器SAF的直流电压源的电流变换为所需要的补偿电流，此补偿电流与电网中的谐波电流相互抵消；所述控制系统采用用dq0变换法来检测电网中的谐波电压，得到谐波电压后利用SVPWM算法将谐波电压进行剔除，达到滤除的效果。图1为dq0变换法的原理图。图2为本发明的主要原理结构示意图。
UPQC，它是由一个与负载侧并联的变流器与一个负载和电源串联的变流器构成的，直流环节被两者共用。在该电路中，串联型有源滤波器SAF(可以看做一串联的变流器)可以理解成受控电压源，它的作用是抑制电压波动和谐波，目的在于改善微电网电力系统中电能质量；并联的变流器可以理解成受控电流源，它是用来抑制各种非线性负载中的谐波。UPQC中的直流侧电容的作用是可以通过并联的变流器从电源侧调节有功功率。并联型有源滤波器PAF(可以看做一并联的变流器)视为受控电流源。
在本发明一实施例中，所述直流电源为一直流电容；通过并联型有源滤波器PAF从电源侧调节有功功率。直流部分采用容量较小的直流电容当做储能元件即可，不用再而外接电源。
当交流电网掉电时，直流母线端的电池组放电，经并联变流器向负载不间断的供电，具有UPS(不间断电源)的功能。当电网恢复供电后，系统可以重新回到电网供电状态。通过对UPQC两个变流器进行实时、合适的控制，将可以实现上述综合的电能质量调节，从而满足电力用户对于电网电能质量越来越高的要求。
本发明还提供一种基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的有源滤波方法，其包括以下步骤：步骤S1：用dq0变换法来检测电网中的谐波电流；步骤S2：用滞环控制令将补偿电流ic *与实际的补偿电流ic进行比较，两者的比较结果作为滞环比较器的输入，该输入来产生令开关通断的PWM信号，进而调节补偿电流ic；步骤S3：用dq0变换法来检测电网中的谐波电压；步骤S4：用SVPWM算法方法将谐波电压生成PWM信号，进入串联型有源滤波器SAF，进而控制逆变器开关通断，从而使得串联型有源滤波器SAF输出补偿电压信号注入电网补偿畸变电压。
在本发明一实施例中，图1为dq0变换法的原理图。ia、ib、ic为三相电源电流，ea是a相电源电压，PLL是锁相环。D为dq0变换矩阵。
其中,ia +,ib +,ic +为基波正序分量；ia -、ib -、ic -为基波负序分量；ia、ib、ic为电流量；在微电网电力系统中，定义i0为零序分量，i0＝0，ian +、ibn +、icn +是n阶正序电流，ian -、ibn -、icn -是n阶负序电流。有：
其中:I-、为负序幅值和基波初相位；I+、为正序幅值和基波初相位，In -、为n次负序幅值和基波初相位，In +、为n次正序幅值和基波初相位。将它变换到dq0坐标下为：
由上式得：
其中是dq0的正序分量，是dq0的负序分量。
直流分量则如下表示：
对式子(10)进行dq0反变换得到基波正序分量ia +、ib +、ic +可得
谐波电流为：
由以上可知：abc坐标下的第n次正序分量是dq0中的第n-1次分量，而dq0坐标下的第n+1次分量则由第n次负序分量转变而来；dq0坐标下的直流分量是由abc三相系统中基波成分通过Park转变而来，通过LPF(二阶低通滤波器)就可将直流分量分离。
如图3，UPQC的电流跟踪方式采用的瞬时值比较方式：
这种比较方式，它是将补偿电流ic *与实际的补偿电流ic进行比较，两者的比较结果作为滞环比较器的输入，该输入来产生令开关通断的PWM信号，进而调节补偿电流ic。
如图4所示，简单介绍下SVPWM(空间矢量脉宽调制)原理，电路中的电流经过整流变换之后，将变为直流，再经过三相的逆变电路作用后，会输出PWM波。将IGBT视为理想的开关，并依次定义A,B,C三相的开关的状态为a,b,c。如图，3组、6个开关(1、4,3、6,5、2)控制6个功率晶体管S1～S6，其中S1与S2，S3与S4，S5与S6之间是开启或关断，将直流电压源Ud产生的电流变换为所需的补偿电流。三相四开关逆变器的控制信互锁的，也就意味着同一桥臂的开关管一个接通(＝1)时候，另一个必须断开(＝0)才能工作，因此共有8种工作状态。
由上述空间矢量的概念，我们可得到8个夹角互为60°的基本控制矢量，V0和V7为零矢量，剩下6个矢量则称之为工作矢量。8个矢量的分布状态如图5所示。
由矢量合成原理得，α、β坐标系中任意的一个矢量都能由8个基本矢量之一与这一矢量相邻的两个基本矢量合成而得，在一个周期内，α、β坐标系合成矢量Vref的作用效果与其中相邻的两个基本矢量Tx、Ty作用效果是一样的。因此，当我们知道了基本矢量时间Tk，就能够推出脉冲宽度T。
判断Vref所处的扇区。需要从分析Vα和Vβ之间的关系入手，可得出以下的规律:若Vβ>0，则A＝1，否则A＝0；若则B＝1，否则B＝0；若则C＝1，否则C＝0。因此，扇区N＝A+2B+4C。
为了得到矢量在电路中的时间Tk、Tk+1、T0，我们下定义了几个变量：
对扇区T1、T2，按表5-1来取值。T1、T2赋值后，还应对其他部分进行判断。当T1+T2>T，则取T1＝T1T/(T1+T2)、T2＝T2T/(T1+T2)。
表1T1、T2取值表
由于每个扇区基本矢量不同，导通时刻也不同，因此引入辅助变量Ta、Tb、Tc表示导通时刻：Ta＝(T-T1-T2)/4,Tb＝(Ta+T1/2),Tc＝(Tb+T2/2)。另外的扇区一样可以得到，结果如图6所示.。
在本发明一具体实施例中，对上述UPQC进行仿真，将仿真时间设定为8s,以A相截取一个周期进行仿真分析，仿真结果参见图7-10。图7为本发明一实施例中未装设UPQC的电源电压波形。图8为本发明一实施例中装设UPQC后的电源电压波形。图9为本发明一实施例中未装设UPQC的负载电流波形。图10为本发明一实施例中装设UPQC的负载电流波形。
经过了Matlab/Simulink仿真之后，我们会发现装设了统一电能质量调节器(UPQC)为主体的微电网电力系统之后，微电网中电能质量有很大的提高，但电源电压仍然存在一些畸变，但趋近于正弦波，这是在可允许范围内。运行仿真完毕，同时，我们还对电源侧电压及电流进行讨论，打开simulink中powergui的FFT analysis进行对电网侧的THD(total harmonic distortion)进行分析，得到结果如图11-12所示。
由图11可得，此时电源电压的总谐波畸变率为1.20％，相较于使用谐波抑制技术前的4.92％，总电源电压谐波畸变率有很大程度地下降。
由图12可得，此时负载电流的总谐波畸变率为0％，相较于使用谐波抑制技术前的15.53％，很好地抑制了电流谐波。使得本次研究所设计的UPQC谐波抑制技术的有效性得以检验。
经过仿真验证，统一电能质量调节器(UPQC)具有综合的电能质量调节能力，研究UPQC的运行原理和控制策略对配电系统电能质量的改善具有重大意义。基于dq0变换法、SVPWM算法及滞环控制的UPQC既可以进行电压补偿，又可以进行电流补偿，是有效的解决电能质量问题的装置。
以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能调节器，其特征在于：包括一与负载侧并联的并联型有源滤波器PAF、一与负载和电源串联的串联型有源滤波器SAF、一直流电源、及一控制系统；所述控制系统分别与并联型有源滤波器PAF、串联型有源滤波器SAF连接；直流电源一端分别与并联型有源滤波器PAF一输入端、串联型有源滤波器SAF一输出端连接；直流电源另一端分别与并联型有源滤波器PAF另一输入端、串联型有源滤波器SAF另一输出端连接；所述控制系统采用dq0变换法来检测电网中的谐波电流，得到谐波电流后利用滞环控制来控制串联型有源滤波器SAF的逆变器中开关管的关断或开启，将串联型有源滤波器SAF的直流电压源的电流变换为所需要的补偿电流，此补偿电流与电网中的谐波电流相互抵消；所述控制系统采用用dq0变换法来检测电网中的谐波电压，得到谐波电压后利用SVPWM算法将谐波电压进行剔除，达到滤除的效果。
2.根据权利要求1所述的基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能调节器，其特征在于：所述直流电源为一直流电容；通过并联型有源滤波器PAF从电源侧调节有功功率。
3.一种基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能调节方法，其特征在于：包括以下步骤：步骤S1：用dq0变换法来检测电网中的谐波电流；
步骤S2：用滞环控制令将补偿电流ic *与实际的补偿电流ic进行比较，两者的比较结果作为滞环比较器的输入，该输入来产生令开关通断的PWM信号，进而调节补偿电流ic；
步骤S3：用dq0变换法来检测电网中的谐波电压；
步骤S4：用SVPWM算法方法将谐波电压生成PWM信号，进入串联有源滤波器APF，进而控制逆变器开关通断，从而使得串联APF输出补偿电压信号注入电网补偿畸变电压。
4.根据权利要求3所述的基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能调节方法，其特征在于：步骤S1包括以下具体步骤：
步骤S11：ia、ib、ic为三相电源电流，ea是a相电源电压，PLL是锁相环；D为dq0变换矩阵；其中,ia +,ib +,ic +为基波正序分量；ia -、ib -、ic -为基波负序分量；ia、ib、ic为电流量；在微电网电力系统中，定义i0为零序分量，i0＝0，ian +、ibn +、icn +是n阶正序电流，ian -、ibn -、icn -是n阶负序电流，则有：
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其中:I-、为负序幅值和基波初相位；I+、为正序幅值和基波初相位，In -、为n次负序幅值和基波初相位，In +、为n次正序幅值和基波初相位；
步骤S12：将电流变换到dq0坐标下为：
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由上式得：
其中是dq0的正序分量，是dq0的负序分量；
步骤S13：直流分量则如下表示：
对式子(10)进行dq0反变换得到基波正序分量ia +、ib +、ic +得
则谐波电流为：
步骤S14：abc坐标下的第n次正序分量是dq0中的第n-1次分量，而dq0坐标下的第n+1次分量则由第n次负序分量转变而来；dq0坐标下的直流分量是由abc三相系统中基波成分通过派克变换Park转变而来，通过LPF将直流分量分离。
5.根据权利要求3所述的基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能调节方法，其特征在于：步骤S4包括以下步骤：
步骤S41：电源电流经过整流变换之后，将变为直流，再经过一三相逆变电路后，输出PWM波；将三相逆变电路的6个功率晶体管S1～S6视为理想的开关，其中S1与S2，S3与S4，S5与S6之间的开启或关断，将直流电压源Vdc产生的电流变换为所需的补偿电流；
步骤S42：当三相逆变电路的开关出现故障时，故障相桥臂被切断，三相逆变器重构三相四开关逆变器进行工作；三相四开关逆变器采用空间矢量脉宽调制SVPWM控制策略进行控制。
6.根据权利要求5所述的基于dq0变换法、SVPWM及滞环控制的电能调节方法，其特征在于：空间矢量脉宽调制SVPWM控制策略具体包括以下步骤：
步骤S421：三相四开关逆变器的控制信号互锁的，同一桥臂的开关管一个接通时候，另一个必须断开才能工作，因此共有8种工作状态；将8种工作状态表示为8个夹角互为60°的基本矢量，其中V0和V7为零矢量，剩下6个矢量则称之为工作矢量；α、β坐标系中任意的一个矢量都由8个基本矢量之一与这一矢量相邻的两个基本矢量合成而得；通过基本矢量时间Tk，从而推算出脉冲宽度T；
步骤S422：若Vβ>0，则A＝1，否则A＝0；若则B＝1，否则B＝0；若则C＝1，否则C＝0；因此，扇区N＝A+2B+4C；Vα、Vβ为矢量在α、β坐标系的分量；
步骤S423：定义：其中Vdc为整流后的直流电压；对扇区T1、T2进行赋值后；对其他部分进行判断：当T1+T2>T，则取T1＝T1T/(T1+T2)、T2＝T2T/(T1+T2)；由于每个扇区基本矢量不同，导通时刻也不同，因此引入辅助变量Ta、Tb、Tc表示导通时刻：Ta＝(T-T1-T2)/4,Tb＝(Ta+T1/2),Tc＝(Tb+T2/2)。
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