CN113726141B - 一种变换器的抗掉电电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种变换器的抗掉电电路，包括：第一滤波电感、第一二极管、第二二极管、升压绕组以及第一储能电容；第一滤波电感的第一端为电压输入端，第一滤波电感的第二端与第一二极管的正极连接；第一二极管的负极与第一储能电容的正极连接，第一储能电容的正极与原边绕组的同名端连接，第一储能电容的负极接输入地；第二二极管的正极与第一滤波电感的第二端连接，第二二极管的负极与升压绕组的异名端连接，升压绕组的同名端与原边绕组的同名端连接；或，升压绕组的异名端与第一滤波电感的第二端连接，升压绕组的同名端与第二二极管的正极连接，第二二极管的负极与第一二极管的负极连接。本发明的电路结构简单且能减少储能电容的电容容量。

Description

一种变换器的抗掉电电路

技术领域

本发明涉及电子电路技术领域，尤其涉及一种变换器的抗掉电电路。

背景技术

当前抗掉电主要有两种常规方法。其一如图1所示，是在主DC/DC前并联一个大电容Ci，并在该大电容Ci前串联防电荷泄放二极管Di。利用大电容Ci对掉电之前的正常工作电压进行储能，在掉电发生后利用二极管Di阻止电容储能向母线释放，使大电容的储能只向DC/DC提供输入能量，从而使DC/DC在输入掉电时在一定时间内仍然可以正常工作。其二如图2所示，是在主DC/DC前边串联一级升压电路。利用该升压电路将掉电后较低的输入电压升压到主DC/DC可正常工作的输入电压范围内，使主DC/DC在输入掉电时在一定时间内仍能正常工作。对于图1所示的方案，由于是低压储能，导致储能电容容量太大、体积太大、成本太高。往往小小百瓦功率级别的DC/DC几十毫秒的抗掉电需求，就需要几千甚至上万微法的大电容来进行储能。随着主DC/DC功率级别的提升或抗掉电时长的增加，需要的储能电容容量更大，电容的体积随之更大，成本也更高，往往就大大降低甚至失去工程可用性。对于图2所示的方案，在主DC/DC前边串联一级升压电路，虽然因为高压储能，可以使储能电容容量大幅减小，但是该升压电路往往需要控制器、功率开关管、功率开关管驱动器，以及其它外围电路。升压电路所需元器件数量较多，增加了整个电路的复杂性。电路复杂性的增加既降低了电路工作可靠性，又增大了产品体积和成本。

发明内容

本发明实施例提供一种变换器的抗掉电电路，电路结构简单且能减少储能电容的电容容量。

本发明一实施例提供了一种变换器的抗掉电电路，包括：第一滤波电感、第一二极管、第二二极管、升压绕组以及位于所述变换器输入侧的第一储能电容；

所述第一滤波电感的第一端为电压输入端，所述第一滤波电感的第二端与所述第一二极管的正极连接；

所述第一二极管的负极与所述第一储能电容的正极连接，所述第一储能电容的正极与所述变换器内变压器的原边绕组的同名端连接，所述第一储能电容的负极接输入地；

所述第二二极管的正极与所述第一滤波电感的第二端连接，所述第二二极管的负极与所述升压绕组的异名端连接，所述升压绕组的同名端与所述原边绕组的同名端连接；或，所述升压绕组的异名端与所述第一滤波电感的第二端连接，所述升压绕组的同名端与所述第二二极管的正极连接，所述第二二极管的负极与所述第一二极管的负极连接。

进一步的，当所述第二二极管的正极与所述第一滤波电感的第二端连接，所述第二二极管的负极与所述升压绕组的异名端连接，所述升压绕组的同名端与所述原边绕组的同名端连接时，所述第一二极管和所述第二二极管为同一封装内的两个共阳二极管。

进一步的，所述变换器为单端正激变换器或单端反激变换器。

进一步的，当所述变换器为单端正激变换器时，所述变换器还包括：第一场效应管、第三二极管、第四二极管、第二滤波电感以及第一滤波电容；

所述第一场效应管的源极接输入地，所述第一场效应管的漏极与所述原边绕组的异名端连接；

所述第三二极管的正极与所述变换器内变压器的副边绕组的同名端连接，所述第三二极管的负极与所述第二滤波电感的第一端连接，所述第二滤波电感的第二端为电压输出端；

所述第四二极管的负极与所述第二滤波电感的第一端连接，所述第四二极管的正极接输出地；

所述第一滤波电容的正极与所述第二滤波电感的第二端连接，所述第一滤波电容的负极接输出地。

进一步的，当所述变换器为单端反激变换器时，所述变换器还包括：第二场效应管、第五二极管以及第二滤波电容；

所述第二场效应管的源极接输入地，所述第二场效应管的漏极与所述原边绕组的异名端连接；

所述第五二极管的正极与所述变换器内变压器的副边绕组的异名端连接，所述第五二极管的负极为电压输出端；

所述第二滤波电容的正极与所述第五二极管的负极连接，所述第二滤波电容的负极接输出地。

通过实施本发明实施例具有如下有益效果：

本发明实施例提供了一种变换器的抗掉电电路，该电路在现有变换器的基础上，增加了一个用于耦合升压的升压绕组来组成升压抗掉电电路，巧妙利用了升压绕组“代替”了传统boost升压电路功率开关、驱动电路、控制电路及其余外围电路，结构简单，此外将第一滤波电感既作滤波电感又作为抗掉电路的储能电感，且整个电路为高压储能，这样能够大幅度降低第一储能电容的容量。

附图说明

图1是现有技术提供的一种抗掉电电路的结构示意图。

图2是现有技术提供的另一种抗掉电电路的结构示意图。

图3是本发明一实施例提供的抗掉电电路运用在单端正激变换器时的结构示意图。

图4是本发明一实施例提供的抗掉电电路运用在单端反激变换器时的结构示意图。

图5是本发明一实施例提供的抗掉电电路中第二二极管的另一连接方式的结构示意图。

图6是本发明一实施例提供的单端正激变换器的结构示意图。

图7是本发明一实施例提供的单端反激变换器的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

同时参见图3-5，本发明一实施例提供了一种变换器的抗掉电电路11，上述抗掉电电路11适用于变换器，具体包括：第一滤波电感L1、第一二极管D1、第二二极管D2、升压绕组W1以及位于所述变换器输入侧的第一储能电容C1；

所述第一滤波电感L1的第一端为电压输入端，所述第一滤波电感L1的第二端与所述第一二极管D1的正极连接；

所述第一二极管D1的负极与所述第一储能电容C1的正极连接，所述第一储能电容C1的正极与所述变换器内变压器T的原边绕组Wp的同名端连接，所述第一储能电容C1的负极接输入地Gndp；

所述第二二极管D2的正极与所述第一滤波电感L1的第二端连接，所述第二二极管D2的负极与所述升压绕组W1的异名端连接，所述升压绕组W1的同名端与所述原边绕组Wp的同名端连接；或，所述升压绕组W1的异名端与所述第一滤波电感L1的第二端连接，所述升压绕组W1的同名端与所述第二二极管D2的正极连接，所述第二二极管D2的负极与所述第一二极管D1的负极连接。

在一个优选的实施例中，所述变换器为单端正激变换器或单端反激变换器。

如图6所示，在一个优选的实施例中，当所述变换器为单端正激变换器时，所述变换器还包括：第一场效应管M1、第三二极管D3、第四二极管D4、第二滤波电感L2以及第一滤波电容C2；

所述第一场效应管M1的源极接输入地Gndp，所述第一场效应管M1的漏极与所述原边绕组Wp的异名端连接；

所述第三二极管D3的正极与所述变换器内变压器T的副边绕组Ws的同名端连接，所述第三二极管D3的负极与所述第二滤波电感L2的第一端连接，所述第二滤波电感L2的第二端为电压输出端；

所述第四二极管D4的负极与所述第二滤波电感L2的第一端连接，所述第四二极管D4的正极接输出地Gnds；

所述第一滤波电容C2的正极与所述第二滤波电感L2的第二端连接，所述第一滤波电容C2的负极接输出地Gnds。

如图7所示，在一个优选的实施例中，当所述变换器为单端反激变换器时，所述变换器还包括：第二场效应管M2、第五二极管D5以及第二滤波电容C3；

所述第二场效应管M2的源极接输入地Gndp，所述第二场效应管M2的漏极与所述原边绕组Wp的异名端连接；

所述第五二极管D5的正极与所述变换器内变压器T的副边绕组Ws的异名端连接，所述第五二极管D5的负极为电压输出端；

所述第二滤波电容C3的正极与所述第五二极管的负极连接，所述第二滤波电容C3的负极接输出地Gnds。

本发明所公开的变换器的抗掉电电路11适用于单端正激变换器或单端反激变换器，且抗掉电电路11中第二二极管D2和升压绕组W1的连接方式有两种，以其中一种连接方式为例，将其中一种连接方式所形成的抗掉电电路11分别运用在单端正激变换器中和单端反激变换器中，所形成的电路结构分别如图3和图4所示。第二二极管D2和升压绕组W1的另一种连接方式见图5。

以下以抗掉电电路11应用于单端正激变换器时为例(即以图3所示的电路结构为例)，对其工作原理进行说明：

当变换器不工作时，即当第一场效应管M1没有接受到PWM脉宽调制驱动时，电压输入端的输入电压Vin经第一滤波电感L1和第一二极管D1给第一储能电容C1充电，同时经第一滤波电感L1、第二二极管D2和升压绕组W1给第一储能电容C1充电，如果忽略充电回路上的压降，则第一储能电容C1上的电压Vi等于输入电压Vin。

当变换器工作时，即当第一场效应管M1接受到PWM脉宽调制驱动时第一滤波电感L1、第二二极管D2和升压绕组W1以及第一储能电容C1构成一个类似于Boost拓扑的升压电路，该升压电路的输入为Vin，输出为第一储能电容C1上的电压Vi；同时第一储能电容C1、原边绕组Wp、副边绕组Ws、第三二极管D3、第四二极管D4、第二滤波电感L2以及第一滤波电容C2构成一个基本的单端正激变换器电路，该单端正激变换器的输入电压为第一储能电容C1上的电压Vi，输出为第一滤波电容C2上的电压Vout。

对于确定的输入电压Vin和输出电压Vout，D为第一场效应管M1的驱动开通占空比，Ts为开关周期，则第一场效应管M1在D×Ts时间内处于开通状态即ON状态时，第一场效应管M1开通，第一二极管D1反偏截止，第二二极管D2导通，忽略管压降和线路压降，取N1＝Np，则电路按如下电气方程工作：

V_i1＝V_i-V_W1(1-2)＝0V； (3)

ΔV_L1(3-4)＝V_in-V_i1＝V_in； (4)

在上述公式中Np为变压器T原边绕组Wp的匝数,Ns为变压器T副边绕组Ws的匝数，N1为升压绕组W1的匝数，V_W1(1-2)为升压绕组W1的同名端1的电位减去升压绕组W1的异名端2的电位所得的电压差，V_i1为第一滤波电感L1的第二端对于输入地GNDp的电位，ΔV_L1(3-4)为第一滤波电感L1的第一端3的电位减去第一滤波电感L1的第二端4的电位所得的电压差。

第一场效应管M1在(1-D)×Ts时间内处于关断状态即OFF状态时，第一场效应管M1关断，变压器T原边绕组Wp异名端电位升高，Wp异名端电位高于其同名端电位，升压绕组W1的异名端电位也相应高于其同名端电位，第二二极管D2反偏截止。第一滤波电感L1中的电流连续。第一滤波电感L1由之前M1在D×Ts时间内处于开通状态即ON状态时电感储能，在M1在(1-D)×Ts时间内处于关断状态即OFF状态时转为电感放能。由楞次定律可知此时第一滤波电感L1的第二端4的电位高于其第一端3的电位，第一二极管D1导通，忽略管压降和线路压降，则电路按如下电气方程工作：

在上述公式中，ΔV_L1(4-3)为第一滤波电感L1的第二端4减去第一滤波电感L1的第一端3的电位所得的电压差。

在一个完整的M1开关周期内，由第一滤波电感L1上伏秒平衡关系可以得到

ΔV_L1(3-4)·D·T_s＝ΔV_L1(4-3)·(1-D)·T_s； (7)

把公式4和公式6带入公式7即得：

化简公式8可得

即得到本发明实施例所公开的抗掉电电路11的功率放大倍数M_patent：

而单端正激变换器的功率放大倍数M_forword：

当输入掉电时系统对于抗掉电电路，有以尽量小的占空比增加量实现尽量大的输出电压提升的需求。对比公式10和公式11，可见本发明实施例所公开的抗掉电电路11的功率放大倍数M_patent，就是在单端正激变换器的功率放大倍数M_forword上乘以一个大于1的系数1/(1-D)后所得。而由于系数1/(1-D)＞1，且随占空比D的增大系数1/(1-D)快速增大。所以，随输入电压Vin的降低，本发明所公开抗掉电电路11的功率放大倍数M_patent将使正激变换器的功率放大倍数M_forword快速增大，这一特性正好完美符合输入掉电时系统对升压抗掉电电路的需求。

对比公式11和公式10两者的关系，可得到本发明所公开的变换器的抗掉电电路11中输入电压Vin与变换器的输出电压Vout的关系为：

其中：

如果在实际工程应用中取输入电压Vin掉电到最低输入电压时占空比D＝0.75，则本发明中第一储能电容C1上的电压为：

由电容储能公式

把公式14带入公式15可知第一储能电容C1上的电压增大到原来的4倍，则存储同样能量，电容量可以减小到原来的1/4²＝0.0625＝6.25％。

如果在工程应用设计中取输入电压Vin掉电到最低输入电压时占空比D＝0.6，则本发明中第一储能电容C1上的电压为：

把公式16带入公式15可知第一储能电容C1上的电压增大到原来的2.5倍，则存储同样能量，电容量可以减小到原来的1/2.5²＝0.16＝16％。

由此可见，在本发明所公开的一种变换器的抗掉电电路11中，适当提高储能电容耐压后，就能够实现电压倍数以储能电压平方分之一的速度，大幅减小所需储能电容的容量，从而非常显著地减少电容数量，减小电容体积，从而极大的减小产品体积和成本。

在一个优选的实施例中，当所述第二二极管D2的正极与所述第一滤波电感L1的第二端连接，所述第二二极管D2的负极与所述升压绕组W1的异名端连接，所述升压绕组W1的同名端与所述原边绕组Wp的同名端连接时，所述第一二极管D1和所述第二二极管D2可为同一封装内的两个共阳二极管。

此外在其他可选的实施例中，对于图3所示的电路，第三二极管D3和第四二极管D4可以是同步整流管。

在其他可选的实施例中，对于图3所示的电路，可以将第二滤波电感L2所处位置短路掉，将第二滤波电感L2变换位置，使第二滤波电感L2的第一端5(或第二端6)连接于第一滤波电容C2的负极，将第二滤波电感L2的第二端6(或第一端5)连接于第四二极管D4的正极。

在其他可选的实施例中，对于图4所示的电路，可以将第五二极管D5所处位置短路掉，将第五二极管D5变换位置，使其负极连接于副边绕组Ws的同名端，正极连接于输出地端Gnds。

通过实施本发明上述实施例具有如下效果：

1：升压效果显著，抗掉电储能电容容量大幅减小。本发明所提供的变压器的抗掉电电路能大幅减小储能电容容量，显著减少电容个数，减小电容体积，所以可以大幅减小电路体积并减低产品成本。

2：电路构成简单，工作可靠性高。巧妙利用升压绕组“代替”boost升压电路功率开关、驱动电路、控制电路及其同外围电路，又让第一滤波电感既作滤波电感又作储能电感，再增加了两个二极管，就使原来的正激或反激变换器具有了全新的工作特性。整个电路构成非常简单，简单的电路构成，既有利于减小电路体积，降低成本，又有利于提高电路工作可靠性。

3：输入电流连续，输入端EMC性能好。不论是单端正激还是单端反激，输入电流都是不连续的，输入电流脉动大，输入电流高次谐波大，对供电母线的EMI扰动大。本发明所提供的变压器的抗掉电电路，第一滤波电感上的电流是连续的，因此可以显著改善整个变换电路输入端的电磁兼容性。

4：工艺实现难度低，易于工程应用。本发明所提供的变压器的抗掉电电路，可用于正激类拓扑，也可用于反激类拓扑，应用面宽。主要是对变压器绕组和输入滤波电感(即第一滤波电感)的使用进行变化，只把输入滤波电感兼用作升压储能电感，又在原有变压器上增加一个用于耦合升压的升压绕组，且可将该绕组设置为与原边输入绕组同匝数、共同名端抽头，工艺实现非常简单，利于广泛的工程应用和大规模推广。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种变换器的抗掉电电路，其特征在于，包括：第一场效应管、第一滤波电感、第一二极管、第二二极管、升压绕组以及位于所述变换器输入侧的第一储能电容；

所述第一滤波电感的第一端为电压输入端，所述第一滤波电感的第二端与所述第一二极管的正极连接；

所述第一二极管的负极与所述第一储能电容的正极连接，所述第一储能电容的正极与所述变换器内变压器的原边绕组的同名端连接，所述第一储能电容的负极接输入地；所述原边绕组的异名端与所述第一场效应管的漏极连接，所述第一场效应管的源极接输入地；所述第二二极管的正极与所述第一滤波电感的第二端连接，所述第二二极管的负极与所述升压绕组的异名端连接，所述升压绕组的同名端与所述原边绕组的同名端连接；或，所述升压绕组的异名端与所述第一滤波电感的第二端连接，所述升压绕组的同名端与所述第二二极管的正极连接，所述第二二极管的负极与所述第一二极管的负极连接。

2.如权利要求1所述的变换器的抗掉电电路，其特征在于，当所述第二二极管的正极与所述第一滤波电感的第二端连接，所述第二二极管的负极与所述升压绕组的异名端连接，所述升压绕组的同名端与所述原边绕组的同名端连接时，所述第一二极管和所述第二二极管为同一封装内的两个共阳二极管。

3.如权利要求1所述的变换器的抗掉电电路，其特征在于，所述变换器为单端正激变换器或单端反激变换器。

4.如权利要求3所述的变换器的抗掉电电路，其特征在于，当所述变换器为单端正激变换器时，所述变换器还包括：第三二极管、第四二极管、第二滤波电感以及第一滤波电容；

所述第三二极管的正极与所述变换器内变压器的副边绕组的同名端连接，所述第三二极管的负极与所述第二滤波电感的第一端连接，所述第二滤波电感的第二端为电压输出端；

所述第四二极管的负极与所述第二滤波电感的第一端连接，所述第四二极管的正极接输出地；

所述第一滤波电容的正极与所述第二滤波电感的第二端连接，所述第一滤波电容的负极接输出地；

所述变换器内变压器的副边绕组的异名端接输出 地。

5.如权利要求3所述的变换器的抗掉电电路，其特征在于，当所述变换器为单端反激变换器时，所述变换器还包括：第五二极管以及第二滤波电容；

所述第五二极管的正极与所述变换器内变压器的副边绕组的异名端连接，所述第五二极管的负极为电压输出端；

所述第二滤波电容的正极与所述第五二极管的负极连接，所述第二滤波电容的负极接输出地；

所述变换器内变压器的副边绕组的同名端接输出 地。

Images