CN113597725B - 同步磁阻马达 - Google Patents

Abstract

得到能够同时实现高输出转矩和低转矩脉动这两者的同步磁阻马达。具备：圆环状的定子铁芯(9)，形成有沿着内周面等间隔排列的S个槽(14)；以及转子铁芯(11)，在定子铁芯(9)的内面侧形成为圆筒状，针对每个磁极设置有由向圆筒中心凸出且各顶点位于q轴上的圆弧状的开口部构成的多个缝隙，其中，开口部的靠近圆筒中心的内边缘的第n个圆弧在沿着q轴上距转子铁芯的外周面的距离D(n)的位置具有圆弧中心点，当将第n个圆弧相对于圆弧中心点的半径设为R(n)时，规定为比率k(n)＝D(n)/R(n)，确定k(1)至k(n)的值，以使得0.20≤k(n_max)≤0.37，k(n_max)＜……＜k(n)＜……＜k(1)＜1且斜率a在(－0.92/n_max)≤a≤(－0.71/n_max)的范围内。

Description

同步磁阻马达

技术领域

本发明涉及利用磁阻转矩的同步磁阻马达。

背景技术

同步磁阻马达被用于铁路车辆、空调机、汽车等。同步磁阻马达通过在转子中设置缝隙而产生磁性凸极性，利用由磁性凸极性产生的磁阻转矩而旋转。然而，同步磁阻马达存在如下方面的技术课题：输出转矩比不上转子中嵌入有磁体的永磁体同步马达，由于缝隙近旁的磁导率的急剧变化而转矩脉动增加。

为了增大同步磁阻马达的输出转矩，需要增加转子中设置的缝隙数，提高马达的凸极比。而且，由于转矩脉动以由定子的槽数所引起的分量为主，因此为了降低转矩脉动，需要通过在转子铁芯中设置间隔窄的缝隙来抑制由定子的槽引起的谐波分量。因此，要求同时实现高输出转矩和低转矩脉动这两者的同步磁阻马达。

鉴于上述技术课题，提出了如下技术：在专利文献1所记载的磁阻马达用转子层叠铁芯中，在层叠铁芯中设置有向旋转轴孔侧呈凸形状的多个圆弧状缝隙，该缝隙的端部在铁芯片的整个圆周上以等间隔角度来形成。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2009-77458号

发明内容

发明所要解决的技术课题

然而，以往技术中存在以下技术课题。

专利文献1中记载了在转子铁芯中以等间隔角度配置缝隙以降低转矩脉动的方法，但是仅考虑了降低转矩脉动，尚未探讨到输出转矩的大小。

另外，专利文献1中记载了基于感应电动机的设计理论来选定缝隙的间隔的方法。然而，在感应电动机中，在转子铁芯中设置槽，在槽内插入次级导体，因此当考虑到导体间的绝缘时，难以实现使次级导体接近的多槽的结构。根据专利文献1中的磁阻马达的缝隙间隔的选定方法，虽然能够以宽的间隔构成缝隙，但是对于如同步磁阻马达这样产生高频转矩脉动的马达，无法同时实现高输出转矩和低转矩脉动这两者。

本发明是为了解决上述技术课题而做出的，目的在于得到能够同时实现高输出转矩和低转矩脉动这两者的同步磁阻马达。

用于解决技术课题的技术方案

根据本发明的同步磁阻马达，具备：

圆环状的定子铁芯，形成有沿着内周面等间隔排列的S个槽；

绕组，被容纳于各槽；以及

转子铁芯，在定子铁芯的内面侧形成为圆筒状且磁极的数量为P，当在圆筒的中心轴方向观察时，针对每个磁极设置有由向圆筒中心凸出且各顶点位于q轴上的圆弧状的开口部构成的多个缝隙，

其中，在将对转子铁芯的一个极设置的多个缝隙的数量设为b_max、将在多个缝隙中最接近转子铁芯的外周面的缝隙设为第1个缝隙、将b及n设为2以上的整数、在从转子铁芯的外周面向圆筒中心的第b个缝隙中将构成第b个缝隙的开口部的靠近圆筒中心的内边缘规定为第n＝2b个圆弧、将构成第b个缝隙的开口部的与内边缘对置的外边缘规定为第n＝2b－1个圆弧、将最接近圆筒中心的第b_max个缝隙的内边缘的圆弧规定为第n_max个圆弧的情况下，

第n个圆弧在沿着q轴上距转子铁芯的外周面的距离D(n)的位置具有圆弧中心点，在将第n个圆弧相对于圆弧中心点的半径设为R(n)的情况下，

距离D(n)与半径R(n)之比率k(n)通过k(n)＝D(n)/R(n)来规定，

确定与第1至第n个圆弧分别对应的比率k(1)至k(n)的值，以使得针对第n_max个圆弧的比率k(n_max)为0.20≤k(n_max)≤0.37的范围，针对第n个圆弧的比率k(n)满足k(n_max)＜……＜k(n)＜……＜k(1)＜1的关系，在横轴取n且纵轴取比率k(n)的曲线图中，对绘制出比率k(1)至k(n_max)的各数值的点集进行线性近似时的斜率a在(－0.92/n_max)≤a≤(－0.71/n_max)的范围内。

发明效果

根据本发明的同步磁阻马达，由于能够以最佳间隔设置缝隙，因此能够抑制由定子的槽的间隔引起的转矩脉动的增加，而且能够产生高的输出转矩。

附图说明

图1为示出利用用于实施本发明的实施方式1的同步磁阻马达时的系统的结构图。

图2为将用于实施本发明的实施方式1的同步磁阻马达沿轴线方向截断后的剖视图。

图3为将用于实施本发明的实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达在图2的A－A线处截断后的剖视图。

图4为示出用于实施本发明的实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达的1个磁极部分的剖视图。

图5为示出用于实施本发明的实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达的转子的剖视图。

图6为示出在用于实施本发明的实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达中，缝隙条数为两条的转子的剖视图。

图7为示出在用于实施本发明的实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达中，缝隙条数为4条的转子的剖视图。

图8为示出在用于实施本发明的实施方式1的6极54槽的同步磁阻马达中，缝隙条数为6条的转子的剖视图。

图9为示出在用于实施本发明的实施方式1的6极54槽的同步磁阻马达中，缝隙条数为5条的转子的剖视图。

图10为示出在用于实施本发明的实施方式1的6极54槽的同步磁阻马达中，缝隙条数为4条的转子的剖视图。

图11为示出在用于实施本发明的实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达中，相对于转子位置的输出转矩波形的说明图。

图12为示出在用于实施本发明的实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达中，输出转矩相对于缝隙15的间隔θ的关系的说明图。

图13为示出在用于实施本发明的实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达中，转矩脉动相对于缝隙15的间隔θ的关系的说明图。

图14为示出在用于实施本发明的实施方式1的6极54槽的同步磁阻马达中，输出转矩相对于缝隙15的间隔θ的关系的说明图。

图15为示出在用于实施本发明的实施方式1的6极54槽的同步磁阻马达中，转矩脉动相对于缝隙15的间隔θ的关系的说明图。

图16为示出在用于实施本发明的实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达的转子中，圆弧的尺寸定义的说明图。

图17为示出用于实施本发明的实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达的转子的剖视图。

图18为示出用于实施本发明的实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达的转子的剖视图。

图19为示出用于实施本发明的实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达的转子的剖视图。

图20为示出用于实施本发明的实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达的转子的剖视图。

图21为示出用于实施本发明的实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达的转子的剖视图。

图22为例示在用于实施本发明的实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达中，图17至图21中的角度尺寸的关系的图。

图23为示出在用于实施本发明的实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达中，比率k(n_max)的一例的说明图。

图24为示出在用于实施本发明的实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达中，输出转矩相对于比率k(n_max)的关系的说明图。

图25为示出在用于实施本发明的实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达中，转矩脉动相对于比率k(n_max)的关系的说明图。

图26为示出在用于实施本发明的实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达中，斜率a相对于比率k(n_max)的关系的说明图。

图27为示出在用于实施本发明的实施方式2的同步磁阻马达中，比率k(n_max)相对于圆弧的数量n的关系的说明图。

图28为示出用于实施本发明的实施方式3的同步磁阻马达的转子的剖视图。

图29为示出用于实施本发明的实施方式3的同步磁阻马达的1个磁极部分的剖视图。

图30为示出用于实施本发明的实施方式3的同步磁阻马达的转子的剖视图。

图31为示出以往的同步磁阻马达的转子的剖视图。

图32为示出用于实施本发明的实施方式4的同步磁阻马达的转子的剖视图。

图33为示出用于实施本发明的实施方式5的同步磁阻马达的转子及缝隙的端部的放大剖视图。

图34为示出用于实施本发明的实施方式6的同步磁阻马达的转子的剖视图。

附图标记

1：同步磁阻马达；2：电源供给线；3：控制装置；4：轴；5：框架；6：定子；7：转子；8：轴承；9：定子铁芯；10：绕组；11：转子铁芯；12：芯背部；13：齿；14：槽；15：缝隙；21：缝隙宽度；22：芯体宽度；31：缺口；41：直线部分；42：桥；51：肋条；401、402：倒角部

具体实施方式

以下使用附图对本发明的同步磁阻马达的优选实施方式进行说明，在各图中对相同或相当的部分附加相同的附图标记来说明。

实施方式1.

图1为示出利用用于实施本发明的实施方式1的同步磁阻马达1时的系统的结构图。在图1中，同步磁阻马达1为经由电源供给线2与控制装置3连接并将从控制装置3供给的电能变换为机械能的电气设备。

图2为将实施方式1的同步磁阻马达1沿着轴4的轴线方向截断后的剖视图。图2所示的虚线B为轴4的轴。在图2中，利用压入配合或冷缩配合等方法被插入并固定于框架5的圆环状的定子6与圆筒状的转子7使用轴承8隔着机械性间隙(磁隙)以相对旋转自如的方式被配置。

定子6是对包括铁芯的圆环状的定子铁芯9施加绕组10而构成的。通过向该绕组10给予从控制装置3供给的电能，从而在磁隙中产生旋转磁场。另外，转子7为利用压入配合或冷缩配合等方法将轴4插入至包括铁芯的圆筒状的磁极数量为P的转子铁芯11的中心而形成为一体的结构。

图3为将实施方式1的6极36槽的3相同步磁阻马达1在图2的A－A线处截断后的剖视图。定子铁芯9包括圆环状的芯背部12和从芯背部12向径向内侧突出且等间隔排列的齿13。在设置于定子铁芯9的径向内侧的齿13之间等间隔地设置有槽14，在槽14中收纳有绕组10。在实施方式1的同步磁阻马达1中，齿13和槽14以相同角度设置。

将同步磁阻马达1的槽数设为S，将转子铁芯11的磁极的数量设为P。虽然在图3中对6极36槽的同步磁阻马达1进行说明，但是该结构为一例，槽数S和磁极的数量P不限于此。

图4为示出实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达1的1个磁极部分的剖视图。这是提取图3的1/6的区域而得到的模型，在6极36槽的同步磁阻马达1的定子6中，每1个磁极具备6个槽14。

图5为示出实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达1的转子7的剖视图。在转子铁芯11的截面上，d轴被定义于磁通易于通过的方向(磁极的中心线方向)，q轴被定义于磁通难以通过的方向(磁极间的中心线方向)。此外，d轴和q轴具有90度的电角度相位差。转子7根据基于凸极方向(d轴)与非凸极方向(q轴)的电感之差而产生的电感转矩而旋转。因此，同步磁阻马达1利用旋转方向的磁阻的差异来产生输出转矩。因此，d轴与q轴的电感的差分越大，则越能够产出高的输出转矩。

在图5中，当在圆筒的中心轴方向观察时，转子铁芯11针对转子铁芯11的每个磁极具有由向转子铁芯11的圆筒中心(中心O)凸出且各顶点位于q轴上的圆弧状的开口部构成的多个缝隙15，由磁性材料(例如电磁钢板)构成的转子铁芯11和由非磁性材料(例如空气)构成的缝隙15在径向上交替设置。在此，缝隙15的数量不限于3条，也可以为其它数量。另外，缝隙15的端部可以被倒角为圆弧状。关于圆弧，用例如直线等近似地模拟圆弧形状而成的形状也被视为同样的形状。此外，缝隙15被设置为在每个磁极关于q轴对称。

以下对缝隙15的配置方法进行说明。如图5所示，确定转子铁芯11的任意一个d轴，将与通过转子铁芯11的中心O的d轴最接近的缝隙15的圆弧状的开口部的沿着转子铁芯11的外周面的端部(部位)、即圆弧在周向上的中点设为中心点W。将设置于1个磁极内的各缝隙15的中心点W在相邻缝隙之间相对于转子铁芯11的中心O而彼此所成的角度θ设置为在相邻的缝隙之间为等间隔。另外，将连结最接近于d轴的缝隙的中心点W和转子铁芯11的中心O的直线与d轴所成的角度设定为θ/2。以下，将相邻缝隙之间的角度θ称为缝隙的间隔θ。

以下对缝隙的间隔θ的优选范围进行说明。在同步磁阻马达1中，由于定子6与转子7的磁导率的相对关系而产生转矩脉动。因此，当定子6的磁导率的变化与转子7的磁导率的变化的定时一致时，输出转矩的脉动增大，转矩脉动变得显著。在转矩脉动中，定子6的槽14的间隔所引起的分量大，主要是由定子6的槽数S引起的谐波分量和定子6的槽数S的2倍的谐波分量。

为了降低转矩脉动，需要使定子6的磁导率的变化与转子7的磁导率的变化不一致。

因此，需要将缝隙15的间隔θ确定为不与定子6的槽14的间隔及定子6的槽14的1/2倍的间隔相同的间隔。即，需要θ≠360°/S并且θ≠360°/2S。

另外，当将z设为相数、将P设为极数、将Q设为每极每相的槽数时，当以大于定子6的槽14的间隔的间隔(360°/S＜θ：S＝P×z×Q)设置缝隙15时，由于q轴上的电感增加，因此有可能无法充分产出输出转矩，当以小于定子6的槽14的1/2倍的间隔的间隔(θ＜360°/2S)设置缝隙15时，因为缝隙15的间隔变窄，所以转子铁芯11的冲压变得困难，因此制造成本有可能增加。

即，在考虑转矩及马达的制造性的情况下，优选设为360/(2×P×z×Q)＜θ＜360/(P×z×Q)。

将其整理后表示为360/(2×P×z)＜θ×Q＜360/(P×z)。

图6和图7为在实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达1中，抽取并示出缝隙15的条数为两条和4条的情况下的同步磁阻马达1的1个磁极部分的剖视图。将缝隙15为4条的情况设为模型101，将缝隙15为3条的情况作为模型102，将缝隙15为两条的情况作为模型103。

图8至图10为在实施方式1的6极54槽的同步磁阻马达1中，抽取并示出缝隙15的条数分别为6条、5条、4条的情况下的同步磁阻马达1的1个磁极部分的剖视图。将缝隙15为6条的情况作为模型104，将缝隙15为5条的情况作为模型105，将缝隙15为4条的情况作为模型106。

使用基于有限元法的电磁场解析来研究缝隙15的间隔θ与输出转矩、缝隙15的间隔θ与转矩脉动的关系。在研究时使用了图5至图10的6个形状的同步磁阻马达1。

图11为示出在实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达1中，输出转矩波形相对于转子7的位置的说明图。在将缝隙数设为4条且将缝隙15的间隔θ的值设为θ＝6.66°的情况和将缝隙数设为两条且将缝隙15的间隔θ的值设为θ＝15°的情况的两个情形的模型中，对定子6的绕组10通电，示出通过电磁场解析计算出的1个电角度周期的输出转矩波形。此外，θ＝6.66°与360°/(1.5S)相当，为定子6的槽14的间隔的间隔θ＝10°(360°/S)与定子6的槽14的间隔的1/2倍的间隔θ＝5°(360°/2S)之间的值。另外，θ＝15°(＝360°/24)为基于现有文献1所记载的缝隙15的间隔θ的确定方法计算出的值。此外，槽数S如上所述为S＝P×z×Q。

在图11所示的解析结果中，在将缝隙15的间隔θ的值设为θ＝6.66°的情况下，与将缝隙15的间隔θ的值设为θ＝15°的情况相比较，能够实现高输出转矩且低转矩脉动。

接下来，对于其它的缝隙15的间隔θ的情况也确认对输出转矩和转矩脉动的影响。为了比较，计算并比较平均转矩和转矩脉动率的值。平均转矩是指图11所示的At，取1个电角度周期的输出转矩的平均值。转矩脉动的两振幅(both amplitudes of torque ripple)是指图11所示的Tr，转矩脉动率C是指将表示输出转矩波形的变化量的转矩脉动的两振幅的一半即单侧振幅(one-side amplitude)除以平均转矩而得到的结果。即，转矩脉动率C用C＝Tr/(2×At)×100(％)来表示。

图12为示出在实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达1中，输出转矩相对于缝隙15的间隔θ×每极每相Q的关系的说明图。在此，每极每相表示每1极每1相的槽数，在本图中为6极36槽的3相，因此Q＝36(槽数：S)÷6(极数：P)÷3(相数)＝2。在图12中，横轴的值为10的情况与定子6的槽14的1/2倍的间隔相当。在图12中，用实线(模型101)示出缝隙15为4条时的解析结果，用点线(模型102)示出缝隙15为3条时的解析结果，用单点划线(模型103)示出缝隙15为两条时的解析结果。

图13为示出在实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达1中，转矩脉动率相对于缝隙15的间隔θ×每极每相Q的关系的说明图。与图12同样地，用实线(模型101)示出缝隙15为4条时的解析结果，用点线(模型102)示出缝隙15为3条时的解析结果，用单点划线(模型103)示出缝隙15为两条时的解析结果。

在缝隙15的间隔θ×每极每相Q小于10的范围内，如图13所示转矩脉动率小，但如图12所示平均转矩下降。这是因为由于缝隙15的截面变大，因此通过转子铁芯11的磁通减少，d轴的电感减少。而且由于缝隙15的间隔变窄，因此转子铁芯11的冲压变得困难，从而制造成本有可能增加。

从图12、图13可见，在缝隙15的间隔θ在图12及图13中以虚线示出的10＜θ×Q＜16的范围内时，在任意模型中均能够产生最大的平均转矩，能够实现低转矩脉动。因此，可见在任意模型中均能够产生最大的平均转矩且能够实现低转矩脉动的范围为以下所示的式(1)的范围。

360°/(2×P×z)＜θ×Q＜360°/(1.25×P×z)……(1)

在此，z表示相数，在本实施方式中z＝3，因此式(1)的左边为360°/(2×6×3)＝10，右边也同样地计算得出16。

因此，通过按照式(1)所示的范围内的间隔θ设置缝隙15，定子6的磁导率的变化与转子7的磁导率的变化不一致，而且d轴与q轴的电感的差分由于设置的缝隙15而增大，因此能够抑制由定子6的槽14的间隔引起的转矩脉动的增加，而且能够产生高的输出转矩。

即，通过按照式(1)所示的范围内的间隔θ设置缝隙15，能够以缝隙15的间隔θ更宽的结构来实现低转矩脉动且高输出转矩。

图14为示出在实施方式1的6极54槽的3相同步磁阻马达1中，输出转矩相对于缝隙15的间隔θ的关系的说明图，图15为示出在实施方式1的6极54槽的同步磁阻马达1中，转矩脉动相对于缝隙15的间隔θ×每极每相Q的关系的说明图。此外，在图14中，每极每相Q＝54(槽数：S)÷6(极数：P)÷3(相数)＝3。

在图14、15中也与图12、13同样地，横轴上示出的缝隙15的间隔×每极每相Q为10的情况与定子6的槽14的1/2倍的间隔相当。

在图14、图15中，可见在缝隙15的间隔θ在10°＜θ×Q＜17.25°的范围内的情况下，在任意模型中均能够产生最大的平均转矩，能够实现低转矩脉动。对此以通式来表示则为下式(2)的范围。

360°/(2×P×z)＜θ×Q＜360°/(1.16×P×z)……(2)

在此，式(2)的范围比式(1)的范围更宽，但与图12、图13所示的6极36槽的同步磁阻马达1的解析结果同样地，通过按照式(1)所示的范围内的间隔θ设置缝隙15，不论每极每相Q如何都能够实现低转矩脉动且高输出转矩。尤其是，在每极每相Q＝3的情况下，能够通过将实现低转矩脉动和高输出转矩的范围设为式(2)来实现。

根据以上，不论磁极的数量P与槽数S的组合以及缝隙15的条数如何，都能够通过按照式(1)所示的范围的间隔θ设置缝隙15来避免定子6的磁导率的变化与转子7的磁导率的变化一致，因此能够抑制由定子6的槽14的间隔引起的转矩脉动的增加，并且d轴与q轴的电感的差分由于设置的缝隙15而增大，因此即使在缝隙15的间隔θ更宽的结构中也能够产生高的输出转矩。

根据实施方式1的同步磁阻马达1，由于能够以最佳间隔设置缝隙15，因此能够抑制由定子6的槽14的间隔引起的转矩脉动的增加，而且能够产生高的输出转矩。

实施方式2.

在用于实施本发明的实施方式2中，为了实现输出转矩变高及转矩脉动变低，对构成缝隙15的优选的圆弧形状进行说明。

图16为示出实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达1的转子7的截面且示出圆弧的尺寸定义的说明图。在实施方式1中，设为各缝隙15的短边方向的开口宽度即缝隙宽度21和夹在各缝隙15之间的转子铁芯11的部位的宽度即芯体宽度22为均匀的缝隙结构来对缝隙15的配置间隔θ的效果进行了说明，在实施方式2中将说明圆弧形状、即缝隙15的凸形状和缝隙宽度21对输出转矩和转矩脉动的影响。

为了得到高输出转矩和低转矩脉动的效果，需要为了形成因定子6的磁通势而产生的磁通易于通过的结构而使缝隙宽度21的全部或部分窄于芯体宽度22。

以下使用基于有限元法的电磁场解析结果，说明缝隙15的凸形状和缝隙宽度21对输出转矩和转矩脉动的影响。

定义缝隙15的圆弧形状的结构所需的尺寸。

图16所示的b表示针对每个磁极设置的缝隙15的编号，关于图16所示的针对每个磁极设置的缝隙15，将在多个缝隙15中最接近转子铁芯11的外周面的缝隙15设为第1个缝隙的情况下，按照距第1个缝隙从近到远依次设为第2个、第3个……第b个缝隙。即，将b设为1以上的整数。

图16所示的n表示针对每个磁极设置的缝隙15的外边缘(距中心O较远的边缘)及内边缘(距中心O较近的边缘)的圆弧的编号，例如，将第b个缝隙15的外边缘设为第n＝2b－1个圆弧、将内边缘设为第n＝2b个圆弧。关于图16中所示的圆弧，由于缝隙数为3，因此可以取n＝1～6的值。即，将n设为1以上的整数。

在式(1)或式(2)的范围中根据应用的马达来确定在各磁极当中相邻的各缝隙15的间隔θ。当在式(1)或式(2)的范围中确定缝隙15的间隔θ，在将对转子铁芯11的一个磁极设置的缝隙15的最大数量设为b_max时，根据以下所示的式(3)确定b_max的范围。此外，将转子铁芯11的磁极的数量设为P。

(2b_max－1)×θ≤360/P……(3)

根据式(3)而确定的b_max为满足式(3)的最大的自然数。

当将第b_max个缝隙的内边缘设为相对于可以对转子铁芯11的一个磁极设置的缝隙15的最大数量b_max的圆弧的最大数量n_max时，圆弧的最大数量n_max为b_max的2倍。即，n_max＝2b_max。例如，在图16的结构中，b_max＝3，n_max＝6。此外，设置的缝隙15相对于d轴及q轴为对称的形状。

如图16所示，各圆弧在q轴上且距转子铁芯11的圆筒外周面的距离D的位置具有圆弧中心Q。另外，将第n个圆弧相对于各圆弧中心Q(n)的半径设为R(n)，将由第n个圆弧确定的距离D规定为D(n)。在此，将距离D(n)与第n个圆弧的半径R(n)之比率规定为k(n)，将距离D(n)与半径R(n)之比率k(n)定义为以下所示的式(4)。

k(n)＝D(n)/R(n)……(4)

距离D(n)为由第n个圆弧确定的常数，第n个圆弧的半径R(n)可取的值随着对于第n个圆弧的比率k(n)而变化。其中，比率k(n)满足以下的式(5)的关系。

k(n_max)＜……＜k(n)＜……＜k(1)＜1……(5)

此外，关于圆弧，用例如直线等近似地模拟圆弧形状而成的形状也视为同样的形状。

对距离D(n)、半径R(n)和比率k(n)的确定方法进行说明。

将图16所示的q轴上的作为转子7的半径的点设为点X，将第n_max个圆弧与转子铁芯11的外周面相交的点设为点Y及点Y′。当基于式(3)确定了b_max后，能够确定圆弧可取的最大值n_max。在以下所示的式(6)的范围中确定比率k(n_max)。之后对式(6)的计算方法进行详述。

0.20≤k(n_max)≤0.37……(6)

由于第n_max个圆弧的半径R(n_max)是通过点Y、点Y′的圆的半径，在q轴上具有圆弧中心Q，因此当比率k(n_max)被确定时，基于式(4)，第n_max个圆弧的半径R(n_max)和距离D(n_max)确定。

此外，在图16中对D(1)＞D(2)＞D(3)＞D(4)＞D(5)＞D(6)的情况进行了图示，但不一定要按照图16的顺序，只要以满足式(5)、(6)的方式来确定D(n)即可。

接下来，对电磁场解析中使用的解析模型进行说明。图17至图21为实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达1的转子7的剖视图。作为定子6，使用图3所示的实施方式1的6极36槽的同步磁阻马达1。作为示出效果的一例，创建了缝隙15的间隔θ为θ＝6.66°的模型。此外，在模型中，虽然缝隙15的条数为3条，但不限于此。角度s为第1个缝隙15的转子外周面端部的缝隙宽度21的角度。即，通过第1个圆弧与转子外周面端部相交的点和中心O的直线与通过第2个圆弧与转子外周面端部相交的点和中心O的直线所成的角度。同样地角度t为第2个缝隙15的转子外周面端部的缝隙宽度21的角度，角度u为第3个缝隙15的转子外周面端部的缝隙宽度21的角度。

图17示出设计为各缝隙15的转子铁芯11的外周面端部的缝隙宽度21的角度为s＞t＞u的模型，图18中示出设计为各缝隙宽度21的角度为s＝t＝u的模型，图19中示出设计为各缝隙宽度21的角度为s＜t＜u的模型。

在图20和图21中，角度v为第1个缝隙15与第2个缝隙之间的转子外周面端部的芯体宽度22的角度，即，通过第2个圆弧与转子铁芯11的外周面相交的点和中心O的直线与通过第3个圆弧与转子铁芯11的外周面相交的点和中心O的直线所成的角度。同样地角度w为第2个缝隙15与第3个缝隙之间的转子铁芯11的外周面的芯体宽度22的角度。

图20示出设计为各缝隙宽度21的角度与各芯体宽度22的角度为(s＝t＝u)＜(v＝w)的模型，图21中示出设计为各缝隙宽度21的角度与各芯体宽度22的角度为(s＝t＝u)＞(v＝w)的模型。

图22为例示在实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达1中，图17至图21中的角度尺寸的关系的图。在此，图17中示出模型111，图18中示出模型112，图19中示出模型113，图20中示出模型114，图21中示出模型115，在图22的一览表中示出本次的解析中使用的角度s、t、u、v、w的角度尺寸。

图23为示出在实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达1中比率k(n)的一例的说明图。图23示出在模型111中基于式(4)确定的比率k(n)。另外，将第1个圆弧的比率k(1)设为恒定，根据针对第n_max个圆弧的比率k(n_max)，与图22所示的缝隙宽度21相应地确定了从q轴起计数的第2～第(n_max－1)个圆弧的比率k(n)。图23所示的a为将针对第1～第n_max个圆弧的各个比率k(n)的值进行线性近似时的斜率。即，在横轴取n且纵轴取比率k(n)的曲线图中，将对绘制出比率k(1)至k(n_max)的各数值的点集进行线性近似时的斜率设为a。

对定子6的绕组10通电，使用基于有限元法的电磁场解析来研究输出转矩相对于比率k(n_max)、转矩脉动相对于比率k(n_max)的关系。虽然在研究时使用6极36槽的同步磁阻马达1进行解析，但效果的适用范围不限于该磁极的数量P和槽数S。

图24为示出实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达1的输出转矩相对于比率k(n_max)的关系的说明图。用实线示出模型111的解析结果，用点线示出模型112的解析结果，用单点划线示出模型113的解析结果，用两点划线示出模型114的解析结果，用虚线示出模型115的解析结果。针对每个模型，在比率k(n_max)为0.02≤k(n_max)≤0.5的范围中求出平均转矩为输出转矩的最大值的98％以上的比率k(n_max)的范围。

图25为示出实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达1的转矩脉动率相对于比率k(n_max)的关系的说明图。与图24同样地，用实线示出模型111的解析结果，用点线示出模型112的解析结果，用单点划线示出模型113的解析结果，用两点划线示出模型114的解析结果，用虚线示出模型115的解析结果。针对每个模型，在比率k(n_max)为0.02≤k(n_max)≤0.5的范围中求出转矩脉动率为距最小值为+5％以内的比率k(n_max)的范围。

从图24和图25的解析结果可知，满足平均转矩相对于比率k(n_max)、转矩脉动率相对于比率k(n_max)的各个约束的范围在第n_max个圆弧的情况下为式(6)所示的范围。

关于针对第n_max个圆弧的比率k(n_max)，在式(6)所示的范围中，缝隙15的凸形状为因定子6的磁通势而产生的磁通易于通过的结构，因此d轴与q轴的电感的差分增大，相比于实施方式1的同步磁阻马达1能够实现更高的输出转矩和更低的转矩脉动。

图26为示出在实施方式2的6极36槽的同步磁阻马达1中，对比率k(1)～k(n_max)的值进行线性近似时的斜率a的关系的说明图。图26的横轴为针对第n_max个圆弧的比率k(n_max)(在实施方式2中n_max＝6)，图26的纵轴为斜率a。在图26中，与图24、25同样地，用实线示出模型111的比率k(n)与斜率a的关系，用点线示出模型112的比率k(n)与斜率a的关系，用单点划线示出模型113的比率k(n)与斜率a的关系，用两点划线示出模型114的比率k(n)与斜率a的关系，用虚线示出模型115的比率k(n)与斜率a的关系。由于在模型111～115中，分别将点Y、点Y′设为相同，因此一般认为模型111～115各自的相对于针对第n_max个圆弧的比率k(n_max)的斜率a通过近似而为相同。

关于满足平均转矩相对于比率k(n_max)和转矩脉动率相对于比率k(n_max)的约束的用式(6)示出的比率k(n_max)的范围，根据图26，能够计算为斜率a在－0.154≤a≤－0.119的范围。

图27为示出在实施方式2的同步磁阻马达1中比率k(n)相对于第n个圆弧的关系的说明图。图27表示即使针对第n_max个圆弧的比率k(n_max)为相同的值，斜率a也产生变化，即，斜率a取决于缝隙15的条数而变化。例如，当圆弧n的最大值n_max为6时、即设置3个缝隙15时的斜率a为圆弧n的最大值n_max为8时、即设置4个缝隙15时的斜率a的4/3倍。为了概括斜率a的优选范围，使用圆弧n来表示为如下。

根据图26，斜率a的优选范围能够表示为(－0.154×n/n_max)≤a≤(－0.119×n/n_max)的范围、即以下所示的式(7)的范围。n为实施方式2中的圆弧的最大值(n＝6)，圆弧n可取的最大值n_max为基于式(3)确定的缝隙15的数量b_max的2倍。

(－0.92/n_max)≤a≤(－0.71/n_max)……(7)

在实施方式2的同步磁阻马达中，在式(6)所示的范围中确定第n_max个圆弧的情况下的、通过点Y、点Y′的第n_max个圆弧的半径R(n_max)与从半径R(n_max)的圆的圆弧中心Q至点X的距离D(n_max)之比率k(n_max)。通过式(4)来定义第n个圆弧的相对于比率k(n)的半径R(n)，比率k(n)被确定为满足式(5)的关系且对比率k(1)～k(n_max)的值进行线性近似时的斜率a在式(7)的范围内。此外，在第1～第(n_max－1)个圆弧根据恒定的斜率a来设置的情况下，通过以下所示的式(8)来确定。

k(n)＝k(n_max)－{a×(n_max－n)}……(8)

然而，第1～第(n_max－1)个圆弧不需要确定为以恒定的斜率a距第n_max个圆弧为等间隔，只要确定为针对第1～第n_max个圆弧的比率k(n)的斜率a通过近似而在式(7)所示的范围内即可。

当针对第n个圆弧的比率k(n)确定后，Y和Y'根据θ而确定，因此距离D(n)和半径R(n)确定，基于式(4)，第1～第(n_max－1)个圆弧各自的相对于比率k(n)的半径R(n)确定。当距离D(n_max)确定后，圆弧中心Q的位置也确定，因此第1～第n_max个圆弧各自的间隔根据半径R(n)而确定。因此，缝隙宽度21和芯体宽度22也确定。

根据以上，当缝隙15的间隔θ在式(1)或式(2)的范围中确定后，根据式(3)确定每1个磁极的缝隙15的数量b_max，b_max的2倍即圆弧可取的最大值n_max确定。通过确定针对第1～第n个圆弧的各个比率k(1)～k(n)的值，以使得针对第n_max个圆弧的比率k(n_max)为式(6)所示的范围，针对第n个圆弧的比率k(n)满足式(5)的关系且对比率k(1)～k(n_max)的值进行线性近似时的斜率a在式(7)的范围内，从而能够同时实现高输出转矩和低转矩脉动这两者。

在图24中，在模型111中能够产出高于缝隙宽度21为统一的模型112的输出转矩，在模型114中也能够产出高的输出转矩。这是基于以下得到的效果：在用式(7)所示的范围设定斜率a，尤其是通过使靠近磁通大量通过的d轴的缝隙15的宽度窄于芯体宽度22来缓和d轴近旁的磁饱和，d轴电感变大。

在图25中，在针对第n_max个圆弧的比率k(n_max)在式(6)所示的范围的情况下，转矩脉动率为距最小值+5％以内。这是因为，在各模型中，转子7的磁导率随着根据比率k(n_max)确定的缝隙15的圆弧形状而变化的定时与定子6的磁导率的变化的定时大不相同，从而抵消输出转矩的脉动。

根据实施方式2的同步磁阻马达1，依照式(3)确定每1个磁极的缝隙15的数量b_max，b_max的2倍即圆弧n可取的最大值n_max确定。各缝隙15被设置为使得针对第n_max个圆弧的比率k(n_max)为式(6)所示的范围，针对第n个圆弧的比率k(n)满足式(5)的关系且对比率k(1)～k(n_max)的值进行线性近似时的斜率a在式(7)的范围内。

其结果是，转子铁芯11中的磁饱和被缓和，d轴电感变大，从而能够实现比实施方式1的同步磁阻马达1更高的输出转矩，由于转子7的磁导率随着缝隙15的圆弧形状的变化而变化，定子6的磁导率变化的定时与转子7的磁导率变化的定时更为不一致，因此输出转矩的脉动被抵消，能够更加抑制由定子6的槽14的间隔引起的转矩脉动的增加。

实施方式3.

在用于实施本发明的实施方式3的同步磁阻马达1中，特征在于在转子铁芯11的外周面设置有缺口31。

图28为示出实施方式3的同步磁阻马达1的转子7的剖视图。实施方式3的同步磁阻马达1在与q轴交叉的转子铁芯11的外周面设置缺口31。例如，如图28那样配置槽形状的缺口31。由于设置缺口31是在q轴上设置非磁性体部，因此实现与设置缝隙15同样的效果。即，由于该缺口31，q轴电感下降，因此输出转矩提高。

接下来，对设置缺口31对转矩脉动的效果进行说明。例如，当将缺口31的沿转子铁芯11的外周面的两端相对于转子铁芯11的中心O所成的角度θs(以下称为“缺口31的间隔θs”。)设定为宽于缝隙15的间隔θ时，对转子7施与长周期的磁导率变化，因此能够降低比用缝隙15降低的由定子6的槽14的间隔引起的分量低阶的分量的转矩脉动。

当使缺口31的间隔θs与缝隙15的间隔θ相同时，能够形成与增加缝隙数的情况等效的磁性回路，能够使由缝隙15带来的转矩脉动降低效果更加增大。

当将缺口31的间隔θs设定为短于缝隙15的间隔θ时，对转子7施与短周期的磁导率变化，因此能够降低比用缝隙15降低的由定子6的槽14的间隔引起的分量高阶的分量的转矩脉动。

图29为抽取并示出实施方式3的同步磁阻马达1的1个磁极部分的剖视图。在如上所述使缺口31的间隔θs宽于缝隙15的间隔θ的情况下，优选的是将缺口31的间隔θs设置为不跨过两根以上的齿13的宽度、即设置在以下所示的式(9)的范围中。当跨过两根以上的齿13时，在齿13之间产生磁路短路，致使例如6阶分量、由定子6的槽14的间隔引起的转矩脉动分量放大。

θs＜2×(360°/S)……(9)

优选的是，将实施方式3所记载的缺口31的形状设为相对于q轴左右对称的形状。这是因为通过将缺口31的形状设为相对于q轴左右对称的形状，使得不影响q轴的磁导率变化。另外，缺口31的个数不限于1个。

此外，在设置了缺口31的情况下，转子铁芯11的外周面向径向内侧凹陷，但是本发明的圆弧的中心位置的定义是以设置缺口31之前的形状来考虑的。例如，以图28所示的虚线部为基准来确定圆弧的中心位置。

接下来示出缺口31的其它例子。图30为示出实施方式3的同步磁阻马达1的转子7的剖视图。如图30所示，在将与q轴交叉的转子铁芯11的外周面截断的情况也能够得到与缺口31同样的效果。此外，截断面的形状为平面或曲面均可。即，在实施方式3中设置缺口31是指对与q轴交叉的转子铁芯11的外周面进行切削、截断等以减少转子铁芯11的体积。

根据实施方式3的同步磁阻马达1，通过在与q轴交叉的转子铁芯11的外周面设置缺口31而在q轴上设置非磁性体部，q轴电感下降，因此输出转矩提高。

另外，由于能够对转子铁芯11施与将缺口31的宽度对应于缝隙15的间隔而得到的磁导率变化，因此能够降低与缺口31的宽度相应的分量的转矩脉动。

实施方式4.

在用于实施本发明的实施方式4的同步磁阻马达1中，特征在于在缝隙15与转子铁芯11的外周面之间形成有桥42。

图31为示出以往的同步磁阻马达1的转子7的剖视图。在高速旋转的用途中，需要耐离心力强度优异的转子7。

作为耐离心力强度下降的对策，通常已知如下方法：如图31所示，将从作为构成缝隙15的圆弧状的开口部的沿着转子铁芯11的外周面的部位的圆弧在周向上的中点Z沿径向至转子铁芯11的外周面的垂线的交点设为Z′时，通过设置相对于线段ZZ′左右对称的倒角形状(倒角部401和倒角部402)，从而针对施加于作为转子铁芯11的外周面与缝隙15的和转子铁芯11的外周面对置的直线部分41的间隙部分的桥42的离心力，提高了转子铁芯11的外周面端部的强度。另外，为了抑制由磁路的短路导致的电磁性能下降，优选为使桥42尽可能薄，但是由于变薄导致耐离心力强度下降。在图31所示的桥42的结构中需要的倒角区域大，因此缝隙15的与转子铁芯11的外周面对置的直线部分41变短，使桥42的磁阻下降。结果是桥42的磁路变得容易短路。

图32为示出实施方式4的同步磁阻马达1的转子7的剖视图。在实施方式4的同步磁阻马达1中，构成为倒角部402的截面积大于倒角部401的截面积。即，如图32所示，实施方式4的同步磁阻马达1构成为夹在线段ZZ′和沿着圆弧状的缝隙15的内边缘而达到转子铁芯11的外周面的延长线之间的转子铁芯11的部位的倒角部402的截面积大于夹在线段ZZ′和沿着圆弧状的缝隙15的外边缘而达到转子铁芯11的外周面的延长线之间的转子铁芯11的部位的倒角部401的截面积。

根据实施方式4的同步磁阻马达1，使倒角部402的截面积大于倒角部401的截面积，由此形成在刚性高的d轴侧较多承担离心力的结构。因此，能够使缝隙15的直线部分41长于以往的结构，能够抑制磁阻的下降。因此，能够不使电磁性能下降而实现具有高耐离心力强度的转子铁芯11的缝隙15的端部形状。

实施方式5.

在用于实施本发明的实施方式5的同步磁阻马达1中，特征在于在缝隙15与转子铁芯11的外周面之间形成有与各缝隙15对应的桥42。

图33为示出实施方式5的同步磁阻马达1的转子7及缝隙15的端部的放大剖视图。在实施方式4的同步磁阻马达1中，未使倒角部401的截面积与倒角部402的截面积之比率与各缝隙15相对应地变化，但是实施方式5的同步磁阻马达1为如下结构：如图33所示，越是接近转子铁芯11的外周面的缝隙15所对应的倒角部402的截面积，则倒角部402的截面积与倒角部401的截面积之比率越大。

越是接近d轴的桥42，则施加于桥42的离心力越大。在实施方式5的同步磁阻马达1中，越是接近d轴的缝隙15的圆弧，则使曲率半径越小。即，在实施方式5的同步磁阻马达1中，通过设为越是与接近q轴的缝隙15对应的桥42则使倒角部402的截面积与倒角部401的截面积之比率越大的结构，能够实现具有高耐离心力强度的转子铁芯11的缝隙15的端部形状。

另外，在实施方式5的同步磁阻马达1中，通过越是接近转子铁芯11的外周面的缝隙15则使倒角部402的截面积与倒角部401的截面积之比率越大，能够将各缝隙15的直线部41形成得长，能够抑制各缝隙15中的磁阻下降，因此能够实现马达的电磁性能提高。

实施方式6.

用于实施本发明的实施方式6的同步磁阻马达1的特征在于对缝隙15设置有肋条51。

图34为示出实施方式6的同步磁阻马达1的转子7的剖视图。为了提高转子7的耐离心力强度，设置肋条51以将构成缝隙15的圆弧状的开口部分割为多个部位。在缝隙15中未设置肋条51的转子7中，除了在转子外周面近旁的桥42以外，芯体宽度22隔开距离。通过设置越过缝隙15的肋条51，在各缝隙15中连续的圆弧的长度变短，因此能够减小施加于芯体宽度22的挠矩。因此，能够实现转子铁芯11的强度提高，能够降低集中于桥42的负荷，因此耐离心力强度提高。此外，在实施方式6的同步磁阻马达1中，肋条51的数量、肋条51的位置不限于图34。

此外，本发明不限于实施方式1至6中说明过的形状，在发明的范围内，能够对各实施方式自由组合，能够酌情对各实施方式变形、省略。

Claims (13)

1.一种同步磁阻马达，具备：

圆环状的定子铁芯，形成有沿着内周面等间隔排列的S个槽；

绕组，被容纳于各所述槽；以及

转子铁芯，在所述定子铁芯的内面侧形成为圆筒状且磁极的数量为P，当在所述圆筒的中心轴方向观察时，针对每个所述磁极设置有由向圆筒中心凸出且各顶点位于q轴上的圆弧状的开口部构成的多个缝隙，

所述开口部的沿着所述转子铁芯的外周面的短边方向的圆弧的在周向上的中点在相邻的所述缝隙之间相对于所述圆筒中心彼此所成的角度θ在相邻的各缝隙之间相同，

最接近d轴的所述缝隙的所述中点与所述d轴相对于圆筒中心所成的角度为θ/2，

在将对所述转子铁芯的一个极设置的所述多个缝隙的数量设为b_max、将所述多个缝隙中最接近所述转子铁芯的外周面的所述缝隙设为第1个缝隙、将b及n设为1以上的整数、在从所述转子铁芯的外周面向所述圆筒中心的第b个缝隙中将构成所述第b个缝隙的所述开口部的靠近所述圆筒中心的内边缘规定为第n＝2b个圆弧、将构成所述第b个缝隙的所述开口部的与所述内边缘对置的外边缘规定为第n＝2b－1个圆弧、将最接近所述圆筒中心的第b_max个缝隙的内边缘的圆弧规定为第n_max个圆弧的情况下，

第n个所述圆弧在沿着q轴上距所述转子铁芯的外周面的距离D(n)的位置具有圆弧中心点，在将所述第n个圆弧相对于所述圆弧中心点的半径设为R(n)的情况下，

所述距离D(n)与所述半径R(n)之比率k(n)通过k(n)＝D(n)/R(n)来规定，

确定与第1至第n个圆弧分别对应的所述比率k(1)至k(n)的值，以使得针对所述第n_max个圆弧的比率k(n_max)为0.20≤k(n_max)≤0.37的范围，针对所述第n个圆弧的所述比率k(n)满足k(n_max)＜……＜k(n)＜……＜k(1)＜1的关系，在横轴取所述n且纵轴取所述比率k(n)的曲线图中，对绘制出所述比率k(1)至k(n_max)的各数值的点集进行线性近似时的斜率a在(－0.92/n_max)≤a≤(－0.71/n_max)的范围内。

2.根据权利要求1所述的同步磁阻马达，其中，

当将针对所述第n_max个圆弧的所述距离设为D(n_max)、将针对第n_max－1个圆弧的所述距离设为D(n_max－1)时，

D(n_max－1)＞D(n_max)。

3.根据权利要求1所述的同步磁阻马达，其中，

所述比率k(n)基于k(n)＝k(n_max)－{a×(n_max－n)}而确定。

4.根据权利要求1所述的同步磁阻马达，其中，

当将所述转子铁芯的磁极的数量设为P、将对所述绕组通电的电流的相的数量设为z、将每1个所述磁极及每1个所述相的所述槽的数量设为Q时，所述角度θ在360°/(2×P×z)＜θ×Q＜360°/(1.25×P×z)的范围内。

5.根据权利要求1所述的同步磁阻马达，其中，

当将所述转子铁芯的磁极的数量设为P、将对所述绕组通电的电流的相的数量设为z、将每1个所述磁极及每1个所述相的所述槽的数量设为Q且所述Q等于3时，所述角度θ在360°/(2×P×z)＜θ×Q＜360°/(1.16×P×z)的范围内。

6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的同步磁阻马达，其中，

随着从所述圆筒中心侧靠近所述转子铁芯的外周面，各所述开口部的短边方向的开口宽度变窄。

7.根据权利要求1至5中的任意一项所述的同步磁阻马达，其中，

各所述开口部的短边方向的开口宽度窄于夹在所述各缝隙之间的转子铁芯的部位的宽度。

8.根据权利要求1至5中的任意一项所述的同步磁阻马达，其中，

在与q轴交叉的所述转子铁芯的所述转子铁芯的外周面设置有缺口，

所述缺口的沿着所述转子铁芯的外周面的两端相对于所述圆筒中心所成的角度θs为θs＜2×(360°/S)的范围。

9.根据权利要求1至5中的任意一项所述的同步磁阻马达，其特征在于，

第1倒角部的截面积大于第2倒角部的截面积，其中，所述第1倒角部为夹在从各所述开口部的沿着所述转子铁芯的外周面的圆弧的中点达到所述转子铁芯的外周面的垂线和沿着所述开口部的内边缘而达到所述转子铁芯的外周面的延长线之间的所述转子铁芯的部位，所述第2倒角部为夹在从所述中点达到所述转子铁芯的外周面的垂线和沿着所述开口部的外边缘而达到所述转子铁芯的外周面的延长线之间的所述转子铁芯的部位。

10.根据权利要求9所述的同步磁阻马达，其中，

越是与接近q轴的所述缝隙对应的所述第1倒角部的截面积，则所述第1倒角部的截面积与所述第2倒角部的截面积之比率越大。

11.根据权利要求1至5中的任意一项所述的同步磁阻马达，其中，

具有将所述开口部分割为多个部位的肋条。

12.根据权利要求3至5中的任意一项所述的同步磁阻马达，其中，

当将针对所述第n_max个圆弧的所述距离设为D(n_max)、将针对第n_max－1个圆弧的所述距离设为D(n_max－1)时，

D(n_max－1)＞D(n_max)。

13.根据权利要求4或5所述的同步磁阻马达，其中，

所述比率k(n)基于k(n)＝k(n_max)－{a×(n_max－n)}而确定。

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