CN113541666A - 高频开关电路及包括该高频开关电路的前端电路 - Google Patents

高频开关电路及包括该高频开关电路的前端电路 Download PDF

Info

Publication number
CN113541666A
CN113541666A CN202110345891.4A CN202110345891A CN113541666A CN 113541666 A CN113541666 A CN 113541666A CN 202110345891 A CN202110345891 A CN 202110345891A CN 113541666 A CN113541666 A CN 113541666A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
terminal
diode
node
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202110345891.4A
Other languages
English (en)
Inventor
巽泰三
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sumitomo Electric Industries Ltd
Original Assignee
Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sumitomo Electric Industries Ltd filed Critical Sumitomo Electric Industries Ltd
Publication of CN113541666A publication Critical patent/CN113541666A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/10—Auxiliary devices for switching or interrupting
    • H01P1/15—Auxiliary devices for switching or interrupting by semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/693—Switching arrangements with several input- or output-terminals, e.g. multiplexers, distributors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/74—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of diodes
    • H03K17/76—Switching arrangements with several input- or output-terminals, e.g. multiplexers, distributors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
    • H03K19/003—Modifications for increasing the reliability for protection
    • H03K19/00315—Modifications for increasing the reliability for protection in field-effect transistor circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/44—Transmit/receive switching
    • H04B1/48—Transmit/receive switching in circuits for connecting transmitter and receiver to a common transmission path, e.g. by energy of transmitter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Transceivers (AREA)

Abstract

本发明提供高频开关电路及包括该高频开关电路的前端电路。高频开关电路具备：第一开关，根据第一控制信号将天线端子与输入端子之间导通或切断；及第二开关，根据第二控制信号将天线端子与输出端子之间导通或切断，第一开关具有：传输线，连接天线端子与输入端子；二极管，阳极连接于传输线与输入端子之间的第一节点，阴极连接于第二节点；及电容元件，与第二节点和第一电源电压连接，第一控制端子经由串联连接的第一电阻元件和第一电感元件而与第一节点连接，第一开关还包括与第二电源电压和第一控制端子连接并根据第一控制信号从第二节点对电容元件进行充放电的充放电电路。

Description

高频开关电路及包括该高频开关电路的前端电路
技术领域
本公开涉及高频开关电路及包括该高频开关电路的前端电路。
背景技术
近年来，作为微波波段(6～90GHz波段)等高频的无线通信用，使用了将天线与收发用的装置之间连接的前端电路。在该前端电路内置有高频开关电路，该高频开关电路将与天线连接的端子和两个输入输出端子之间选择性地连接。例如，在专利文献1：美国专利2004/0032706号公报及专利文献2：美国专利2007/0120619号公报中，公开了如下结构：一种将天线与发送电路及接收电路之间连接的高频开关电路，包括传输线和二极管。
在上述现有的高频开关电路中，在从发送电路侧输入的高频信号的振幅比较大的情况下，具有在向天线侧输出的高频信号中产生失真的倾向。因此，期望通过简单的电路结构来降低输出中的失真。
发明内容
本公开的一个方面所涉及的高频开关电路具备：天线端子，与外部的天线连接；输出端子，输出作为高频信号的接收信号；输入端子，输入作为高频信号的发送信号；第一控制端子，输入第一控制信号；第二控制端子，输入第二控制信号；第一开关，根据第一控制信号将天线端子与输入端子之间的连接导通或切断；及第二开关，根据第二控制信号将天线端子与输出端子之间的连接导通或切断，第一开关具有：传输线，连接天线端子与输入端子；二极管，阳极连接于传输线与输入端之间的第一节点，阴极连接于第二节点；及电容元件，与第二节点和第一电源电压连接，第一控制端子经由串联连接的第一电阻元件和第一电感元件而与第一节点连接，第一开关还包括与第二电源电压和第一控制端子连接并根据第一控制信号从第二节点对电容元件进行充放电的充放电电路。
附图说明
图1是表示实施方式所涉及的前端电路1的概略结构的框图。
图2是表示图1的高频开关电路7的结构的框图。
图3是表示图1的高频开关电路7的详细结构的电路图。
图4A是表示图2的引入电流生成电路35的详细结构的电路图。
图4B是表示图2的引入电流生成电路35的详细结构的电路图。
图5是表示图2的引入电流生成电路35的输出特性的图表。
图6A是表示图1的高频开关电路7中的各部位的电压变化的图表。
图6B是表示图1的高频开关电路7中的各部位的电流变化的图表。
图7A是表示图1的高频开关电路7中的各部位的电压变化的图表。
图7B是表示图1的高频开关电路7中的各部位的电流变化的图表。
图8是表示图1的高频开关电路7中的各部位的电压变化的图表。
图9是表示图2的二极管291的阴极电位、阳极电位及正向电流的变化的图表。
图10是表示比较例所涉及的高频开关电路907的结构的电路图。
图11是表示构成开关电路部17、917的二极管291的直流特性的图表。
图12A是表示开关电路部917在导通动作时被输入了比较低的振幅的发送信号的情况下的高频开关电路907的二极管291中的电位的时间变化的图表。
图12B是表示高频开关电路907的二极管291中的直流特性和正向电压的时间变化的图表。
图13A是表示开关电路部917在导通动作时被输入了比较高的振幅的发送信号的情况下的高频开关电路907的二极管291中的电位的时间变化的图表。
图13B是表示高频开关电路907的二极管291中的直流特性和正向电压的时间变化的图表。
图14A是表示开关电路部917在导通动作时被输入了比较高的振幅的发送信号的情况下的高频开关电路907的二极管291中的电位的时间变化的图表。
图14B是表示高频开关电路907的二极管291中的直流特性和正向电压的时间变化的图表。
图15是表示高频开关电路907中的所输入的发送信号的信号功率与节点N1的电压振幅之间的关系的图表。
具体实施方式
以下，参照附图对本公开的实施方式进行说明。另外，在附图的说明中，对同一要素标注同一附图标记，并省略重复的说明。
图1是表示实施方式所涉及的前端电路1的结构的框图。前端电路1用于微波波段(6～90GHz波段)的无线通信，连接于天线元件与高频通信用的收发装置之间而使用。该前端电路1具备发送信号用放大器3、接收信号用放大器5和高频开关电路7。发送信号用放大器3与输入端子PIN连接，从外部接受具有调制后的基波分量(例如30GHz的频率分量)的发送信号，对该发送信号进行放大，并将放大后的发送信号输入到高频开关电路7。高频开关电路7是单刀双掷开关(SPDT：Single-Pole Double-Throw)，该单刀双掷开关排他性地切换将从发送信号用放大器3输出的发送信号传递到外部的天线元件9的功能和将从天线元件9输入的接收信号传递到接收信号用放大器5的功能。接收信号用放大器5与输出端子POUT连接，对从高频开关电路7传递来的接收信号进行放大，并将放大后的接收信号输出到外部。而且，前端电路1具备向电路内部供给电源电压Vcc的电源端口11、分别接受用于控制高频开关电路7中的切换的两个控制信号Vc1、Vc2的控制端口13、15。
接着，参照图2～图4来说明高频开关电路7的结构。
图2是表示图1的高频开关电路7的结构的框图。高频开关电路7包括：天线端口(天线端子)PA，与外部的天线元件9连接；输入端口(输入端子)P1，与发送信号用放大器3连接而用于输入发送信号；输出端口(输出端子)P2，与接收信号用放大器5连接而用于输出接收信号；控制端口(第一控制端子)P3，输入控制信号(第一控制信号)Vc1；控制端口(第二控制端子)P4，输入控制信号(第二控制信号)Vc2；开关电路部(第一开关)17，根据控制信号Vc1将天线端口PA与输入端口P1之间在高频信号区域中的连接导通或切断；及开关电路部(第二开关)19，根据控制信号Vc2将天线端口PA与输出端口P2之间在高频信号区域中的连接导通或切断。
该高频开关电路7具有如下功能：通过接受彼此设定为互补电压的电压信号作为两个控制信号Vc1、Vc2，从而使开关电路部17、19排他性地导通/切断。这里所说的“设定为互补电压”意味着在一个电压被设定为比较低的电压的情况下另一个电压被设定为比较高的电压，在一个电压被设定为比较高的电压的情况下另一个电压被设定为比较低的电压。
开关电路部19包括：电容元件212、传输线232及电容元件252，在输出端口P2与天线端口PA之间串联连接；电感元件272，一端连接于控制端口P4，另一端连接于电容元件212与传输线232之间的连接点(节点)N2；及二极管292，阳极与连接点N2连接，阴极与接地电位(第一电源电压)连接。传输线232对应于接收信号的波长λ而具有1/4λ的传输路径长度。在设定了比较高的电压(例如1.2V)作为控制信号Vc2的情况下，该开关电路部19使二极管292导通。并且，二极管292成为低阻抗状态，将连接点N2固定为接地电位或接近接地电位的电位，其结果为，开关电路19将输出端口P2与天线端口PA之间切断。另一方面，在设定了比较低的电压(例如0.0V)作为控制信号Vc2的情况下，作为开关电路部19的动作，二极管292被施加反向偏压而成为截止状态。并且，二极管292成为高阻抗状态，连接点N2的电位根据来自天线端口的电位的变动而进行响应，其结果为，使输出端口P2与天线端口PA之间导通。
开关电路部17包括：电容元件211、传输线231及电容元件251，在输入端口P1与天线端口PA之间串联连接；电阻元件31a和电感元件31b，在传输线231和电容元件211之间的连接点(节点)N1与控制端口P3之间串联连接；二极管291，阳极与连接点N1连接，阴极与连接点N0连接；电容元件33a，连接于连接点N0与接地电位(第一电源电压)之间；及充放电电路40，被供给电源电压(第二电源电压)Vcc和控制信号Vc1，输入输出端子A1与连接点N0连接，并根据控制信号Vc1的值，从连接点N0对电容元件33a进行充电，或者从连接点N0对电容元件33a进行放电。传输线231是对应于发送信号的波长λ而具有1/4λ的传输路径长度的线路。
在提供了比较高的电压即第一电压V1作为控制信号Vc1的情况下，与此相应地，比较高的电压和电流被供给到节点N1，在提供了比较低的电压即第二电压V2(V2＜V1)作为控制信号Vc1的情况下，与此相应地，比较低的电压被供给到节点N1。例如，电阻元件31a被设定为电阻值20～200Ω，电感元件31b被设定为0.5～5nH。
在提供了第一电压V1作为控制信号Vc1的情况下，作为开关电路部17的动作，二极管291被施加正向偏压而成为导通状态。并且，二极管291成为低阻抗状态，将连接点N1固定为接地电位或接近接地电位的电位，其结果为，开关电路17将输入端口P1与天线端口PA之间切断。此时，充放电电路40为了将二极管291保持为正向偏置状态而进行工作，以进行电容元件33a的放电，将连接点N0的电位保持得比连接点N1的电位低。
导通后的二极管291还具有对电容元件33a进行充电的作用。但是，电容元件33a被充电有可能作用于提高连接点N1的电位并减弱对二极管291的正向偏压的施加的方向。为了防止这种情况，重要的是充放电电路40充分地引入二极管291的正向电流，并且进行电容元件33a的放电，将连接点N0的电位保持得比连接点N1的电位低而不升高。
在提供了第二电压V2作为控制信号Vc1的情况下，作为开关电路部17的动作，二极管291被施加反向偏压而成为截止状态。并且，二极管291成为高阻抗状态，连接点N1的电位根据输入端口P1的电位而进行响应，其结果为，开关电路17使输入端口P1与天线端口PA之间导通。此时，充放电电路40为了将二极管291保持为反向偏置状态而进行工作，以进行电容元件33a的充电，将连接点N0的电位保持为与连接点N1的电位相等或比连接点N1的电位高。
图3是表示高频开关电路7的详细结构的电路图。在图3中，描绘了充放电电路40的详细结构。充放电电路40还包括电容电压控制电路33和引入电流生成电路35。
电容电压控制电路33具有与引入电流生成电路35的输出端子连接的节点S1及与二极管291的阴极(连接点N0)连接的节点A1。电容电压控制电路33可以包括：电感元件33b，一个端子与节点A1连接，另一个端子与节点S1连接；及电阻元件33c，一个端子与电源端口B1连接，另一个端子与电感元件33b的另一个端子(节点S1)连接。电阻元件33c例如被设定为100～5000Ω。电感元件33b是用于施加直流电压的元件，例如被设定为0.5～5nH。
引入电流生成电路35与控制端口P3连接，在二极管291根据控制信号Vc1而导通时，产生引入电流(IC1)，该引入电流(IC1)用于引入二极管291的正向电流和使电容元件33a放电的电流(I3)及从电源电压Vcc经由电阻元件33c流通的偏置电流(I2)。即，在设定了第一电压V1作为控制信号Vc1的情况下，引入电流生成电路35产生引入电流(IC1)。另一方面，在设定了第二电压V2作为控制信号Vc1的情况下，引入电流生成电路35使引入电流(IC1)停止。
在电容电压控制电路33中，从电源电压Vcc经由电阻元件33c流通的偏置电流(I2)与控制信号Vc1无关地从电源端口B1向节点S1流通，但流过电感元件33b的电流(I3)根据控制信号Vc1而改变流通的方向。在提供了第一电压V1作为控制信号Vc1的情况下，引入电流生成电路35产生引入电流(IC1)，流过电感元件33b的电流(I3)从节点A1向节点S1流通，进一步与偏置电流(I2)合流所得的电流作为引入电流(IC1)流入到引入电流生成电路35。流过电感元件33b的电流(I3)作为二极管291的正向电流与使电容元件33a放电的电流合流后的电流而工作。
另一方面，在提供了第二电压V2作为控制信号Vc1的情况下，引入电流生成电路35使引入电流(IC1)停止，偏置电流(I2)保持原样地从节点S1向节点A1流过电感元件33b(I3)。流过电感元件33b的电流(I3)经由节点A1对电容元件33a进行充电，提高二极管291的阴极的电位(连接点N0的电位)，使二极管291反向偏置而使其截止。
作为引入电流生成电路35的结构，例如采用漏极开路输出电路的结构。例如，如图4A所示，引入电流生成电路35具有包括FET35c的电路结构，该FET35c的栅极经由电阻元件35a与控制端口P3连接，漏极作为输出端子Out，源极接地并且经由电阻元件35b与栅极连接。或者，如图4B所示，引入电流生成电路35也可以是包含两个FET35d、35e和电流源35f的电路结构。在该FET35d中，栅极经由电阻元件35g与控制端口P3连接并且经由电阻元件35h接地，漏极作为输出端子Out，源极与电流源35f连接。另外，在FET35e中，对栅极施加基于电源电压Vcc由电阻元件35i、35j分压后的电压，对漏极经由电阻元件35k施加电源电压Vcc，源极与电流源35f连接。
在提供了第二电压V2作为控制信号Vc1的情况下，电容元件33a将在节点A1处要设定的阴极电位设定为初始电源电压Vcc之后，使其追随节点N1的峰值电压进行设定。即，也可以说电容元件33a同时具有用于使二极管291的阴极交流接地的功能和用于将二极管291的阴极电位保持为阳极的峰值电位的功能。电容元件33a的电容值例如被设定为0.2～10pF。
以下，一边与比较例进行比较一边说明本实施方式的高频开关电路7的动作。
图10表示比较例所涉及的高频开关电路907的结构。高频开关电路907的结构与本实施方式的结构之间的不同点在于，对输入端口P1与天线端口PA之间的连接进行开关的开关电路部917具有与开关电路部19相同的结构，包括电容元件211、251、传输线231、电感元件271及二极管291。例如在设定为控制信号Vc1＝0.0V、控制信号Vc2＝1.2V的情况下，该高频开关电路907使天线端口PA与输入端口P1之间导通，并使天线端口PA与输出端口P2之间切断。另一方面，例如在设定为控制信号Vc1＝1.2V、控制信号Vc2＝0.0V的情况下，高频开关电路907使天线端口PA与输出端口P2之间导通，并使天线端口PA与输入端口P1之间切断。这里，对高频开关电路要求将从输入端口P1输入的发送信号以低损耗且低失真传输到天线端口PA的特性。另外，高频开关电路通过控制信号Vc1、Vc2控制开关，但该控制信号优选为正电压。另外，如果在电源电压的范围内(例如0V～4.0V的范围内)，则能够简化电路结构，因此更为优选。
图11示出了正向电压Vf与正向电流If之间的关系作为构成开关电路部17、917的二极管291的直流特性。这样，在Vf＝1.2V附近导通，产生大约9mA的正向电流If。此时，二极管291的阳极-阴极间阻抗在直流分量中降低到例如5Ω左右，其阳极-阴极间的电容值变大到例如3pF左右，因此二极管291相对于高频区域(例如30GHz)的信号成为低阻抗。与此相对，在Vf为0V以下的电压时，正向电流If大致为0mA，二极管291的阳极-阴极间成为高阻抗(开路)。根据这样的二极管291的特性，在开关电路部917中，通过向二极管291正向施加1.2V，从而二极管291的阳极-阴极间短路，从输入端口P1输入的发送信号被切断。另外，在开关电路部917中，通过向二极管291正向施加0V以下的电压，从而二极管291的阳极-阴极间成为开路，从输入端口P1输入的发送信号被导通。
图12A及图12B表示开关电路部917在导通动作时(Vc1＝0.0V)被输入了比较低的振幅(例如2.0Vpp)的发送信号的情况下的高频开关电路907的二极管291中的电位的时间变化。图12A表示二极管291的电位的时间变化，图12B表示二极管291的直流特性及二极管291的正向电压Vf的时间变化。Nano表示二极管291的阳极电位，Ncath表示二极管291的阴极电位。如图12A所示，阳极电位Nano的平均值为0.0V，输入了2.0Vpp的振幅的电压的情况下的阳极电位Nano的峰值电压为1.0V。在该情况下，如图12B所示，相对于二极管291导通时的正向电压1.2V，二极管291的正向电压Vf始终较低，因此二极管291始终保持开路特性。其结果为，在传输到天线端口PA的发送信号中不会产生失真。
另外，图13A及图13B表示开关电路部917在导通动作时(Vc1＝0.0V)被输入了比较高的振幅(例如超过2.4Vpp的振幅)的发送信号的情况下的高频开关电路907的二极管291中的电位的时间变化。图13A表示二极管291的电位的时间变化，图13B表示二极管291的直流特性及二极管291的正向电压Vf的时间变化。如图13A所示，阳极电位Nano的平均值为0.0V，输入了2.4Vpp以上的振幅的电压的情况下的阳极电位Nano的峰值电压达到1.2V。在该情况下，如图13B所示，通过正向电流If流过二极管291，由此二极管291的阻抗降低，二极管291的阳极的峰值电压降低。其结果为，在传输到天线端口PA的发送信号中产生失真。
作为避免如上述那样的高频开关电路907中的失真的产生的方式，考虑到对控制信号Vc1设定负电压的方式。图14A及图14B表示开关电路部917在导通动作时(Vc1＝-2.0V)被输入了比较高的振幅的发送信号的情况下的高频开关电路907的二极管291中的电位的时间变化。图14A表示二极管291的电位的时间变化，图14B表示二极管291的直流特性及二极管291的正向电压Vf的时间变化。在该情况下，能够避免在输入了具有直到(2.0V+1.2V)×2＝6.4Vpp左右的振幅的发送信号的情况下二极管291导通的情况。其结果为，能够实现相对于直到6.4Vpp的振幅的发送信号能够不产生失真地导通的高频开关电路。但是，在该方式中，为了产生负电压的控制信号Vc1，需要在控制电路中增加负电源电路，控制电路的电路规模变大。为了防止控制电路的电路规模变大的情况，优选将控制信号Vc1设定为0以上且电源电压Vcc以下的电压来进行控制。另外，在上述方式中，能够防止失真的发送信号的振幅的大小依赖于二极管291能够承受多大程度的负电压。
图15示出了高频开关电路907中的所输入的发送信号的信号功率与节点N1的电压振幅之间的关系。节点N1在高频区域(例如30GHz)具有50Ω的阻抗，信号功率和电压信号具有电压振幅相对于信号功率的增加而增加的关系。例如，在输入了26dBm的信号功率的发送信号的情况下，节点N1的电压振幅成为13Vpp。在该情况下，为了使用上述方式而无失真地进行传输，控制信号Vc1需要-1×(13.0/2-1.2)＝-5.3V以下的深的负电压。在该情况下，存在超过在电源电压Vcc的范围(0～4.0V)内能够施加的最深的负电压(-4.0V)而导致电路规模增大的倾向。
与此相对，如图3所示，在本实施方式的高频开关电路7中，开关电路部17包括电容电压控制电路33和引入电流生成电路35。图5示出了引入电流生成电路35中的引入电流的电流值IC1相对于控制信号Vc1的电压值Vc1的关系。这样，引入电流生成电路35在接受到超过阈值电压Vth的第一电压值Vc1H的控制信号Vc1的情况下，生成电流值IC1H的引入电流。该阈值电压Vth例如被设定为0.1～3V，与此相对，第一电压值Vc1H被设定为1.0～5.0V。另外，引入电流生成电路35在接受到阈值电压Vth以下的第二电压值Vc1L的控制信号Vc1的情况下停止引入电流。该第二电压Vc1H被设定为0.0～0.5V。引入电流生成电路35生成的引入电流的电流值IC1H例如被设定为2mA～20mA。
在本实施方式的高频开关电路7中，在控制信号Vc1例如被设定为2.0V的情况下，高频开关电路7将输入端口P1与天线端口PA之间切断。此时，由引入电流生成电路35生成引入电流IC1，通过电容电压控制电路33和引入电流生成电路35的动作，来设定正向电流If、流过电感元件33b的电流I3和流过电阻元件33c的电流I2。电流I2、I3是从引入电流IC1分流出的电流。该电流I3成为正向电流If，其结果是二极管291导通。
图6A及图6B表示此时的高频开关电路7中的各部位的电压变化及电流变化。图6A表示各部位的电压变化，图6B表示各部位的电流变化。这里，将电阻元件33c的电阻值设定为1kΩ，将电阻元件31a的电阻值设定为23Ω，并将二极管291的导通电压设定为1.2V。在该情况下，引入电流IC1被设定为10mA，并设定为电流I2＝1.4mA、电流I3＝8.6mA，正向电压Vf＝1.2V。另外，从输入端口P1输入的高频信号(例如，30GHz的频带的信号)经由二极管291和电容元件33a被大致固定为接地电位，因此正向电流If成为调制后的电流。但是，只要向阳极和阴极之间施加正向偏压作为直流偏压，二极管291就被设定为足够低的阻抗，因此在施加于节点N1的电位Nano中电压振幅变小。其结果为，从输入端口P1泄漏到天线端口PA的高频信号被抑制。
如图6B所示，相对于二极管291的正向电流If，将引入电流IC1及流过电感器的电流I3设为同等程度的大小的值，因此引入电流生成电路35能够可靠地引入导通后的二极管291的正向电流If。其结果为，如图6A所示，基于向电容元件33a的充电的电位即二极管291的阴极电位Ncath的电位上升被抑制，在作为二极管291的正向偏压的阴极电位Ncath与阳极电位Nano之间的电位差中，得到了使二极管291导通所需的1.2V。
另外，在高频开关电路7中，在控制信号Vc1例如被设定为0.0V的情况下，高频开关电路7将输入端口P1与天线端口PA之间导通。此时，由引入电流生成电路35停止引入电流IC1。此时，节点N1的电位Nano大致为0V，另一方面，通过充放电电路40的动作对电容元件33a进行充电，节点N0的电位Ncath变得与电源电压Vcc大致相等。其结果为，施加深的负电压(反向偏压)作为二极管291的偏置电压Vf，从而二极管291截止。
图7A及图7B表示此时的高频开关电路7中的各部位的电压变化及电流变化。图7A表示各部位的电压变化，图7B表示各部位的电流变化。在该情况下，引入电流IC1被设定为0mA，电位Ncath＝电源电压Vcc。另外，对节点N1的电位Nano设定0V作为直流分量，但由于对节点N1施加高频信号，因此在电位Nano叠加与之对应的高频分量(例如，具有峰值电压4.0V的高频分量)。另外，在二极管291的电流If中，对0mA的直流分量附加透过伴随高频信号的附加而产生的二极管291具有的电容分量的微小的高频分量。这样，由于对二极管291的正向电压Vf设定负电压，所以维持二极管291的截止状态，从输入端口P1向天线端口PA传输高频信号。
另外，在高频开关电路7中，在控制信号Vc1例如被设定为0.0V的情况下，并且输入了电压振幅大的发送信号的情况下，电容电压控制电路33以如下方式动作。即，例如在输入了13Vpp左右的电压振幅大的发送信号的情况下，在发送信号的峰值时，电容电压控制电路33基于流过二极管291的正向电流If使电容元件33a充电而使节点A1的电位与电源电压Vcc相比上升。此时，由于高电阻的电阻元件33c的存在，节点A1的高电位的状态被维持到发送信号的下一个峰值时。即，二极管291、电容元件33a及电阻元件33c具有作为包络线检测电路进行动作而使电位Ncath追随节点N1的峰值电压的功能。由此，二极管291的正向电压Vf的直流分量被设定为足够深的负电压(例如，-5.5V)。向天线端口PA传输的发送信号中的失真被抑制。
图8表示此时的高频开关电路7中的各部位的电压变化，并表示二极管291的阴极电位及阳极电位的变化。在此，示出了控制信号Vc1被设定为0.0V且发送信号的电压振幅从8.0Vpp上升到13.0Vpp的情况。
如图8所示，随着电压振幅的上升，二极管291的阳极电位Nano的峰值电位超过电源电压Vcc(＝4.0V)而达到6V附近。与此相对，由于二极管291的阴极电位Ncath被设定在电源电压Vcc附近，因此正向电压Vf超过1.2V，二极管291导通。由此，电容元件33a基于正向电流If被充电，阴极电位Ncath超过电源电压Vcc而上升。若阴极电位Ncath超过电源电压Vcc而上升，则流过电流I2而使电容元件33a放电，但由于电阻元件33c的电阻值R1被设定为大的值(例如1kΩ)，因此在正向电流If大到一定程度的状态下，阴极电位Ncath维持高电压不变。上述电流I2为通过下式计算出的值。
I2＝-(Ncath-Vcc)/R1
即，在节点N1的峰值电压时的向电容元件33a的供电量与基于电流I2的放电量平衡的电位(例如4.8V)下，阴极电位Ncath稳定。
参照图9对此时的电容元件33a的电压保持的动作进行详细说明。在阳极电位Nano由于发送信号的振幅的增加而超过电源电压Vcc＝4.0V进而超过5.2V的情况下，由于二极管291的正向电压Vf超过1.2V，因此产生正向电流If。该正向电流If对电容元件33a进行充电，使阴极电位Ncath上升。当阴极电位Ncath上升时，产生电流I2，电容元件33a放电，阴极电位Ncath稍微降低直至产生发送信号的下一个峰值电压为止。之后，由于下一个峰值电压的产生，电容元件33a再次被充电，阴极电位Ncath再次上升。通过反复进行这样的动作，阴极电位Ncath稳定在高电位。详细而言，如上述式所示，由于电流I2的大小与阴极电位Ncath成比例，因此在基于正向电流If的充电电流和基于电流I2的放电电流在时间上均等化的状态下，阴极电位Ncath稳定。通过这样的一系列动作，阴极电位Ncath超过电源电压Vcc而上升，其结果是，施加于二极管291的反向电压的直流分量上升。其结果是，对于大振幅的发送信号，由二极管291的正向电压削波引起的波形失真降低。
如图9所示，由于阴极电位Ncath的充电电位由电源电压Vcc决定，所以为了进一步降低上述的由正向电压削波引起的波形失真，能够通过使电源电压Vcc的值比预想的发送信号的振幅的最大峰值大来解决。
根据以上所说明的本实施方式所涉及的高频开关电路7，通过开关电路部17的动作，根据控制信号Vc1将天线端口PA与输入端口P1之间导通或切断，并通过开关电路部19的动作，根据控制信号Vc2将天线端口PA与输出端口P2之间导通或切断。此时，在开关电路部17中，通过电容电压控制电路33和引入电流生成电路35，根据控制信号Vc1使二极管291的正向电流导通/截止，由此使天线端口PA与输入端口P1之间切断/导通。同时，通过电容电压控制电路33，设定为在二极管291的正向电流被切断时二极管291的阴极的电位追随阳极的峰值电位，因此即使输入的发送信号的振幅变大，也能够防止二极管291导通的情况。其结果是，能够通过简单的电路结构来降低向天线端口PA输出的发送信号中的电压失真。
另外，引入电流生成电路35根据设定为第一电压的控制信号Vc1产生引入电流，并根据设定为第二电压的控制信号Vc1停止引入电流。除此以外，电容电压控制电路33在产生引入电流时，基于从电源端口B1供给的电源电压Vcc将阴极的电位设定为第一设定电位而使二极管291导通，在停止引入电流时，基于电源电压Vcc将阴极的电位设定为比第一设定电位高的第二设定电位而使二极管291截止。根据该结构，能够稳定地实现与控制信号Vc1相应的二极管291的导通/截止控制。由此，开关电路部17对天线端口PA与输入端口P1之间的导通或切断的控制稳定化。
另外，电容电压控制电路33具有：电感元件33b，一个端子与二极管291的阴极连接，另一个端子与引入电流生成电路35的输出端子连接；电阻元件33c，一个端子与电源端口B1连接，另一个端子与电感元件33b的另一个端子连接；及电容元件33a，连接在二极管291的阴极与接地之间。通过这种简单的电路结构，能够实现与引入电流的产生相应的阴极电位的切换功能和追随阳极电位的阴极电位的设定功能。其结果是，能够通过简单的结构来降低向天线端口PA输出的发送信号中的电压失真。
虽然以上在优选的实施方式中图示并说明了本公开的原理，但是本领域技术人员应当理解，本公开可以在不脱离这种原理的前提下在配置和细节上进行变更。本公开并不限定于本实施方式所公开的特定的结构。因此，对来自权利要求书和其精神范围的所有修改和变更均要求保护权利。

Claims (8)

1.一种高频开关电路，具备：
天线端子，与外部的天线连接；
输出端子，输出作为高频信号的接收信号；
输入端子，输入作为高频信号的发送信号；
第一控制端子，输入第一控制信号；
第二控制端子，输入第二控制信号；
第一开关，根据所述第一控制信号将所述天线端子与所述输入端子之间的连接导通或切断；及
第二开关，根据所述第二控制信号将所述天线端子与所述输出端子之间的连接导通或切断，
所述第一开关具有：
传输线，连接所述天线端子与所述输入端子；
二极管，阳极连接于所述传输线与所述输入端子之间的第一节点，阴极连接于第二节点；及
电容元件，与所述第二节点和第一电源电压连接，
所述第一控制端子经由串联连接的第一电阻元件和第一电感元件而与所述第一节点连接，
所述第一开关还包括与第二电源电压和所述第一控制端子连接并根据所述第一控制信号从所述第二节点对所述电容元件进行充放电的充放电电路。
2.根据权利要求1所述的高频开关电路，其中，
在所述第一控制信号被设定为第一电压时，
所述充放电电路对所述电容元件进行放电，
所述第一开关将所述天线端子与所述输入端子之间的连接切断，
在所述第一控制信号被设定为第二电压时，
所述充放电电路对所述电容元件进行充电，
所述第一开关将所述天线端子与所述输入端子之间的连接导通。
3.根据权利要求1或2所述的高频开关电路，其中，
所述充放电电路包括电容电压控制电路和电流生成电路，
所述电容电压控制电路与所述二极管的阴极及所述第一控制端子连接，并根据所述第一控制信号，进行自所述第二节点的所述电容元件的充电或者自所述第二节点的所述二极管电流的引入和所述电容元件的放电电流的引入中的任一者，
所述电流生成电路生成进行所述引入的引入电流。
4.根据权利要求3所述的高频开关电路，其中，
所述电容电压控制电路在所述引入时，将所述第二节点的电位设定为比所述第一节点的电位低的电位，使所述二极管导通，
所述电容电压控制电路在所述电容元件充电时，将所述第二节点的电位设定为比所述第一节点的电位高的电位，使所述二极管截止。
5.根据权利要求4所述的高频开关电路，其中，
所述电容电压控制电路具有：
第二电感元件，一个端子与所述二极管的所述阴极连接，另一个端子与所述电流生成电路的输出端子连接；及
第二电阻元件，一个端子与所述第二电源电压连接，另一个端子与所述第二电感元件的所述另一个端子连接。
6.根据权利要求3～5中任一项所述的高频开关电路，其中，
所述电流生成电路是漏极开路输出电路。
7.根据权利要求6所述的高频开关电路，其中，
所述电流生成电路包括晶体管，所述晶体管的栅极与所述第一控制端子连接，漏极与输出端子连接，并且源极接地。
8.一种前端电路，具备：
权利要求1～7中任一项所述的高频开关电路；
发送信号用放大器，与所述输入端子连接，将来自外部的所述发送信号放大而输入到所述高频开关电路；及
接收信号用放大器，与所述输出端子连接，将来自所述高频开关电路的接收信号放大而输出到外部。
CN202110345891.4A 2020-04-09 2021-03-31 高频开关电路及包括该高频开关电路的前端电路 Pending CN113541666A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020070286A JP7322792B2 (ja) 2020-04-09 2020-04-09 高周波スイッチ回路及びそれを含むフロントエンド回路
JP2020-070286 2020-04-09

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN113541666A true CN113541666A (zh) 2021-10-22

Family

ID=78005972

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110345891.4A Pending CN113541666A (zh) 2020-04-09 2021-03-31 高频开关电路及包括该高频开关电路的前端电路

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11489240B2 (zh)
JP (1) JP7322792B2 (zh)
CN (1) CN113541666A (zh)

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6351628B1 (en) * 2000-03-06 2002-02-26 Motorola, Inc. Antenna switching circuit
WO2002037709A1 (fr) 2000-11-01 2002-05-10 Hitachi Metals, Ltd. Module de commutation
JP2003032001A (ja) 2001-07-13 2003-01-31 Murata Mfg Co Ltd 複合高周波スイッチ、高周波モジュール及び通信機
US7391283B2 (en) 2005-11-29 2008-06-24 Tdk Corporation RF switch
JP2010252161A (ja) 2009-04-17 2010-11-04 Hitachi Kokusai Electric Inc ダイオードスイッチ回路
US8027648B2 (en) * 2009-04-29 2011-09-27 Lockheed Martin Corporation Radio frequency power monitor
EP3127246B1 (en) 2014-04-03 2019-06-05 Teko Telecom S.r.l. Radio frequency switching system
US11196453B2 (en) * 2019-11-19 2021-12-07 Skyworks Solutions, Inc. High-power hybrid SPDT switch

Also Published As

Publication number Publication date
US20210320389A1 (en) 2021-10-14
JP7322792B2 (ja) 2023-08-08
US11489240B2 (en) 2022-11-01
JP2021168429A (ja) 2021-10-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111446935B (zh) 差分信号放大电路、数字隔离器和数字接收器
US7999523B1 (en) Driver with improved power supply rejection
US20100225378A1 (en) Radio frequency switching circuit and semiconductor device
US10673657B2 (en) Transceiver unit for transmitting data via a differential bus
US20060252394A1 (en) Switching circuit
CN107078733B (zh) 驱动电路
US6181157B1 (en) Resistor mirror
CN110572148A (zh) 驱动电路及其操作方法
CN109417273B (zh) 生成信号脉冲以用于操作发光二极管的驱动电路
JP2013172482A (ja) スイッチ制御回路、半導体装置および無線通信装置
US20170047927A1 (en) 20v to 50v high current asic pin diode driver
US10469031B2 (en) Envelope detecting circuit
CN107168433B (zh) 输出电路
CN113541666A (zh) 高频开关电路及包括该高频开关电路的前端电路
CN105811947A (zh) 射频开关及多路输出选择器
US10418952B1 (en) Amplifier with hysteresis
JP2012186618A (ja) 半導体スイッチ及び無線機器
KR100935513B1 (ko) 프로세스변수 보상을 갖는 능동 바이어스 회로를 위한전류 셧다운회로
CN104639069A (zh) 一种射频放大电路及其功率限制模块
WO2020137826A1 (ja) ゲート駆動回路およびそれを用いたスイッチング装置
CN113538882B (zh) 信号传输电路与电子设备
US20030232602A1 (en) Apparatus for switching matching circuit in mobile communication terminal
US10790817B2 (en) Power switch with bootstrap driver for continuous time operation
US11515876B2 (en) Driver for a shared bus, in particular a LIN bus
CN112865496B (zh) 一种控制电路、控制方法和电压变换电路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20211022

WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication