CN113517823A - 一种基于vsvpwm的三电平逆变器优化调制方法 - Google Patents

一种基于vsvpwm的三电平逆变器优化调制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113517823A
CN113517823A CN202110460815.8A CN202110460815A CN113517823A CN 113517823 A CN113517823 A CN 113517823A CN 202110460815 A CN202110460815 A CN 202110460815A CN 113517823 A CN113517823 A CN 113517823A
Authority
CN
China
Prior art keywords
vector
midpoint
voltage
formula
charge
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202110460815.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113517823B (zh
Inventor
张国荣
周冠卿
吴雪伟
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hefei University of Technology
Original Assignee
Hefei University of Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hefei University of Technology filed Critical Hefei University of Technology
Priority to CN202110460815.8A priority Critical patent/CN113517823B/zh
Publication of CN113517823A publication Critical patent/CN113517823A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113517823B publication Critical patent/CN113517823B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种适用于三电平逆变器的优化调制方法，其步骤包括：步骤1，重新定义电压空间矢量中的虚拟中矢量；步骤2，矢量区域的划分；步骤3，计算合成三矢量作用时间；步骤4，计算k和k1在不同取值时，虚拟中矢量作用下流出中点的电荷量。步骤5，根据虚拟中矢量产生的流出中点电荷量的最值确立k和k1的取值；步骤6，根据k和k1的取值确立基本矢量序列及作用顺序；步骤7，对中点电位进行平衡控制。本发明基于虚拟空间矢量调制并以单位开关周期内补偿最大电荷量为原则，能实现中点平衡的高精度和高速率控制。

Description

一种基于VSVPWM的三电平逆变器优化调制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种基于VSVPWM的三电平逆变器优化调制方法。
背景技术
随着逆变器技术研究的不断深入，三电平逆变器的调制技术也得到了快速发展，PWM调制技术作为三电平逆变器的重要控制组成部分，其调制技术的好坏直接影响了逆变器的使用性能。NPC三电平逆变器相对于传统两电平逆变器具有输出电压谐波分量小、器件应力低、承压能力强等优点，因此在中高压大功率逆变器的领域得到广泛应用。然而对于NPC三电平逆变器，始终存在着中点电位失衡的问题。中点电位失衡不仅会导致直流侧上下电容和开关管承压不均，还会引起输出电流谐波含量增大，开关器件寿命降低等问题。
传统的SVPWM调制策略在高调制度和低功率因数的情况下，中点调节能力较弱，存在不能完全平衡的区域。特别是当参考电压的角度与中矢量的角度近似时，合成矢量几乎全部由中矢量占据，此时利用小矢量进行中点平衡的效果并不理想，在实际中会导致中点电位的低频振荡。而传统的VSVPWM调制策略虽然可以实现全范围内的中点平衡，但在某些特定区域内由于小矢量不参与合成，因此无法利用小矢量平衡因子进行中点控制，使得中点平衡的动态速度较慢。
发明内容
本发明为克服上述现有技术中存在的不足之处，提供一种基于VSVPWM的三电平逆变器优化调制方法，以期通过矢量作用顺序的选择，提高全功率因数和全调制度范围内的中点平衡能力，从而实现中点平衡的高精度和高速率控制。
为了实现上述目的，本发明所采用的技术方案如下：
本发明一种适用于三电平逆变器的优化调制方法的特点在于，包括以下步骤：
步骤1、利用式(1)重新定义电压矢量空间中的虚拟中矢量V′VVM1：
Figure BDA0003042353240000011
式(1)中，k1为变长系数，且满足0<k1<1；k为中矢量平衡因子，且满足0≤k≤1；VPOO、VPPO为基本空间电压矢量中不同角度的两个正小合成矢量；VONN、VOON为基本空间电压矢量中不同角度的两个负小合成矢量；VPON为基本空间电压矢量中的中合成矢量；
步骤2、电压矢量空间的划分；
步骤2.1、所述电压矢量空间按照圆周均匀划分为六个大扇区，从0°开始并依次编号为：A、B、C、D、E、F；
步骤2.2、根据所述虚拟中矢量V′VVM1，利用式(2)所示的矢量划分方程对所述电压矢量空间进行划分，得到划分后的五个矢量区域A1、A2、A3、A4、A5：
Figure BDA0003042353240000021
式(2)中，Vg为参考电压Vref在g-h坐标系下的水平投影长度；Vh为参考电压Vref在g-h坐标系下的垂直投影长度；Ud为基本小矢量的长度，且Ud＝Udc/3；Udc表示直流侧电压；
步骤2.3、其余五个扇区通过坐标变换的方法折算到A号大扇区后进行划分，从而相应得到划分后的五个矢量区域；
步骤3、计算合成三矢量作用时间；
根据所述参考电压矢量Vref所处的矢量区域，选取与所述参考电压矢量Vref最近的三个合成矢量，并根据式(3)计算三个合成矢量各自的作用时间：
Figure BDA0003042353240000022
式(3)中，Ta、Tb、Tc分别为三个合成矢量的作用时间；Ts为逆变器的开关周期；V1g、V2g、V3g为三个合成矢量在g轴下的投影长度，V1h、V2h、V3h为三个合成矢量在h轴下的投影长度；
步骤4、利用式(4)计算变长系数k1和中矢量平衡因子k取不同值时，在虚拟中矢量V′VVM1的作用下流出中点的电荷量QM：
Figure BDA0003042353240000023
式(4)中，ia、ib、ic分别为逆变器输出的三相电流，TM为虚拟中矢量V′VVM1的作用时间；
步骤5、根据电荷量QM的最大绝对值|QM|max，确立中矢量平衡因子k和变长系数k1的取值；
步骤6、根据中矢量平衡因子k和变长系数k1的取值，利用最小开关频率原则确立合成矢量及其作用顺序；
所述最小开关频率原则为：逆变器每相的输出状态仅在状态P、状态O之间切换或在状态O、状态N之间切换；其中，P表示逆变器某相输出电压为Udc/2的状态；O表示逆变器某相输出电压为0的状态；N表示逆变器某相输出电压为-Udc/2的状态；Udc为逆变器直流侧电压；
逆变器每个开关周期的首发小矢量均为正小矢量；
步骤7、中点电位的平衡控制；
利用式(5)计算逆变器在一个开关周期实现中点平衡所需的平衡因子r，从而实现中点平衡的控制：
Figure BDA0003042353240000031
式(5)中，△U为实际的上下电容电压差；且△U＝UC1-UC2，UC1为上电容电压，UC2为下电容电压，C为上、下电容值。
本发明所述的优化调制方法的特点也在于，所述步骤4具体包括：
当k1＝2/3，且k＝1时，利用式(4)得到流出中点的电荷量QM＝0，表示三电平逆变器具有较低的中点电位波动，不需要中点平衡控制；
当k1＝1/3时，利用式(6)得到流出中点的电荷量QM：
Figure BDA0003042353240000032
若ib>0时，则利用式(7)得到中矢量作用时间TM内流出中点的电荷量QM的最大值QM,max和最小值QM，min：
Figure BDA0003042353240000033
若ib<0时，则利用式(8)得到中矢量作用时间TM内流出中点的电荷量QM的最大值QM,max和最小值QM，min：
Figure BDA0003042353240000034
当k1＝5/6时，利用式(9)得到流出中点的电荷量QM：
Figure BDA0003042353240000041
若ib>0时，则利用式(10)得到中矢量作用时间TM内流出中点的电荷量QM的最大值QM,max和最小值QM，min：
Figure BDA0003042353240000042
若ib<0时，则利用式(11)得到中矢量作用时间TM内流出中点的电荷量QM的最大值QM,max和最小值QM，min：
Figure BDA0003042353240000043
所述步骤5包括：
令H为容许的上下电容电压偏差；
当-H≤ΔU≤H时，表示上下电容电压偏差H在允许范围之内，则不进行中点平衡控制，并取k1＝2/3，k＝1；
当ΔU≤-H时，表示上下电容电压偏差H超过允许的下限值，则进行中点平衡控制，以降低下电容电压，令流出中点的电荷量满足QM>0：
若ib＞0，则QM的最大绝对值为
Figure BDA0003042353240000044
取k1＝1/3，k＝0；
若ib＜0，则QM的最大绝对值为
Figure BDA0003042353240000045
取k1＝5/6，k＝1；
当ΔU≥H时，表示上下电容电压偏差H超过允许的上限值，则进行中点平衡控制，以降低上电容电压，令流出中点的电荷量满足QM<0：
若ib＞0，则QM的最大绝对值为
Figure BDA0003042353240000046
取k1＝5/6，k＝1；
若ib＜0，则QM的最大绝对值为
Figure BDA0003042353240000047
取k1＝1/3，k＝0。
与已有技术相比，本发明的有益效果体现在：
1本发明方法重新定义了虚拟中矢量，将合成虚拟中矢量的基本小矢量拓展成两对冗余小矢量，以单个开关周期内补偿最大电荷量为原则，通过引入的变虚拟中矢量平衡因子k对电压开关序列进行选择，有效地提高了中点电位偏移时的恢复速度。
2本发明在矢量区域判断的步骤中引入g-h坐标系，避免了在直角坐标系下求解时所需的大量根式运算和三角函数运算，有效地缩短了系统的运算时间，降低了对DSP处理器的需求，节省了成本。
附图说明
图1为NPC三电平逆变器的拓扑结构示意图；
图2为本发明在A大扇区的电压矢量空间划分图；
图3为本发明中变长系数k1和中矢量平衡因子k的取值流程图；
图4为本发明的调制算法实现流程图；
图5为现有VSVPWM调制策略的中点电位控制波形图；
图6为本发明的调制策略的中点电位控制波形图。
具体实施方式
图1所示为本发明中三相三电平逆变器的拓扑结构示意图，其中负载为阻性负载或感性负载等。本实施例中，一种基于VSVPWM的三电平逆变器优化调制方法是按照以下步骤进行：
步骤1、利用式(1)重新定义电压矢量空间中的虚拟中矢量V′VVM1：
Figure BDA0003042353240000051
式(1)中，k1为变长系数，且满足0<k1<1；k为中矢量平衡因子，且满足0≤k≤1；VPOO、VPPO为基本空间电压矢量中不同角度的两个正小合成矢量；VONN、VOON为基本空间电压矢量中不同角度的两个负小合成矢量；VPON为基本空间电压矢量中的中合成矢量；
步骤2、电压矢量空间的划分；
步骤2.1、电压矢量空间按照圆周均匀划分为六个大扇区，从0°开始并依次编号为：A、B、C、D、E、F；
步骤2.2、根据虚拟中矢量V′VVM1，利用式(2)所示的矢量划分方程对电压矢量空间进行划分，得到划分后的五个矢量区域A1、A2、A3、A4、A5：
Figure BDA0003042353240000061
式(2)中，Vg为参考电压Vref在g-h坐标系下的水平投影长度；Vh为参考电压Vref在g-h坐标系下的垂直投影长度；Ud为基本小矢量的长度，且Ud＝Udc/3；Udc表示直流侧电压；
本发明在A大扇区的电压矢量空间划分如图2所示。
步骤2.3、其余五个扇区通过坐标变换的方法折算到A号大扇区后进行划分，从而相应得到划分后的五个矢量区域；
令参考电压Vref与水平轴的夹角为θ，幅值为ρ，则利用表1将其余5个大扇区通过坐标变换的方法折算到A号大扇区；
表1其余5个大扇区通过坐标变换折算到A号大扇区的公式
Figure BDA0003042353240000062
步骤3、计算合成三矢量作用时间；
根据参考电压矢量Vref所处的矢量区域，选取与参考电压矢量Vref最近的三个合成矢量，并根据式(3)计算三个合成矢量各自的作用时间：
Figure BDA0003042353240000063
式(3)中，Ta、Tb、Tc分别为三个合成矢量的作用时间；Ts为逆变器的开关周期；V1g、V2g、V3g为三个合成矢量在g轴下的投影长度，V1h、V2h、V3h为三个合成矢量在h轴下的投影长度；
步骤4、利用式(4)计算变长系数k1和中矢量平衡因子k取不同值时，在虚拟中矢量V′VVM1的作用下流出中点的电荷量QM：
Figure BDA0003042353240000064
式(4)中，ia、ib、ic分别为逆变器输出的三相电流，TM为虚拟中矢量V′VVM1的作用时间；
当k1＝2/3，且k＝1时，利用式(4)得到流出中点的电荷量QM＝0，表示三电平逆变器具有较低的中点电位波动，不需要中点平衡控制；
当k1＝1/3时，利用式(5)得到流出中点的电荷量QM：
Figure BDA0003042353240000071
若ib>0时，则利用式(6)得到中矢量作用时间TM内流出中点的电荷量QM的最大值QM,max和最小值QM，min：
Figure BDA0003042353240000072
若ib<0时，则利用式(7)得到中矢量作用时间TM内流出中点的电荷量QM的最大值QM,max和最小值QM，min：
Figure BDA0003042353240000073
当k1＝5/6时，利用式(8)得到流出中点的电荷量QM：
Figure BDA0003042353240000074
若ib>0时，则利用式(9)得到中矢量作用时间TM内流出中点的电荷量QM的最大值QM,max和最小值QM，min：
Figure BDA0003042353240000075
若ib<0时，则利用式(10)得到中矢量作用时间TM内流出中点的电荷量QM的最大值QM,max和最小值QM，min：
Figure BDA0003042353240000076
步骤5、根据电荷量QM的最大绝对值，确立中矢量平衡因子k和变长系数k1的取值；
令H为容许的上下电容电压偏差；
当-H≤ΔU≤H时，表示上下电容电压偏差H在允许范围之内，则不进行中点平衡控制，并取k1＝2/3，k＝1；
当ΔU≤-H时，表示上下电容电压偏差H超过允许的下限值，则进行中点平衡控制，以降低下电容电压，令流出中点的电荷量满足QM>0：
若ib＞0，有三种情况：
Figure BDA0003042353240000081
为使中点电位以最快速度恢复平衡，则QM的最大绝对值
Figure BDA0003042353240000082
取k1＝1/3，k＝0；
若ib＜0，只有一种情况，此时QM的最大绝对值
Figure BDA0003042353240000083
此时取k1＝5/6，k＝1；
当ΔU≥H时，表示上下电容电压偏差H超过允许的上限值，则进行中点平衡控制，以降低上电容电压，令流出中点的电荷量满足QM<0：
若ib＞0，只有一种情况，此时QM的最大绝对值
Figure BDA0003042353240000084
此时取k1＝5/6，k＝1；
若ib＜0，有三种情况：
Figure BDA0003042353240000085
为使中点电位以最快速度恢复平衡，则QM的最大绝对值
Figure BDA0003042353240000086
取k1＝1/3，k＝0；
综上所述，可以得到本发明中变长系数k1和中矢量平衡因子k的取值流程如图3所示。
步骤6、根据中矢量平衡因子k和变长系数k1的取值，利用最小开关频率原则确立合成矢量及其作用顺序如表2所示：
表2优化调制算法在A大扇区的合成矢量及其作用顺序
Figure BDA0003042353240000091
最小开关频率原则为：逆变器每相的输出状态仅在状态P、状态O之间切换或状态O、状态N之间切换；P表示逆变器某相输出电压为Udc/2的状态；O表示逆变器某相输出电压为0的状态；N表示逆变器某相输出电压为-Udc/2的状态；Udc为逆变器直流侧电压；
逆变器每个开关周期的首发小矢量均为正小矢量；
步骤7、中点电位的平衡控制；
当中点电位发生偏移时，此时需要利用平衡因子r进行中点平衡。利用式(13)计算一个开关周期内流出中点的电荷量Q：
Figure BDA0003042353240000092
令△U为实际的上下电容电压差，则△U＝UC1-UC2，UC1为上电容电压，UC2为下电容电压；
根据ΔQ＝CΔU可以计算现存的电荷偏差量，其中C为上、下电容值；
根据电荷守恒原理ΔQ+Q＝0，利用式(14)计算逆变器在一个开关周期实现中点平衡所需的平衡因子r，从而实现中点平衡的控制：
Figure BDA0003042353240000093
综上所述，本发明的优化调制算法的完整实现流程图如图4所示。
步骤8、仿真分析
本发明以图1所示的三电平逆变器为例，根据前文介绍的基于VSVPWM的优化调制方法，使用Matlab/Simulink进行仿真分析，结果如图5、图6所示：
图5为现有VSVPWM调制的中点电位控制波形图。仿真结果表明，传统VSVPWM虽然可以实现全范围内的中点平衡，但当中点电位发生偏移时，中点电位的动态恢复速度较慢。
图6为本发明的调制的中点电位控制波形图。仿真结果表明，本发明的优化调制方法不仅可以实现全范围内的中点平衡，而且当中点电位发生偏移时，仍具有较快的动态恢复速度。
通过以上仿真可以得出结论：
1本发明提出的优化调制方法，可以将合成虚拟中矢量的基本小矢量拓展成两对冗余小矢量，以单个开关周期内补偿最大电荷量为原则，通过引入的变虚拟中矢量平衡因子k对电压开关序列进行选择，有效地提高了中点电位偏移时的恢复速度。
2本发明提出的优化调制方法，在矢量区域判断的步骤中引入了g-h坐标系，避免了在直角坐标系下求解时所需的大量根式运算和三角函数运算，有效地缩短了系统的运算时间，降低了对DSP处理器的需求，节省了成本。

Claims (3)

1.一种适用于三电平逆变器的优化调制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、利用式(1)重新定义电压矢量空间中的虚拟中矢量V′VVM1：
Figure FDA0003042353230000011
式(1)中，k1为变长系数，且满足0<k1<1；k为中矢量平衡因子，且满足0≤k≤1；VPOO、VPPO为基本空间电压矢量中不同角度的两个正小合成矢量；VONN、VOON为基本空间电压矢量中不同角度的两个负小合成矢量；VPON为基本空间电压矢量中的中合成矢量；
步骤2、电压矢量空间的划分；
步骤2.1、所述电压矢量空间按照圆周均匀划分为六个大扇区，从0°开始并依次编号为：A、B、C、D、E、F；
步骤2.2、根据所述虚拟中矢量V′VVM1，利用式(2)所示的矢量划分方程对所述电压矢量空间进行划分，得到划分后的五个矢量区域A1、A2、A3、A4、A5：
Figure FDA0003042353230000012
式(2)中，Vg为参考电压Vref在g-h坐标系下的水平投影长度；Vh为参考电压Vref在g-h坐标系下的垂直投影长度；Ud为基本小矢量的长度，且Ud＝Udc/3；Udc表示直流侧电压；
步骤2.3、其余五个扇区通过坐标变换的方法折算到A号大扇区后进行划分，从而相应得到划分后的五个矢量区域；
步骤3、计算合成三矢量作用时间；
根据所述参考电压矢量Vref所处的矢量区域，选取与所述参考电压矢量Vref最近的三个合成矢量，并根据式(3)计算三个合成矢量各自的作用时间：
Figure FDA0003042353230000013
式(3)中，Ta、Tb、Tc分别为三个合成矢量的作用时间；Ts为逆变器的开关周期；V1g、V2g、V3g为三个合成矢量在g轴下的投影长度，V1h、V2h、V3h为三个合成矢量在h轴下的投影长度；
步骤4、利用式(4)计算变长系数k1和中矢量平衡因子k取不同值时，在虚拟中矢量V′VVM1的作用下流出中点的电荷量QM：
Figure FDA0003042353230000021
式(4)中，ia、ib、ic分别为逆变器输出的三相电流，TM为虚拟中矢量V′VVM1的作用时间；
步骤5、根据电荷量QM的最大绝对值|QM|max，确立中矢量平衡因子k和变长系数k1的取值；
步骤6、根据中矢量平衡因子k和变长系数k1的取值，利用最小开关频率原则确立合成矢量及其作用顺序；
所述最小开关频率原则为：逆变器每相的输出状态仅在状态P、状态O之间切换或在状态O、状态N之间切换；其中，P表示逆变器某相输出电压为Udc/2的状态；O表示逆变器某相输出电压为0的状态；N表示逆变器某相输出电压为-Udc/2的状态；Udc为逆变器直流侧电压；
逆变器每个开关周期的首发小矢量均为正小矢量；
步骤7、中点电位的平衡控制；
利用式(5)计算逆变器在一个开关周期实现中点平衡所需的平衡因子r，从而实现中点平衡的控制：
Figure FDA0003042353230000022
式(5)中，△U为实际的上下电容电压差；且△U＝UC1-UC2，UC1为上电容电压，UC2为下电容电压，C为上、下电容值。
2.根据权利要求1所述的优化调制方法，其特征在于，所述步骤4具体包括：
当k1＝2/3，且k＝1时，利用式(4)得到流出中点的电荷量QM＝0，表示三电平逆变器具有较低的中点电位波动，不需要中点平衡控制；
当k1＝1/3时，利用式(6)得到流出中点的电荷量QM：
Figure FDA0003042353230000023
若ib>0时，则利用式(7)得到中矢量作用时间TM内流出中点的电荷量QM的最大值QM,max和最小值QM，min：
Figure FDA0003042353230000031
若ib<0时，则利用式(8)得到中矢量作用时间TM内流出中点的电荷量QM的最大值QM,max和最小值QM，min：
Figure FDA0003042353230000032
当k1＝5/6时，利用式(9)得到流出中点的电荷量QM：
Figure FDA0003042353230000033
若ib>0时，则利用式(10)得到中矢量作用时间TM内流出中点的电荷量QM的最大值QM,max和最小值QM，min：
Figure FDA0003042353230000034
若ib<0时，则利用式(11)得到中矢量作用时间TM内流出中点的电荷量QM的最大值QM,max和最小值QM，min：
Figure FDA0003042353230000035
3.根据权利要求1所述的优化调制方法，其特征在于，所述步骤5包括：
令H为容许的上下电容电压偏差；
当-H≤ΔU≤H时，表示上下电容电压偏差H在允许范围之内，则不进行中点平衡控制，并取k1＝2/3，k＝1；
当ΔU≤-H时，表示上下电容电压偏差H超过允许的下限值，则进行中点平衡控制，以降低下电容电压，令流出中点的电荷量满足QM>0：
若ib＞0，则QM的最大绝对值为
Figure FDA0003042353230000036
取k1＝1/3，k＝0；
若ib＜0，则QM的最大绝对值为
Figure FDA0003042353230000041
取k1＝5/6，k＝1；
当ΔU≥H时，表示上下电容电压偏差H超过允许的上限值，则进行中点平衡控制，以降低上电容电压，令流出中点的电荷量满足QM<0：
若ib＞0，则QM的最大绝对值为
Figure FDA0003042353230000042
取k1＝5/6，k＝1；
若ib＜0，则QM的最大绝对值为
Figure FDA0003042353230000043
取k1＝1/3，k＝0。
CN202110460815.8A 2021-04-27 2021-04-27 一种基于vsvpwm的三电平逆变器优化调制方法 Active CN113517823B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110460815.8A CN113517823B (zh) 2021-04-27 2021-04-27 一种基于vsvpwm的三电平逆变器优化调制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110460815.8A CN113517823B (zh) 2021-04-27 2021-04-27 一种基于vsvpwm的三电平逆变器优化调制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113517823A true CN113517823A (zh) 2021-10-19
CN113517823B CN113517823B (zh) 2022-03-15

Family

ID=78063680

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110460815.8A Active CN113517823B (zh) 2021-04-27 2021-04-27 一种基于vsvpwm的三电平逆变器优化调制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113517823B (zh)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102361409A (zh) * 2011-10-14 2012-02-22 天津大学 一种三电平变换器中点电压平衡控制方法
CN103401452A (zh) * 2013-07-26 2013-11-20 河南科技大学 基于vsvpwm的三电平逆变器中点电位补偿平衡控制策略
US20160099661A1 (en) * 2014-10-01 2016-04-07 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Method to Generate Multilevel Inverter Modulation Control Signals
CN107623457A (zh) * 2017-09-28 2018-01-23 湘潭大学 Npc型三电平逆变器抑制直流侧中点低频振荡调制方法
CN112134478A (zh) * 2020-09-16 2020-12-25 泰州学院 一种基于60°坐标系的中点箝位三电平逆变器中点电位平衡控制方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102361409A (zh) * 2011-10-14 2012-02-22 天津大学 一种三电平变换器中点电压平衡控制方法
CN103401452A (zh) * 2013-07-26 2013-11-20 河南科技大学 基于vsvpwm的三电平逆变器中点电位补偿平衡控制策略
US20160099661A1 (en) * 2014-10-01 2016-04-07 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Method to Generate Multilevel Inverter Modulation Control Signals
CN107623457A (zh) * 2017-09-28 2018-01-23 湘潭大学 Npc型三电平逆变器抑制直流侧中点低频振荡调制方法
CN112134478A (zh) * 2020-09-16 2020-12-25 泰州学院 一种基于60°坐标系的中点箝位三电平逆变器中点电位平衡控制方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
李玥等: "三电平NPC逆变器中点电压平衡混合调制策略", 《计算机应用与软件》 *
胡存刚等: "基于虚拟空间矢量的三电平NPC逆变器中点电压平衡控制方法", 《电工技术学报》 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN113517823B (zh) 2022-03-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110867887B (zh) Npc三电平逆变器最优序列模型预测控制装置及方法
CN107623457B (zh) Npc型三电平逆变器抑制直流侧中点低频振荡调制方法
CN110112945B (zh) 三电平逆变器中点电压控制和共模电压抑制的方法及系统
CN105226981B (zh) 一种具有中点电位平衡控制的空间矢量调制方法
WO2020177238A1 (zh) 全功率因数范围三电平变流器中点平衡控制方法及系统
CN103236797B (zh) 一种五电平二极管钳位型变换器电容电压平衡控制方法
CN110247567B (zh) 一种三电平变流器低共模电压控制方法及系统
CN113078833B (zh) 维也纳整流器中点电位振荡控制方法、系统及装置
CN106787888A (zh) 一种三电平anpc变换器中点电压平衡控制方法
CN111293915A (zh) 中点电位不平衡下的npc逆变器改进虚拟矢量调制方法
CN109217701A (zh) 三电平整流器共模电压抑制pwm方法、调制器及系统
CN115133798A (zh) 离散空间矢量调制的三电平逆变器低共模预测控制方法
CN114189170B (zh) 一种用于三电平npc逆变器的动态混合调制方法
CN113517823B (zh) 一种基于vsvpwm的三电平逆变器优化调制方法
CN116722762B (zh) 一种基于模型预测控制的飞跨电容并网逆变器控制方法
CN109962480B (zh) 静止无功发生器无锁相环控制系统、方法及应用
CN116707337A (zh) 四电平有源中点钳位逆变器拓扑及调制策略、介质
CN103427695A (zh) 一种三相五电平变换器电容电位平衡控制方法及系统
CN113676065B (zh) 优化电压矢量的维也纳整流器的模型预测控制方法及系统
CN114123827A (zh) 一种基于虚拟矢量的中点钳位型三电平逆变器双模式过调制方法
CN111654201A (zh) 一种低调制度下降低开关频率的改进虚拟空间矢量法
CN116191916A (zh) 一种飞跨电容型三相五电平逆变器及其控制方法、系统
CN115208224A (zh) 基于可变虚拟矢量的点电压平衡和共模电压抑制的方法
CN110768598B (zh) 一种多源变换器的空间矢量调制方法
CN114640265A (zh) 一种多电平单相相间混合拓扑变换器及控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant