CN113507122A - 变换器的谐振抑制方法、模块以及装置 - Google Patents

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Abstract

本申请公开一种变换器的谐振抑制方法、模块以及装置，所述方法包括：获取变换器交流侧的电容电流分量；将所述电容电流分量通过第一增益环节和第一相位补偿环节进行调节后，得到第一控制作用量；将所述第一控制作用量叠加到变换器的控制器输出中，以形成最终的控制作用量。本申请通过在电容电流前馈控制支路中引入相位补偿器，在不增加系统成本的基础上，避免了现有谐振抑制方法因数字控制系统延时造成的谐振阻尼能力受限的问题，降低了变换器在宽范围电网阻抗下运行的谐振风险，增强了其在不同强度电网下的稳定运行能力。

Description

变换器的谐振抑制方法、模块以及装置
技术领域
本申请涉及控制技术领域，尤其涉及一种变换器的谐振抑制方法、模块以及装置。
背景技术
并网变换器为滤除高频谐波，往往会在交流输入或者输出端装配高阶滤波器，得到广泛应用的LCL滤波器便是其中的一种。在相同的滤波性能要求下，采用高阶滤波器不仅可以减少滤波器的体积，节省系统成本，还有助于增加系统的功率密度。然而，高阶滤波器的输出特性也给变换器带来了谐振风险。
基于软件控制的谐振抑制策略是目前变换器应对谐振的主流方法。其中以基于电容电流前馈的谐振抑制策略的应用和研究最为广泛。由于变换器的数字控制系统延时的存在，基于电容电流前馈的谐振抑制策略的谐振阻尼频率范围受到限制。为了尽可能地拓宽谐振阻尼频率范围，业界提出了相位补偿的应对策略，概括起来主要有两种：
1)将数字控制系统采样点前移，从物理上减少延时；
该应对策略实现简单，但延时补偿能力往往会受到芯片的计算能力的限制，而且容易影响变换器的电流采样精度，带来了额外的谐波问题。
2)在谐振抑制控制支路中串入具有超前相位补偿能力的环节如一阶相位超前补偿器、二阶广义积分器、高通滤波器来等效地减少延时；
该应对策略中，高通滤波器的相位补偿量会随着频率的升高而降低，这一点与数字控制系统延时的补偿需求刚好相反，因此只能实现对局部频段的补偿；而一阶相位超前补偿器和二阶广义积分器虽然在相位特性上可以迎合数字控制系统的延时补偿需求，但却因相位补偿与噪声抑制的矛盾，其延时补偿能力受限。
在实际变换器的控制系统中，出于节省成本的考虑，可能不会检测电容电流。这时基于电容电流前馈的谐振抑制策略所需的电容电流需要借助电容电压微分功能来获得，此时的谐振抑制方法实质上转变成了基于电容电压微分前馈的谐振抑制策略。而在数字控制系统中，微分算法的离散化同样存在相位滞后和噪声抑制的矛盾。这样一来基于电容电压微分前馈的谐振抑制策略的有效谐振阻尼频率范围更容易受到限制，而施加合适的相位补偿器也成为解决该问题的一个重要研究方向。
已有的研究结果表明，除了电容电流前馈或电容电压微分前馈能对谐振产生阻尼作用外，在数字控制系统中采用变换器交流侧电容电压作为电流环的电压前馈项时，同样会对谐振产生阻尼作用。不过，数字控制系统的延时虽然使电容电压前馈滤波产生了阻尼特性，但较大延时反过来同样限制了有效谐振阻尼频率的范围。
另外，基于电容电流(或电容电压微分)前馈与电容电压前馈相结合的混合谐振抑制策略，虽可拓宽变换器的谐振阻尼频率范围，但在实际使用中因1)数字控制系统延时；2)变换器控制中出于改善交流电流的需求，需要对前馈的电容电压做适当的滤波；两个因素的存在，其阻尼能力仍受到了较大的限制。
发明内容
有鉴于此，本申请的目的在于提供一种变换器的谐振抑制方法、模块以及装置，以解决并网变换器谐振抑制策略因数字控制系统延时造成的谐振阻尼能力受限的问题。
本申请解决上述技术问题所采用的技术方案如下：
根据本申请的一个方面，提供一种变换器的谐振抑制方法，所述方法包括：
获取变换器交流侧的电容电流分量；
将所述电容电流分量通过第一增益环节和第一相位补偿环节进行调节后，得到第一控制作用量；
将所述第一控制作用量叠加到变换器的控制器输出中，以形成最终的控制作用量。
根据本申请的另一个方面，提供一种变换器的谐振抑制模块，包括存储器、处理器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的变换器的谐振抑制方法程序，所述变换器的谐振抑制方法程序被所述处理器执行时实现所述的变换器的谐振抑制方法的步骤。
根据本申请的另一个方面，提供一种变换器的谐振抑制装置，包括第一获取模块、第一增益环节、第一相位补偿环节以及输出模块；
所述第一获取模块，获取变换器交流侧的电容电流分量；
所述第一增益环节，用于对所述电容电流分量进行增益调节；
所述第一相位补偿环节，用于对增益调节后的电容电流分量进行相位补偿，以得到第一控制作用量；
所述输出模块，用于将所述第一控制作用量叠加到变换器的控制器输出中，以形成最终的控制作用量。
本申请实施例提供的变换器的谐振抑制方法、模块以及装置，通过在电容电流前馈控制支路中引入相位补偿器，在不增加系统成本的基础上，避免了现有谐振抑制方法因数字控制系统延时造成的谐振阻尼能力受限的问题，降低了变换器在宽范围电网阻抗下运行的谐振风险，增强了其在不同强度电网下的稳定运行能力。
附图说明
图1为本申请实施例一的变换器的谐振抑制方法流程示意图；
图2为本申请实施例二的变换器的谐振抑制方法流程示意图；
图3为本申请实施例三的变换器的谐振抑制实施过程示意图；
图4为本申请实施例提供的相位补偿器结构示意图；
图5为本申请实施例提供的相位补偿器输入输出频率特性示意图；
图6为本申请实施例提供的在同步旋转坐标系下的变换器电流控制框图；
图7为本申请实施例提供的在静止坐标系下的变换器电流控制框图；
图8为本申请实施例四的变换器的谐振抑制装置示意图；
图9为本申请实施例四的变换器的谐振抑制模块示意图。
本申请目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。
具体实施方式
为了使本申请所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚、明白，以下结合附图和实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
相关变量定义说明：
ucab、ucbc、ucca：变换器滤波电容电压，也是并网点电压；
ucαβ＝ucα+jucβ：滤波电容电压在αβ坐标系下的矢量，其中ucα、ucβ分别为其α、β轴分量；
ucdq＝ucd+jucq：滤波电容电压在dq坐标系下的矢量，其中ucd、ucq分别为其d、q轴分量；
icαβ＝icα+jicβ：滤波电容电流在αβ坐标系下的矢量，其中icα、icβ分别为其α、β轴分量；
icdq＝icd+jicq：滤波电容电流在dq坐标系下的矢量，其中icd、icq分别为其d、q轴分量；
Gdamp：电容电流前馈控制的增益环节；
udq_damp＝ud_damp+juq_damp：电容电流经增益环节后的输出矢量，其中ud_damp、uq_damp分别为其d、q轴作用量；
Gfw：电流环电压前馈增益环节
ucdq_fw＝ucd_fw+jucq_fw：电容电压经增益环节后的输出矢量，其中ucd_fw、ucq_fw分别为其d、q轴分量；
udqfw_comp＝udfw_comp+juqfw_comp：电流环电压前馈作用量的矢量形式，其中udfw_comp、uqfw_comp分别为其d、q轴分量；
Gph_damp：电容电流前馈控制支路的相位补偿器；
Gph_fw：电容电压前馈控制支路的相位补偿器；
df/dt：微分运算；
Kph：相位补偿器一次相位补偿系数；
Kph_aux：相位补偿器辅助相位补偿系数；
Gavg(z)：相位补偿器FIR滤波器函数；
udq_ref＝ud_ref+juq_ref：发波电压指令矢量，其中ud_ref、uq_ref分别为其d、q轴分量。
实施例一
如图1所示，本申请实施例一提供一种变换器的谐振抑制方法，所述方法包括：
步骤S11、获取变换器交流侧的电容电流分量；
步骤S12、将所述电容电流分量通过第一增益环节和第一相位补偿环节进行调节后，得到第一控制作用量；
步骤S13、将所述第一控制作用量叠加到变换器的控制器输出中，以形成最终的控制作用量。
在本示例中，所述第一增益环节包括纯比例环节和/或带有滤波特性的功能模块。所述第一相位补偿环节的输入输出特性的传递函数包括FIR滤波器函数。
这样，通过在电容电流前馈控制支路中引入一种输入输出特性的传递函数包括FIR滤波器函数的相位补偿器，在不增加系统成本的基础上，避免了现有谐振抑制方法因数字控制系统延时造成的谐振阻尼能力受限的问题，降低了变换器在宽范围电网阻抗下运行的谐振风险，增强了其在不同强度电网下的稳定运行能力。
在本示例中，获取变换器交流侧的电容电流的方式包括以下至少一种：
采集变换器交流侧的电容电流；
采集变换器交流侧的电容电压并对该电容电压进行微分运算，得到变换器交流侧的电容电流；
采集变换器的并网电流和电感电流并进行计算，得到变换器交流侧的电容电流。
在本示例中，形成最终的控制作用量，用于对变换器的桥臂电流做闭环控制或者对变换器的并网电流做闭环控制。
实施例二
如图2所示，与实施例一不同的是，所述方法还包括：
步骤S21、获取变换器交流侧的电容电压分量；
步骤S22、将所述电容电压分量通过第二增益环节和第二相位补偿环节进行调节后，得到第二控制作用量；
步骤S23、将所述第一控制作用量和所述第二控制作用量叠加到变换器的控制器输出中，以形成最终的控制作用量。
需要说明的是，得到第一控制作用量的步骤(S11和S12)与得到第二控制作用量的步骤(S21和S22)可以不分顺序地实行，例如：可以先得到第一控制作用量，再得到第二控制作用量；也可以先得到第二控制作用量，再得到第一控制作用量；或者同时得到二个作用量。
在本示例中，所述第二增益环节包括纯比例环节和/或带有滤波特性的功能模块。所述第二相位补偿环节的输入输出特性的传递函数包括FIR滤波器函数。
这样，通过在电容电流前馈控制支路中和电容电压前馈控制支路中引入一种输入输出特性的传递函数包括FIR滤波器函数的相位补偿器，在不增加系统成本的基础上，避免了现有谐振抑制方法因数字控制系统延时造成的谐振阻尼能力受限的问题，降低了变换器在宽范围电网阻抗下运行的谐振风险，增强了其在不同强度电网下的稳定运行能力。
实施例三
图3是本申请实施例三的变换器的谐振抑制实施过程示意图。
控制作用量1可以通过以下步骤得到：首先获得变换器交流侧电容电流的dq分量icdq，然后将分量icdq通过增益环节Gdamp和相位补偿环节Gph_damp，即可得到。具体地，将分量icdq通过增益环节Gdamp后得到初始的控制作用量udq_damp，udq_damp再经相位补偿环节Gph_damp后得到udq_comp，udq_comp即为控制作用量1。Gdamp可以是纯比例环节，也可以是带有滤波功能的模块，还可以是两者的组合。
其中，变换器交流侧电容电流的dq分量icdq可以通过以下方式得到：
方式1：对变换器交流侧电容电压在αβ坐标系下的矢量ucαβ做微分运算df/dt得到电容电流icαβ_est，再经过Park变换得到其dq分量icdq。
方式2：采集三相电容电流ica、icb、icc，经Clark变换和Park变换得到其在dq坐标系对应的分量icdq。
控制作用量2可以通过以下步骤得到：首先采集变换器交流侧电容电压uabc，经Clark变换和Park变换得到其在dq坐标系对应的分量ucdq；然后将分量ucdq通过增益环节Gfw和相位补偿环节Gph_fw，即可得到。具体地，分量ucdq经增益环节Gfw调节后得到初始的控制作用量ucdq_fw，ucdq_fw再经相位补偿环节Gph_fw后得到udqfw_comp，udqfw_comp即为控制作用量2。Gfw可以是纯比例环节，也可以是带有滤波功能的模块，还可以是两者的组合。
相位补偿环节Gph_damp和Gph_fw均如图4所示，其输入输出特性的传递函数可统一表示为：
Figure BDA0003136502000000071
式中，Kph为一次相位补偿系数，推荐在0～1范围内取值；Kph_aux为二次相位补偿系数，可以用来增强相位补偿器的极限补偿能力，推荐在0～1范围内取值；Gavg(z)为FIR滤波器，用来减少补偿器的噪声风险，其输入输出特性的传递函数为：
Gavg(z)＝d+(1-2d)z-1+dz-Q，d∈(0,0.5)。
图5给出了三组Kph、Kph_aux、d参数组合下，该相位补偿器的输入输出频率特性示意图。
最后，在得到控制作用量1、2之后，可以将控制作用量1叠加到变换器的控制器输出中，形成最终的控制作用量。也可以将控制作用量1和控制作用量2，叠加到变换器的控制器输出中，形成最终的控制作用量。
如图6所示，在同步旋转(dq)坐标系下的变换器电流控制框图，谐振抑制实施过程可参考前述内容。
如图7所示，在静止(αβ)坐标系下的变换器电流控制框图，不同的是：将分量icαβ通过增益环节Gda2p和相位补偿环节Gph_damp进行调节，将分量ucαβ通过增益环节Gfw和相位补偿环节Gph_fw进行调节。
实施例四
如图8所示，本申请实施例四提供一种变换器的谐振抑制装置，包括第一获取模块11、第一增益环节12、第一相位补偿环节13以及输出模块14；
所述第一获取模块11，获取变换器交流侧的电容电流分量；
所述第一增益环节12，用于对所述电容电流分量进行增益调节；
所述第一相位补偿环节13，用于对增益调节后的电容电流分量进行相位补偿，以得到第一控制作用量；
所述输出模块14，用于将所述第一控制作用量叠加到变换器的控制器输出中，以形成最终的控制作用量。
在本示例中，所述第一增益环节包括纯比例环节和/或带有滤波特性的功能模块。所述第一相位补偿环节的输入输出特性的传递函数包括FIR滤波器函数。
这样，通过在电容电流前馈控制支路中引入一种输入输出特性的传递函数包括FIR滤波器函数的相位补偿器，在不增加系统成本的基础上，避免了现有谐振抑制方法因数字控制系统延时造成的谐振阻尼能力受限的问题，降低了变换器在宽范围电网阻抗下运行的谐振风险，增强了其在不同强度电网下的稳定运行能力。
在本示例中，获取变换器交流侧的电容电流的方式包括以下至少一种：
采集变换器交流侧的电容电流；
采集变换器交流侧的电容电压并对该电容电压进行微分运算，得到变换器交流侧的电容电流；
采集变换器的并网电流和电感电流并进行计算，得到变换器交流侧的电容电流。
在本示例中，形成最终的控制作用量，用于对变换器的桥臂电流做闭环控制或者对变换器的并网电流做闭环控制。
在另一示例中，所述变换器的谐振抑制装置还包括第二获取模块21、第二增益环节22以及第二相位补偿环节23；
所述第二获取模块21，获取变换器交流侧的电容电压分量；
所述第二增益环节22，用于对所述电容电压分量进行增益调节；
所述第二相位补偿环节23，用于对增益调节后的电容电压分量进行相位补偿，以得到第二控制作用量；
所述输出模块14，还用于将所述第一控制作用量和所述第二控制作用量叠加到变换器的控制器输出中，以形成最终的控制作用量。
在该示例中，所述第二增益环节包括纯比例环节和/或带有滤波特性的功能模块。所述第二相位补偿环节的输入输出特性的传递函数包括FIR滤波器函数。
这样，通过在电容电流前馈控制支路中和电容电压前馈控制支路中引入一种输入输出特性的传递函数包括FIR滤波器函数的相位补偿器，在不增加系统成本的基础上，避免了现有谐振抑制方法因数字控制系统延时造成的谐振阻尼能力受限的问题，降低了变换器在宽范围电网阻抗下运行的谐振风险，增强了其在不同强度电网下的稳定运行能力。
实施例五
如图9所示，本申请实施例五提供一种变换器的谐振抑制模块，包括存储器21、处理器22及存储在所述存储器21上并可在所述处理器22上运行的变换器的谐振抑制方法程序，所述变换器的谐振抑制方法程序被所述处理器执行时实现实施例1或者实施例2所述的变换器的谐振抑制方法的步骤。
以上参照附图说明了本申请的优选实施例，并非因此局限本申请的权利范围。本领域技术人员不脱离本申请的范围和实质内所作的任何修改、等同替换和改进，均应在本申请的权利范围之内。

Claims (11)

1.一种变换器的谐振抑制方法，其特征在于，所述方法包括：
获取变换器交流侧的电容电流分量；
将所述电容电流分量通过第一增益环节和第一相位补偿环节进行调节后，得到第一控制作用量；
将所述第一控制作用量叠加到变换器的控制器输出中，以形成最终的控制作用量。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
获取变换器交流侧的电容电压分量；
将所述电容电压分量通过第二增益环节和第二相位补偿环节进行调节后，得到第二控制作用量；
将所述第一控制作用量和所述第二控制作用量叠加到变换器的控制器输出中，以形成最终的控制作用量。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述第一增益环节包括纯比例环节和/或带有滤波特性的功能模块。
4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述第二增益环节包括纯比例环节和/或带有滤波特性的功能模块。
5.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述第一相位补偿环节的输入输出特性的传递函数包括FIR滤波器函数。
6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述第二相位补偿环节的输入输出特性的传递函数包括FIR滤波器函数。
7.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，获取变换器交流侧的电容电流的方式包括以下至少一种：
采集变换器交流侧的电容电流；
采集变换器交流侧的电容电压并对该电容电压进行微分运算，得到变换器交流侧的电容电流；
采集变换器的并网电流和电感电流并进行计算，得到变换器交流侧的电容电流。
8.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
将最终的控制作用量用于变换器的桥臂电流或者并网电流的闭环控制中。
9.一种变换器的谐振抑制模块，其特征在于，包括存储器、处理器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的变换器的谐振抑制方法程序，所述变换器的谐振抑制方法程序被所述处理器执行时实现如权利要求1至8中任一项所述的变换器的谐振抑制方法的步骤。
10.一种变换器的谐振抑制装置，其特征在于，包括第一获取模块、第一增益环节、第一相位补偿环节以及输出模块；
所述第一获取模块，获取变换器交流侧的电容电流分量；
所述第一增益环节，用于对所述电容电流分量进行增益调节；
所述第一相位补偿环节，用于对增益调节后的电容电流分量进行相位补偿，以得到第一控制作用量；
所述输出模块，用于将所述第一控制作用量叠加到变换器的控制器输出中，以形成最终的控制作用量。
11.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，还包括第二获取模块、第二增益环节以及第二相位补偿环节；
所述第二获取模块，获取变换器交流侧的电容电压分量；
所述第二增益环节，用于对所述电容电压分量进行增益调节；
所述第二相位补偿环节，用于对增益调节后的电容电压分量进行相位补偿，以得到第二控制作用量；
所述输出模块，还用于将所述第一控制作用量和所述第二控制作用量叠加到变换器的控制器输出中，以形成最终的控制作用量。
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郭贝贝等: "基于电容电压的并联UPS自主控制策略", 《电测与仪表》, vol. 58, no. 6, 15 June 2021 (2021-06-15), pages 186 - 194 *
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