CN113504514B - 一种频控阵mimo雷达接收端结构设计及信号处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种频控阵MIMO雷达接收端结构设计及信号处理方法，包括以下步骤：S1.确定雷达阵列模型：S2.确定雷达接收端结构，并据此进行接收信号处理；S3.当发射阵元紧凑分布、接收阵元广域分布时进行接收信号处理：当发射阵元紧凑分布、接收阵元广域分布时，各发射阵元从相同的角度照射目标，而接收阵元从不同角度观察目标。本发明提供的一种频控阵MIMO雷达接收端结构设计及信号处理方法，可以成功地获得包含Δf、r和θ的发射和接收导向矢量，从而具备FDA‑MIMO雷达特性，从而有利于在干扰抑制、参数估计和雷达成像方面能够得以应用。

Description

一种频控阵MIMO雷达接收端结构设计及信号处理方法

技术领域

本发明涉及频控阵雷达，特别是涉及一种频控阵MIMO雷达接收端结构设计及信号处理方法。

背景技术

频控阵(Frequency Diverse Array,FDA)雷达是2006年由P Antonik等人首次提出的，可合成“S”状时变发射波束，实现空间区域自动扫描，其在目标探测、抗干扰和参数估计等方面具有许多潜在优势。多输入多输出(Multi-input multi-output,MIMO)雷达在目标探测领域有着显著的优势。统计MIMO雷达的概念是2004年由Fishler等人提出的，其发射阵元广域分布，同时发射独立、正交信号波形，在接收端采用匹配滤波器同时接收并分离多路信号，由于回波来自目标的多个空间角度，利用目标空间RCS角闪烁特性，即多个通道采集的目标RCS数据同时衰落的概率很低，对采集到的目标RCS数据融合处理，可解决RCS角闪烁导致雷达性能下降的问题。相参MIMO雷达的发射和接收阵列在空间上呈现紧凑分布，因此，其采集到的远场目标回波信号是相关的，从而可以利用数字波束形成技术(Digitalbeam forming,DBF)实现目标探测。

将FDA和MIMO相结合的雷达技术可以将雷达波束定位在空间任意位置，并且在接收端经过适当的处理可以恢复目标的方位、距离和速度等信息。FDA-MIMO雷达可在发射接收维空间获得更多可控的自由度，从而可在接收端获得依赖于角度和距离的点状合成波束。

FDA-MIMO雷达可以解决传统雷达无法解决的由距离模糊引起的杂波抑制问题，在角度、距离估计和分辨率性能方面有着显著的优势。其一系列的优势主要是因为发射导向矢量中同时包含了频率增量Δf和目标距离r，现有公开的相关文献/专利中，并没有详细给出接收端结构设计和信号处理方法，并很难保证在不同条件下均具备FDA-MIMO雷达的特点。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种频控阵MIMO雷达接收端结构设计及信号处理方法，可以成功地获得包含Δf、r和θ的发射和接收导向矢量，从而具备FDA-MIMO雷达特性，从而有利于在干扰抑制、参数估计和雷达成像方面能够得以应用。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种频控阵MIMO雷达接收端结构设计及信号处理方法，包括以下步骤：

S1.确定雷达阵列模型：

S2.确定雷达接收端结构，并据此进行接收信号处理；

S3.当发射阵元紧凑分布、接收阵元广域分布时进行接收信号处理。

进一步地，所述步骤S1包括：

假设雷达阵列单站紧凑型分布，由M个发射阵元和N个接收阵元构成，第m个发射阵元辐射信号表示为：

其中，E为辐射信号总能量，f_m＝f₀+mΔf，f₀为载波频率，Δf为频率增量，满足Δf＜＜f₀，||s_n(t)||²＝1，φ_m(t)为基带波形且满足正交性，波形正交条件为：

第n个接收阵元接收的回波信号为目标所有散射中心反射信号的矢量叠加，表示为：

其中，τ_nm目标回波双向时延，σ为目标散射系数。

进一步地，所述步骤S2包括：设第n个接收天线后端由接收天线、低噪声放大器、混频器、匹配滤波器组和混频器组构成；

接收信号经低噪声放大器放大后送入混频器，与

进行混频，得到如下信号：

将混频后的信号送入匹配滤波器组，其中，第m个匹配滤波器的表达式为：

匹配滤波器组输出信号为：

将匹配滤波器组输出的信号送入混频器组，即将

与

混频得：

依据波形正交条件，当l＝m，t＝τ_mn时，y_nm(t)中的积分项为1，否则，积分项为零；因此，

计算公式进一步化简为：

电磁波从第m个发射阵元到第n个接收阵元的传播时延为

τ_nm＝2r/c-mdsinθ/c-ndsinθ/c

其中，θ为目标方位角，r为目标到参考阵元的距离，d为接收阵元间距；

将τ_nm代入y_nm的计算公式中并化简得

将所有输出信号写成列向量的形式

其中，y＝[y₀₀，y₀₁，…y_0(M-1)，y₁₀，y₁₀，y₁₁，…y_1(M-1)，…，y_(N-1)0，y_(N-1)1，…y_(N-1)(M-1)]^T，·^T表示向量的转置，

表示矩阵Kronecker积，b(θ)为接收导向矢量，

a(r，θ)为发射导向矢量，

进一步地，当发射阵元紧凑分布、接收阵元广域分布时，各发射阵元从相同的角度照射目标，而接收阵元从不同角度观察目标，所以目标在各个接收通道的散射系数可记为σ_n，n＝0，1，…N-1；

在σ取σ_n，n＝0，1，...N-1中每一个值时，按照步骤S1～S2进行重复处理，每次处理后的信号为：

其中，θ_t为目标相对于发射阵列的方位角，r_t为目标到参考阵元的距离，θ_r为目标相对于接收阵列的方位角，r_r为目标到首个接收阵元的距离，d_t为发射阵元间距，d_r为接收阵元间距；

将所有输出信号写成列向量的形式

其中，y＝[y₀₀，y₀₁，…y_0(M-1)，y₁₀y₁₀，y₁₁，…y_1(M-1)，…，y_(N-1)0，y_(N-1)1，…y_(N-1)(M-1)]^T，。表示矩阵Hadamard积，σ＝[σ₀，σ₁，…，σ_(N-1)]T；其中在σ取σ_n，得到y中的y_n0，y_n1，…，y_n(M-1)。

本发明的有益效果是：本发明可以成功地获得包含Δf、r和θ的发射和接收导向矢量，从而具备FDA-MIMO雷达特性，从而有利于在干扰抑制、参数估计和雷达成像方面能够得以应用。

附图说明

图1为本发明的方法流程图；

图2为第n个接收天线后端的雷达接收结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

如图1所示，一种频控阵MIM0雷达接收端结构设计及信号处理方法，包括以下步骤：

S1.确定雷达阵列模型；

其中，所述步骤S1包括：

假设雷达阵列单站紧凑型分布，由M个发射阵元和N个接收阵元构成，第m个发射阵元辐射信号表示为：

其中，E为辐射信号总能量，f_m＝f₀+mΔf，f₀为载波频率，Δf为频率增量，满足Δf＜＜f₀，||s_n(t)||²＝1，φ_m(t)为基带波形且满足正交性，波形正交条件为：

第n个接收阵元接收的回波信号为目标所有散射中心反射信号的矢量叠加，表示为：

其中，τ_nm目标回波双向时延，σ为目标散射系数。

S2.确定雷达接收端结构，并据此进行接收信号处理；

S3.在发射阵元紧凑分布、接收阵元广域分布时进行接收信号处理。

其中，所述步骤S2包括：

如图2所示，设第n个接收天线后端由接收天线、低噪声放大器、混频器、匹配滤波器组和混频器组构成；

接收信号经低噪声放大器放大后送入混频器，与

进行混频，得到如下信号：

将混频后的信号送入匹配滤波器组，其中，第m个匹配滤波器的表达式为：

匹配滤波器组输出信号为：

将匹配滤波器组输出的信号送入混频器组，即将

与s_mf＝e^j2πmΔft混频得：

依据波形正交条件，当l＝m，t＝τ_mn时，y_nm(t)中的积分项为1，否则，积分项为零；因此，

计算公式进一步化简为：

电磁波从第m个发射阵元到第n个接收阵元的传播时延为

τ_nm＝2r/c-mdsinθ/c-ndsinθ/c

其中，θ为目标方位角，r为目标到参考阵元的距离，d为接收阵元间距；

将τ_nm代入y_nm的计算公式中并化简得

将所有输出信号写成列向量的形式

其中，y＝[y₀₀，y_n1，…y_0(M-1)，y₁₀，y₁₀，y₁₁，…y_1(M-1)，…，y_(N-1)0，Y_(N-1)1，…y_(N-1)(M-1)]^T，·^T表示向量的转置，

表示矩阵Kronecker积，b(θ)为接收导向矢量，

a(r，θ)为发射导向矢量，

进一步地，当发射阵元紧凑分布、接收阵元广域分布时，各发射阵元从相同的角度照射目标，而接收阵元从不同角度观察目标，

由于N个接收射阵元广域分布(分散分布)，所以从空间不同的方位照射目标，根据目标在不同方位的散射不同，所以N个接收阵元接收信号中的散射系数值σ不同，所以用σ₀，σ₁，…，σ_N-1加以区分；而M个发射阵元集中分布，其集体从某一个方位照射目标，所以所有发射阵元方向的散射系数相同。目标在各个接收通道的散射系数可记为σ_n，n＝0，1，…N-1；

在σ取σ_n，n＝0，1，…N-1中每一个值时，按照步骤S1～S2进行重复处理，每次处理后的信号为：

其中，θ_t为目标相对于发射阵列的方位角，r_t为目标到参考阵元的距离，θ_r为目标相对于接收阵列的方位角，r_r为目标到首个接收阵元的距离，d_t为发射阵元间距，d_r为接收阵元间距；

将所有输出信号写成列向量的形式

其中，y＝[y₀₀，y₀₁，…y_0(M-1)，y₁₀，y₁₀，y₁₁，…y_1(M-1)，…，y_(N-1)0，y_(N-1)1，…y_(N-1)(M-1)]^T，。表示矩阵Hadamard积，σ＝[σ₀，σ₁，…，σ_(N-1)]^T；其中在σ取σ_n，得到y中的y_n0，y_n1，…，y_n(M-1)。

综上，本发明的接收端阵列结构设计和信号处理流程可包含Δf、r和θ的发射阵列导向矢量，仅包含θ的接收阵列导向矢量，从而具备了FDA-MIMO雷达的特点。

上述说明示出并描述了本发明的一个优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (2)

1.一种频控阵MIMO雷达接收端结构设计及信号处理方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1.确定雷达阵列模型：

S2.确定雷达接收端结构，并据此进行接收信号处理；

S3.在发射阵元紧凑分布、接收阵元广域分布时进行接收信号处理；

所述步骤S1包括：

假设雷达阵列单站紧凑型分布，由M个发射阵元和N个接收阵元构成，第m个发射阵元辐射信号表示为：

其中，E为辐射信号总能量，f_m＝f₀+mΔf，f₀为载波频率，Δf为频率增量，满足Δf＜＜f₀，||s_n(t)||²＝1，φ_m(t)为基带波形且满足正交性，波形正交条件为：

其中，n表示第n个接收单元，T表示信号脉冲宽度，τ表示时延；

第n个接收阵元接收的回波信号为目标所有散射中心反射信号的矢量叠加，表示为：

其中，τ_nm目标回波双向时延，σ为目标散射系数；

所述步骤S2包括：

设第n个接收天线后端由接收天线、低噪声放大器、混频器、匹配滤波器组和混频器组构成；

接收信号经低噪声放大器放大后送入混频器，与

进行混频，得到如下信号：

将混频后的信号送入匹配滤波器组，其中，第m个匹配滤波器的表达式为：

匹配滤波器组输出信号为：

将匹配滤波器组输出的信号送入混频器组，即将

与s_mf＝e^j2πmΔft混频得：

依据波形正交条件，当l＝m，t＝τ_mn时，y_nm(t)中的积分项为1，否则，积分项为零；因此，y_nm(t)计算公式进一步化简为：

电磁波从第m个发射阵元到第n个接收阵元的传播时延为

τ_nm＝2r/c-mdsinθ/c-ndsinθ/c

其中，θ为目标方位角，r为目标到参考阵元的距离，d为接收阵元间距，c表示光速；

将τ_nm代入y_nm的计算公式中并化简得

其中，λ表示信号波长；

将所有输出信号写成列向量的形式

其中，y＝[y₀₀,y₀₁,…y_0(M1),y₁₀,y₁₀,y₁₁,…y_1(M-1),…,y_(N-1)0，y_(N-1)1，…y_(N-1)(M-1)]^T，·^T表示向量的转置，

表示矩阵Kronecker积，b(θ)为接收导向矢量，

a(r,θ)为发射导向矢量，

2.根据权利要求1所述的一种频控阵MIMO雷达接收端结构设计及信号处理方法，其特征在于：所述步骤S3包括：

当发射阵元紧凑分布、接收阵元广域分布时，各发射阵元从相同的角度照射目标，而接收阵元从不同角度观察目标，所以目标在各个接收通道的散射系数记为σ_n,n＝0,1,…N-1；

在σ取σ_n,n＝0,1,…N-1中每一个值时，按照步骤S1～S2进行重复处理，每次处理后的信号为：

其中，θ_t为目标相对于发射阵列的方位角，r_t为目标到参考阵元的距离，θ_r为目标相对于接收阵列的方位角，r_r为目标到首个接收阵元的距离，d_t为发射阵元间距，d_r为接收阵元间距；

将所有输出信号写成列向量的形式

其中，y＝[y₀₀,y₀₁,…y_0(M-1),y₁₀,y₁₀,y₁₁,…y_1(M-1)，…，y_(N-1)0，y_(N-1)1，…y_(N-1)(M-1)]^T，

表示矩阵Hadamard积，σ＝[σ₀,σ₁,…,σ_(N-1)]^T；其中在σ取σ_n，得到y中的y_n0,y_n1,…,y_n(M-1)。

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