CN113497571A - 一种并网微型逆变器、控制方法及控制系统 - Google Patents

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丁雷青
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彭勇
王建军
吴奕锴
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Abstract

本发明提供一种并网微型逆变器、控制方法及控制系统。本发明的逆变器为单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器；本发明通过建立系统动态数学模型，通过控制逆变器中各开关管的工作状态，将光伏板输出的直流电压逆变为满足并网需求的交流电压；本发明采用功率解耦的闭环控制策略，保障了逆变器工作的稳定性、快速性；所采用的闭环控制方法控制精度高，鲁棒性强。

Description

一种并网微型逆变器、控制方法及控制系统
技术领域
本发明涉及电气技术领域，特别涉及一种并网微型逆变器、控制方法及控制系统。
背景技术
随着传统能源的不可再生性和无限制的开采传统能源对环境造成不可逆的破坏，人们倾向于使用可再生能源，其中包括风能、水能、地热能、太阳能等。近年来，太阳能由于其清洁可再生的优良特性，得到广泛的应用，光伏发电技术也得到长足快速的发展。
微型逆变器的研究和应用是目前光伏发电技术中电力变换技术研究的前沿和热点，它同时具有高度模块化、寿命长、体积小、可靠性高、操作安全、安装便捷等特点，在分布式光伏发电应用有着广阔的前景。
但通常微型逆变器由于瞬时功率不平衡，使直流侧的电容会出现二倍频电压纹波，这种低频电压纹波将导致光伏输入侧高温，输入功率降低甚至系统崩溃等情况。传统的解决方法为无源滤波方法，即在直流侧并联非常大的电容，但此方法会导致整个变换器的体积增大，造价上升，功率密度降低。目前，有源滤波方法为新型的解决方案，通过引入电容电感及有源器件实现纹波功率解耦，但逆变器自身的非线性特性以及耦合性强使得控制很复杂，因此在有源滤波方法的基础之上，逆变器控制系统的设计格外重要。
发明内容
本发明的目的是提供一种并网微型逆变器、控制方法及控制系统,所采用的并网微型逆变器为单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器，该控制方法通过建立动态数学模型，以控制逆变器中各开关管的不同工作状态，可以将光伏板输出的直流电压逆变为满足并网需求的交流电压及交流电流。进一步通过采用功率解耦的闭环控制策略，使逆变器在稳定性上得到了保障。
为了达到上述目的，本发明提供一种单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器，所述单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器的拓扑结构分为两级，前级为由光伏板，光伏输入侧电容、光伏输入侧电感，二极管DA、二极管DB、二极管DC、飞跨电容、高频开关管SA、高频开关管SB构成的升压电路，后级为全桥逆变桥与滤波电路；所述全桥逆变桥包含：高频开关管S1、高频开关管S2、低频开关管S3、低频开关管S4；所述滤波电路包含并网交流侧电感，并网交流侧电容；前级为直流升压环节，用于提升光伏板的输出电压为并网的电压等级；后级的全桥逆变桥通过控制其开关管的通断，实现逆变功能，通过滤波电路接入电网，实现并网；
所述光伏输入侧电容并联连接所述光伏板；光伏输入侧电容的正极连接光伏侧输入电感第一端，光伏侧输入电感第二端连接高频开关管SA的漏极，高频开关管SA的源极连接高频开关管SB的漏极、飞跨电容的负极，高频开关管SB的源极连接二极管DB的阳极；光伏侧输入电感第二端连接二极管DA的阳极，二极管DA的阴极连接二极管DC的阳极、飞跨电容的正极；
二极管DC的阴极、高频开关管S1的漏极、高频开关管S2的漏极互相连接；二极管DB的阴极、低频开关管S3的源极、低频开关管S4的源极互相连接；高频开关管S1的源极、并网交流侧电感的第一端、低频开关管S3的漏极互相连接；高频开关管S2的源极、并网交流侧电容的第二端、低频开关管S4的漏极互相连接；并网交流侧电感的第二端连接并网交流侧电容的第一端；并网交流侧电容的两端连接并网交流侧。
本发明还提供一种单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器功率解耦控制方法，应用于本发明所述的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器，所述控制方法包含步骤：
S1、建立所述单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器的动态数学模型，根据并网交流侧的角频率获取并网交流侧瞬时电压vac、并网交流侧瞬时电流iac、并网交流侧瞬时功率Pac；基于光伏板输出功率Pdc、飞跨电容瞬时电压vc、飞跨电容瞬时电流ic；获取光伏板输出功率Pdc和并网交流侧瞬时电流iac的关系表达式；
S2、基于高频开关管SA、高频开关管SB的通断状态，分析逆变器的四个工作状态，根据飞跨电容瞬时电流ic和并网交流侧瞬时电流iac，得到开环模式下高频开关管SA的导通占空比dA、高频开关管SB的导通占空比dB；
S3、将光伏输入侧电感的电流iL1和光伏板输出电压Vdc作为逆变器的状态变量，建立逆变器的状态空间表达式；基于所述状态空间表达式，更新所述状态变量为对应的反馈-线性化-解耦输入控制量，实现对逆变器进行自动功率解耦控制；
S4、通过光伏板输入电压Vdc的外环控制器Gv(s)，以及光伏输入侧电感电流iL1的内环控制器Gi(s)对逆变器进行双闭环控制；求取双闭环控制下高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B；
S5、根据并网交流侧电压瞬时值vac的正负判断低频开关管S3的开关信号GS3和低频开关管S4的开关信号GS4；结合高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B，获取分别控制高频开关管S1、S2、SA、SB的高频开关信号GS1、GS2、GSA、GSB；将GS1、GS2、GS3、GS4、GSA、GSB送入逆变器中对应的开关管以驱动单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器运转。
可选的，步骤S1中包含：
S11、建立并网交流侧瞬时电压vac、并网交流侧瞬时电流iac的表达式：
Figure BDA0003147951140000031
其中，Vac为并网交流侧瞬时电压的幅值，Iac为并网交流侧瞬时电流的幅值；
并网交流侧的瞬时功率Pac为：
Figure BDA0003147951140000032
Figure BDA0003147951140000033
令
Figure BDA0003147951140000034
S12、计算得到飞跨电容瞬时电压vc为：
Figure BDA0003147951140000041
飞跨电容瞬时电流ic为：
Figure BDA0003147951140000042
其中，Vc表示飞跨电容的电压平均值，为设计变量；ω＝2πf表示并网交流侧的角频率，f表示并网交流侧电压频率；Cb表示飞跨电容容值；
S13、结合公示(1)、公式(3)得到光伏板输出功率Pdc与并网交流侧瞬时电流iac的关系表达式
Figure BDA0003147951140000043
可选的，步骤S2包含：
S21、令d1、d2、d3、d4分别为逆变器的第一至第四工作状态的导通占空比，其中d1+d2+d3+d4＝1；
Figure BDA0003147951140000044
逆变器处于第一工作状态时，高频开关管SA、高频开关管SB均开通；
逆变器处于第二工作状态时，高频开关管SA、高频开关管SB均关断；
逆变器处于第三工作状态时，高频开关管SA开通且高频开关管SB关断；
逆变器处于第四工作状态时，高频开关管SA关断且高频开关管SB开通；
S22、得到一个开关周期Ts内的并网交流侧瞬时电流iac、飞跨电容瞬时电流ic与光伏板输出电流Idc的计算关系：
Figure BDA0003147951140000045
其中，Vdc为光伏板输出电压；|·|表示取绝对值运算；
S23、获得公式(8)所示的开环模式下高频开关管SA的导通占空比dA和高频开关管SB的导通占空比dB：
Figure BDA0003147951140000051
可选的，步骤S3包含：
S31、基于逆变器各开关管状态，建立逆变器的状态空间表达式：
Figure BDA0003147951140000052
得到逆变器的状态空间矩阵方程：
Figure BDA0003147951140000053
其中，ipv为光伏板输出电流，L1为光伏输入侧电感的电感值，Cdc为光伏输入侧电容的容值，iL1为光伏输入侧电感的电流，
Figure BDA0003147951140000054
分别为iL1、Vdc、vc的一阶导数；
S32、功率解耦中动态变量vc冗余，以iL1和Vdc作为逆变器的状态变量，简化所述状态空间方程为公式(11)
Figure BDA0003147951140000055
S33、基于所述第状态变量，定义第一组输入控制变量yA与yB，其中
Figure BDA0003147951140000056
对公式(12)中第一个方程对时间进行求导，得到：
Figure BDA0003147951140000061
其中，
Figure BDA0003147951140000062
为yA的一阶导数；
S34、基于
Figure BDA0003147951140000063
定义第二组输入控制量uA与uB，对逆变器进行自动功率解耦控制，第二组输入控制量为所述反馈-线性化-解耦输入控制量；其中：
Figure BDA0003147951140000064
可选的，步骤S4包含：
S41、通过外环控制器Gv(s)对直流侧光伏板输出电压Vdc进行外环控制，通过内环控制器Gv(s)对光伏输入测电感电流iL1进行内环控制，实现对逆变器进行双闭环控制，控制量如公式(15)所示
Figure BDA0003147951140000065
其中，Vdc *为光伏板输出电压参考值，iL1 *为光伏输入侧电感的电流参考值；
双闭环控制传递函数如公式(16)所示
Figure BDA0003147951140000066
其中，τv为外环的时间常数，τi为内环的时间常数；
S42、对公式(14)进行反演变换，得到双闭环控制下高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B：
Figure BDA0003147951140000067
可选的，步骤S5包含：
S51、根据公式(1)获得的并网交流侧电压参考值vac，并通过公式(16)获得低频开关管S3的开关信号GS3和低频开关管S4的开关信号GS4：
Figure BDA0003147951140000071
S52、将公式(15)获得的高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B与周期为Ts幅值为1的三角载波Wave进行比较，通过公式(17)获得开关信号GSA和开关信号GSB：
Figure BDA0003147951140000072
S53、基于公式(16)和公式(17)所获得的开关信号GSA、GSB、GS3、GS4获取开关信号GS1和开关信号GS2：
Figure BDA0003147951140000073
其中，0表示开关管关断，1表示开关管导通；
S54、将开关信号GSA、GSB、GS1、GS3、GS2、GS4送入逆变器对应的开关管以驱动单相光伏微型飞跨电容式并网微型逆变器运转。
本发明还提供一种单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器功率解耦控制系统，用于实现本发明所述的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器控制方法，所述系统包含：
系统动态模型建立模块，用于生成单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器的动态数学模型；
开环控制占空比计算模块，用于得到开环模式下高频开关管SA的导通占空比dA、高频开关管SB的导通占空比dB；
工作状态分析及功率解耦线性化控制模块，用于建立逆变器的状态空间表达式，基于该状态空间表达式，生成逆变器的反馈-线性化-解耦输入控制量，对逆变器进行自动功率解耦控制；
双闭环控制占空比计算模块，通过光伏板输入电压的外环控制器，以及光伏输入侧电感电流的内环控制器对逆变器进行双闭环控制，求取双闭环控制下高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B；
开关信号计算及驱动模块，基于所述导通占空比d′A、d′B，获取逆变器中各开关管的开关信号并驱动对应的开关管，实现单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器运转。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
本发明采用功率解耦的闭环控制方法使逆变器实现光伏板直流电逆变输出，在满足并网要求的正弦交流电的基础上，进一步提高了逆变器转换直流为交流电能的速度且保障了逆变器工作的稳定性；且对逆变器的双闭环控制的控制精度高，鲁棒性强，适合大范围推广应用。
附图说明
为了更清楚地说明本发明技术方案，下面将对描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一个实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图：
图1为本发明的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器示意图；
图1A为本发明的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器控制系统结构图；
图2为本发明的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器控制方法的流程图；
图3为本发明逆变器的直流侧光伏板输出电压外环、光伏输入侧电感电流内环的双闭环控制的框图；
图4为单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器输出并网交流电压及并网电流波形仿真图；
图5为单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器中光伏板输入功率由高-低-高动态变化时刻输出并网电压以及输出并网电流的波形仿真图。
图中：1、系统动态模型建立模块；2、开环控制占空比计算模块；3、工作状态分析及功率解耦线性化控制模块；4、双闭环控制占空比计算模块；5、开关信号计算及驱动模块；11、光伏板；12、光伏输入侧电容；13、光伏输入侧电感；14、飞跨电容；15、并网交流侧电感；16、并网交流侧电容。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，本发明提供一种单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器，所述单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器的拓扑结构分为两级，前级为由光伏板11，光伏输入侧电容12、光伏输入侧电感13，二极管DA、二极管DB、二极管DC、飞跨电容、高频开关管SA、高频开关管SB构成的升压电路，后级为全桥逆变桥与滤波电路；所述全桥逆变桥包含：高频开关管S1、高频开关管S2、低频开关管S3、低频开关管S4；所述滤波电路包含并网交流侧电感15，并网交流侧电容16；前级为直流升压环节，用于提升光伏板11的输出电压为并网的电压等级；后级的全桥逆变桥通过控制其开关管的通断，实现逆变功能，通过滤波电路接入电网，实现并网。
所述光伏输入侧电容12并联连接所述光伏板11；光伏输入侧电容12的正极连接光伏侧输入电感第一端，光伏侧输入电感第二端连接高频开关管SA的漏极，高频开关管SA的源极连接高频开关管SB的漏极、飞跨电容14的负极，高频开关管SB的源极连接二极管DB的阳极；光伏侧输入电感第二端连接二极管DA的阳极，二极管DA的阴极连接二极管DC的阳极、飞跨电容14的正极。
二极管DC的阴极、高频开关管S1的漏极、高频开关管S2的漏极互相连接；二极管DB的阴极、低频开关管S3的源极、低频开关管S4的源极互相连接；高频开关管S1的源极、并网交流侧电感15的第一端、低频开关管S3的漏极互相连接；高频开关管S2的源极、并网交流侧电容16的第二端、低频开关管S4的漏极互相连接；并网交流侧电感15的第二端连接并网交流侧电容16的第一端；并网交流侧电容16的两端连接并网交流侧。
本发明还提供一种单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器功率解耦控制方法，应用于本发明所述的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器，如图2所示，所述控制方法包含步骤：
S1、建立所述单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器的动态数学模型，根据并网交流侧的角频率获取并网交流侧瞬时电压vac、并网交流侧瞬时电流iac、并网交流侧瞬时功率Pac；基于光伏板输出功率Pdc、飞跨电容瞬时电压vc、飞跨电容瞬时电流ic；获取光伏板输出功率Pdc和并网交流侧瞬时电流iac的关系表达式。步骤S1中包含：
S11、建立并网交流侧瞬时电压vac、并网交流侧瞬时电流iac的表达式：
Figure BDA0003147951140000101
其中，Vac为并网交流侧瞬时电压的幅值，Iac为并网交流侧瞬时电流的幅值；
并网交流侧的瞬时功率Pac为：
Figure BDA0003147951140000102
Figure BDA0003147951140000103
令
Figure BDA0003147951140000104
S12、计算得到飞跨电容瞬时电压vc为：
Figure BDA0003147951140000105
飞跨电容瞬时电流ic为：
Figure BDA0003147951140000111
其中，Vc表示飞跨电容14的电压平均值，为设计变量；ω＝2πf表示并网交流侧的角频率，f表示并网交流侧电压频率；Cb表示飞跨电容容值；
S13、结合公示(1)、公式(3)得到光伏板输出功率Pdc与并网交流侧瞬时电流iac的关系表达式
Figure BDA0003147951140000112
S2、基于高频开关管SA、高频开关管SB的通断状态，分析逆变器的四个工作状态，根据飞跨电容瞬时电流ic和并网交流侧瞬时电流iac，得到开环模式下高频开关管SA的导通占空比dA、高频开关管SB的导通占空比dB。步骤S2包含：
S21、令d1、d2、d3、d4分别为逆变器的第一至第四工作状态的导通占空比，其中d1+d2+d3+d4＝1；
Figure BDA0003147951140000113
逆变器处于第一工作状态时，高频开关管SA、高频开关管SB均开通；
逆变器处于第二工作状态时，高频开关管SA、高频开关管SB均关断；
逆变器处于第三工作状态时，高频开关管SA开通且高频开关管SB关断；
逆变器处于第四工作状态时，高频开关管SA关断且高频开关管SB开通；
S22、得到一个开关周期Ts内的并网交流侧瞬时电流iac、飞跨电容瞬时电流ic与光伏板输出电流Idc的计算关系：
Figure BDA0003147951140000114
其中，Vdc为光伏板输出电压；|·|表示取绝对值运算；
S23、获得公式(8)所示的开环模式下高频开关管SA的导通占空比dA和高频开关管SB的导通占空比dB：
Figure BDA0003147951140000121
S3、将光伏输入侧电感13的电流iL1和光伏板输出电压Vdc作为逆变器的状态变量，建立逆变器的状态空间表达式；基于所述状态空间表达式，更新所述状态变量为对应的反馈-线性化-解耦输入控制量，实现对逆变器进行自动功率解耦控制。步骤S3包含：
S31、基于逆变器各开关管状态，建立逆变器的状态空间表达式：
Figure BDA0003147951140000122
得到逆变器的状态空间矩阵方程：
Figure BDA0003147951140000123
其中，ipv为光伏板输出电流，L1为光伏输入侧电感13的电感值，Cdc为光伏输入侧电容12的容值，iL1为光伏输入侧电感13的电流，
Figure BDA0003147951140000124
分别为iL1、Vdc、vc的一阶导数；
S32、功率解耦中动态变量vc冗余，以iL1和Vdc作为逆变器的状态变量，简化所述状态空间方程为公式(11)
Figure BDA0003147951140000125
S33、基于所述状态变量，定义第一组输入控制变量yA与yB，其中
Figure BDA0003147951140000131
对公式(12)中第一个方程对时间进行求导，得到：
Figure BDA0003147951140000132
其中，
Figure BDA0003147951140000133
为yA的一阶导数；
S34、基于
Figure BDA0003147951140000134
定义第二组输入控制量uA与uB，对逆变器进行自动功率解耦控制，第二组输入控制量为所述反馈-线性化-解耦输入控制量；其中：
Figure BDA0003147951140000135
S4、通过光伏板输入电压Vdc的外环控制器Gv(s)，以及光伏输入侧电感电流iL1的内环控制器Gi(s)对逆变器进行双闭环控制；求取双闭环控制下高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B。根据新定义的输入控制量uA与uB，将第二组输入控制量由第一组输入控制量进行表示，通过第三组输入控制量uA与uB实现线性化控制并完成解耦，从而可以进行所述双闭环控制。
步骤S4包含：
S41、通过外环控制器Gv(s)对直流侧光伏板输出电压Vdc进行外环控制，通过内环控制器Gv(s)对光伏输入测电感电流iL1进行内环控制，实现对逆变器进行双闭环控制，控制量如公式(15)所示
Figure BDA0003147951140000136
所述双闭环控制的框图如图3所示。其中，Vdc *为光伏板输出电压参考值，iL1 *为光伏输入侧电感13的电流参考值；
双闭环控制传递函数如公式(16)所示
Figure BDA0003147951140000141
其中，τv为外环的时间常数，τi为内环的时间常数；
S42、对公式(14)进行反演变换，得到双闭环控制下高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B：
Figure BDA0003147951140000142
S5、根据并网交流侧电压瞬时值vac的正负判断低频开关管S3的开关信号GS3和低频开关管S4的开关信号GS4；结合高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B，获取分别控制高频开关管S1、S2、SA、SB的高频开关信号GS1、GS2、GSA、GSB；将GS1、GS2、GS3、GS4、GSA、GSB送入逆变器中对应的开关管以驱动单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器运转。步骤S5包含：
S51、根据公式(1)获得的并网交流侧电压参考值vac，并通过公式(16)获得低频开关管S3的开关信号GS3和低频开关管S4的开关信号GS4：
Figure BDA0003147951140000143
S52、将公式(15)获得的高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B与周期为Ts幅值为1的三角载波Wave进行比较，通过公式(17)获得开关信号GSA和开关信号GSB：
Figure BDA0003147951140000151
S53、基于公式(16)和公式(17)所获得的开关信号GSA、GSB、GS3、GS4获取开关信号GS1和开关信号GS2：
Figure BDA0003147951140000152
其中，0表示开关管关断，1表示开关管导通；
S54、将开关信号GSA、GSB、GS1、GS3、GS2、GS4送入逆变器对应的开关管以驱动单相光伏微型飞跨电容式并网微型逆变器运转。
本发明还提供一种单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器功率解耦控制系统，用于对本发明所述的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器，实现本发明所述的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器控制方法，如图1A所示，所述控制系统包含：系统动态模型建立模块1、开环控制占空比计算模块2、工作状态分析及功率解耦线性化控制模块3、双闭环控制占空比计算模块4、开关信号计算及驱动模块5。
所述系统动态模型建立模块1用于生成单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器的动态数学模型。
所述开环控制占空比计算模块2用于得到开环模式下高频开关管SA的导通占空比dA、高频开关管SB的导通占空比dB。
所述工作状态分析及功率解耦线性化控制模块3用于建立逆变器的状态空间表达式，基于该状态空间表达式，生成逆变器的反馈-线性化-解耦输入控制量，对逆变器进行自动功率解耦控制。
所述双闭环控制占空比计算模块4通过光伏板输出电压的外环控制器、以及光伏输入侧电感电流的内环控制器，对逆变器进行双闭环控制；并求取双闭环控制下高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B。
所述开关信号计算及驱动模块5基于所述导通占空比d′A、d′B，获取逆变器中各开关管的开关信号并驱动对应的开关管，实现单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器运转。
单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器输出并网电压及并网电流波形仿真图如图4所示。从图4可以看出单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器的输出电压与输出电流的波形同频同相，输出电流正弦变化跟踪电网电压，功率因数高。图5所示为单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器的光伏板输入功率由高-低-高动态变化时刻输出并网电压以及输出并网电流的波形仿真图，当光伏板输出功率由高变低，逆变器迅速跟踪到输入功率的变换，并网输出电流迅速调节并进入稳态，当光伏板输出功率由低变高，并网输出电流同样很快进入稳态，可以看出本发明所提出的双闭环功率解耦控制方法能够对光伏板输出功率的变化灵敏跟踪调控输出并网电流，系统控制精度高且鲁棒性强。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (8)

1.一种单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器，其特征在于，所述单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器的拓扑结构分为两级，前级为由光伏板，光伏输入侧电容、光伏输入侧电感，二极管DA、二极管DB、二极管DC、飞跨电容、高频开关管SA、高频开关管SB构成的升压电路，后级为全桥逆变桥与滤波电路；所述全桥逆变桥包含：高频开关管S1、高频开关管S2、低频开关管S3、低频开关管S4；所述滤波电路包含并网交流侧电感，并网交流侧电容；前级为直流升压环节，用于提升光伏板的输出电压为并网的电压等级；后级的全桥逆变桥通过控制其开关管的通断，实现逆变功能，通过滤波电路接入电网，实现并网；
所述光伏输入侧电容并联连接所述光伏板；光伏输入侧电容的正极连接光伏侧输入电感第一端，光伏侧输入电感第二端连接高频开关管SA的漏极，高频开关管SA的源极连接高频开关管SB的漏极、飞跨电容的负极，高频开关管SB的源极连接二极管DB的阳极；光伏侧输入电感第二端连接二极管DA的阳极，二极管DA的阴极连接二极管DC的阳极、飞跨电容的正极；
二极管DC的阴极、高频开关管S1的漏极、高频开关管S2的漏极互相连接；二极管DB的阴极、低频开关管S3的源极、低频开关管S4的源极互相连接；高频开关管S1的源极、并网交流侧电感的第一端、低频开关管S3的漏极互相连接；高频开关管S2的源极、并网交流侧电容的第二端、低频开关管S4的漏极互相连接；并网交流侧电感的第二端连接并网交流侧电容的第一端；并网交流侧电容的两端连接并网交流侧。
2.一种单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器功率解耦控制方法，应用于如权利要求1所述的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器，其特征在于，包含步骤：
S1、建立所述单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器的动态数学模型，根据并网交流侧的角频率获取并网交流侧瞬时电压vac、并网交流侧瞬时电流iac、并网交流侧瞬时功率Pac；基于光伏板输出功率Pdc、飞跨电容瞬时电压vc、飞跨电容瞬时电流ic；获取光伏板输出功率Pdc和并网交流侧瞬时电流iac的关系表达式；
S2、基于高频开关管SA、高频开关管SB的通断状态，分析逆变器的四个工作状态，根据飞跨电容瞬时电流ic和并网交流侧瞬时电流iac，得到开环模式下高频开关管SA的导通占空比dA、高频开关管SB的导通占空比dB；
S3、将光伏输入侧电感的电流iL1和光伏板输出电压Vdc作为逆变器的状态变量，建立逆变器的状态空间表达式；基于所述状态空间表达式，更新所述状态变量为对应的反馈-线性化-解耦输入控制量，实现对逆变器进行自动功率解耦控制；
S4、通过光伏板输入电压Vdc的外环控制器Gv(s)，以及光伏输入侧电感电流iL1的内环控制器Gi(s)对逆变器进行双闭环控制；求取双闭环控制下高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B；
S5、根据并网交流侧电压瞬时值vac的正负判断低频开关管S3的开关信号GS3和低频开关管S4的开关信号GS4；结合高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B，获取分别控制高频开关管S1、S2、SA、SB的高频开关信号GS1、GS2、GSA、GSB；将GS1、GS2、GS3、GS4、GSA、GSB送入逆变器中对应的开关管以驱动单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器运转。
3.如权利要求2所述的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器功率解耦控制方法，其特征在于，步骤S1中包含：
S11、建立并网交流侧瞬时电压vac、并网交流侧瞬时电流iac的表达式：
Figure FDA0003147951130000021
其中，Vac为并网交流侧瞬时电压的幅值，Iac为并网交流侧瞬时电流的幅值；
并网交流侧的瞬时功率Pac为：
Figure FDA0003147951130000031
Figure FDA0003147951130000032
令
Figure FDA0003147951130000033
S12、计算得到飞跨电容瞬时电压vc为：
Figure FDA0003147951130000034
飞跨电容瞬时电流ic为：
Figure FDA0003147951130000035
其中，Vc表示飞跨电容的电压平均值，为设计变量；ω＝2πf表示并网交流侧的角频率，f表示并网交流侧电压频率；Cb表示飞跨电容容值；
S13、结合公示(1)、公式(3)得到光伏板输出功率Pdc与并网交流侧瞬时电流iac的关系表达式
Figure FDA0003147951130000036
4.如权利要求3所述的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器功率解耦控制方法，其特征在于，步骤S2包含：
S21、令d1、d2、d3、d4分别为逆变器的第一至第四工作状态的导通占空比，其中d1+d2+d3+d4＝1；
Figure FDA0003147951130000037
逆变器处于第一工作状态时，高频开关管SA、高频开关管SB均开通；
逆变器处于第二工作状态时，高频开关管SA、高频开关管SB均关断；
逆变器处于第三工作状态时，高频开关管SA开通且高频开关管SB关断；
逆变器处于第四工作状态时，高频开关管SA关断且高频开关管SB开通；
S22、得到一个开关周期Ts内的并网交流侧瞬时电流iac、飞跨电容瞬时电流ic与光伏板输出电流Idc的计算关系：
Figure FDA0003147951130000041
其中，Vdc为光伏板输出电压；|·|表示取绝对值运算；
S23、获得公式(8)所示的开环模式下高频开关管SA的导通占空比dA和高频开关管SB的导通占空比dB：
Figure FDA0003147951130000042
5.如权利要求3所述的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器功率解耦控制方法，其特征在于，步骤S3包含：
S31、基于逆变器各开关管状态，建立逆变器的状态空间表达式：
Figure FDA0003147951130000043
得到逆变器的状态空间矩阵方程：
Figure FDA0003147951130000044
其中，ipv为光伏板输出电流，L1为光伏输入侧电感的电感值，Cdc为光伏输入侧电容的容值，iL1为光伏输入侧电感的电流，
Figure FDA0003147951130000045
分别为iL1、Vdc、vc的一阶导数；
S32、功率解耦中动态变量vc冗余，以iL1和Vdc作为逆变器的状态变量，简化所述状态空间方程为公式(11)
Figure FDA0003147951130000051
S33、基于所述第状态变量，定义第一组输入控制变量yA与yB，其中
Figure FDA0003147951130000052
对公式(12)中第一个方程对时间进行求导，得到：
Figure FDA0003147951130000053
其中，
Figure FDA0003147951130000054
为yA的一阶导数；
S34、基于
Figure FDA0003147951130000055
定义第二组输入控制量uA与uB，对逆变器进行自动功率解耦控制，第二组输入控制量为所述反馈-线性化-解耦输入控制量；其中：
Figure FDA0003147951130000056
6.如权利要求5所述的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器功率解耦控制方法，其特征在于，步骤S4包含：
S41、通过外环控制器Gv(s)对直流侧光伏板输出电压Vdc进行外环控制，通过内环控制器Gv(s)对光伏输入测电感电流iL1进行内环控制，实现对逆变器进行双闭环控制，控制量如公式(15)所示
Figure FDA0003147951130000057
其中，Vdc *为光伏板输出电压参考值，iL1 *为光伏输入侧电感的电流参考值；
双闭环控制传递函数如公式(16)所示
Figure FDA0003147951130000058
其中，τv为外环的时间常数，τi为内环的时间常数；
S42、对公式(14)进行反演变换，得到双闭环控制下高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B：
Figure FDA0003147951130000061
其中，d′A为高频开关管SA导通占空比，d′B为高频开关管SB导通占空比。
7.如权利要求6所述的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器功率解耦控制方法，其特征在于，步骤S5包含：
S51、根据公式(1)获得的并网交流侧电压参考值vac，并通过公式(16)获得低频开关管S3的开关信号GS3和低频开关管S4的开关信号GS4：
Figure FDA0003147951130000062
S52、将公式(15)获得的高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B与周期为Ts幅值为1的三角载波Wave进行比较，通过公式(17)获得开关信号GSA和开关信号GSB：
Figure FDA0003147951130000063
S53、基于公式(16)和公式(17)所获得的开关信号GSA、GSB、GS3、GS4获取开关信号GS1和开关信号GS2：
Figure FDA0003147951130000071
其中，0表示开关管关断，1表示开关管导通；
S54、将开关信号GSA、GSB、GS1、GS3、GS2、GS4送入逆变器对应的开关管以驱动单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器运转。
8.一种单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器功率解耦控制系统，用于实现如权利要求2至7任一所述的单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器控制方法，其特征在于，包含：
系统动态模型建立模块，用于生成单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器的动态数学模型；
开环控制占空比计算模块，用于得到开环模式下高频开关管SA的导通占空比dA、高频开关管SB的导通占空比dB；
工作状态分析及功率解耦线性化控制模块，用于建立逆变器的状态空间表达式，基于该状态空间表达式，生成逆变器的反馈-线性化-解耦输入控制量，对逆变器进行自动功率解耦控制；
双闭环控制占空比计算模块，通过光伏板输入电压的外环控制器，以及光伏输入侧电感电流的内环控制器对逆变器进行双闭环控制，求取双闭环控制下高频开关管SA的导通占空比d′A和高频开关管SB的导通占空比d′B；
开关信号计算及驱动模块，基于所述导通占空比d′A、d′B，获取逆变器中各开关管的开关信号并驱动对应的开关管，实现单相光伏飞跨电容式并网微型逆变器运转。
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