CN113489388B - 开关磁阻电机直接瞬时电流控制方法及控制器 - Google Patents

开关磁阻电机直接瞬时电流控制方法及控制器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及开关磁阻电机直接瞬时电流控制方法及控制器，包括以下步骤：获取速度闭环控制器单元所输出的电流给定值，获取电机运行时不同的转子位置和速度来确定电机每相的电流参考值，通过电机换向区间采用余弦变换的电流分配方法和单相导通区间采用的模糊逻辑规则的电流斩波控制方法，根据电机实际的电流转矩模型，实时对总的电流给定值和每相电流给定值进行补偿，来降低电机参数的非线性对系统造成的影响，将传统的电流斩波控制和脉宽调制通过模糊逻辑控制规则结合起来，克服电流斩波控制器开关频率不固定、对器件的开关频率要求较高的缺点，进而实现对电机输出转矩脉动的抑制。上述的方法简单，使用方便，系统动态响应速度快的优点。

Description

开关磁阻电机直接瞬时电流控制方法及控制器
技术领域
本发明涉及电机控制领域，具体为开关磁阻电机直接瞬时电流控制方法及控制器。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本发明相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
开关磁阻电机在启动和低速运行时常采用电流斩波控制或称为电流滞环控制。传统的电流斩波控制方式在预置的电流误差宽度较小时，对电力电子器件的开关频率要求较高。如果电流斩波电力电子器件开关频率设置的较低，实际电流与参考电流误差就较大，会造成实际电流围绕参考电流上下波动较大，难以达到理想的控制精度。
而传统的电流参考值一般通过速度环比例积分或者转矩电流分配函数的方式来获得，转矩电流逆模型需要通过有限元仿真的方法来获得，同时由于电机参数的非线性，致使电流参考数值难以达到精准控制，尤其在系统低速时电机换向的区间更难以达到精准控制。
发明内容
为了解决上述背景技术中存在的技术问题，本发明提供开关磁阻电机直接瞬时电流控制方法及控制器，基于电流分配函数的开关磁阻电机直接瞬时电流控制方法，通过电机换向区间采用余弦变换的电流分配和单相导通区间采用的模糊逻辑规则的电流斩波控制来实现对电流的精确控制，进而实现对电机输出转矩脉动的抑制。
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
本发明的第一个方面提供开关磁阻电机直接瞬时电流控制方法，包括以下步骤：
步骤一：获得转子位置信号，计算电机转速，通过速度环闭环控制，形成瞬时电流给定值；
步骤二：获取电流实际值，根据步骤一获得的转子位置信号形成电流补偿，修正步骤一中的瞬时电流给定值；
步骤三：通过步骤一获得转子位置信号，判断转子位置是否在J-1相θoff关断角和第J相的θon开通角之间；如果否跳转到步骤四；如果是判断为两相的重叠区θov位置，跳转到步骤五；
步骤四：根据步骤二中的瞬时电流给定值，对导通相电流赋值，跳转至步骤七；
步骤五：根据步骤二中的瞬时电流给定值，对导通的两相电流赋值，跳转至步骤六；
步骤六：根据转子位置关系确定电流分配函数，跳转至步骤七；
步骤七：根据设定的电流参考值与电机电流实际值构成电流误差，定义电流误差的隶属度函数和负载变化率隶属度函数，构建模糊逻辑规则，形成占空比调制系数的隶属度函数；
步骤八：根据步骤七模糊逻辑规则控制功率器件的导通和关断，实现电机电流的控制。
本发明的第二个方面提供实现上述方法的控制器，包括连接在一起的控制器硬件电路、速度闭环控制单元、电流分配函数单元、电流斩波控制单元、开关磁阻电机及位置检测模块。
与现有技术相比，以上一个或多个技术方案存在以下有益效果：
1、将传统的电流斩波控制和脉宽调制通过模糊逻辑控制规则结合起来，克服电流斩波控制器开关频率不固定、对器件的开关频率要求较高的缺点。
2、相对较低的开关频率实现了高性能的电流控制，提高驱动系统的性能。
3、直接控制电机电流，加快了系统动态响应速度，方法简单，使用方便，实时监测电动机的实际电流，实现电流瞬时控制和保护。
4、不但实现转速和电流的闭环控制，还能实时估算电机的运行状态，根据运行需求进行不同算法切换。
附图说明
构成本发明的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。
图1(a)是本发明一个或多个实施例提供的控制策略示意图；
图1(b)是本发明一个或多个实施例提供的余弦型电流分配函数波形示意图；
图2是本发明一个或多个实施例提供的控制策略流程图；
图3是本发明一个或多个实施例提供的电感曲线位置示意图；
图4是本发明一个或多个实施例提供的电流斩波控制示意图；
图5是本发明一个或多个实施例提供的电流误差EI的隶属度示意图；
图6是本发明一个或多个实施例提供的负载变化率ELoad的隶属度示意图；
图7是本发明一个或多个实施例提供的占空比调制系数μCPWM的隶属度示意图。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
以下实施例提出了基于电流分配函数的开关磁阻电机直接瞬时电流控制方法，该方法通过电机换向区间采用余弦变换的电流分配和单相导通区间采用的模糊逻辑规则的电流斩波控制来实现对电流的精确控制，进而实现对电机输出转矩脉动的抑制。
即，获取速度闭环控制器单元所输出的电流给定值，获取电机运行时不同的转子位置和速度来确定电机每相的电流参考值，通过电机换向区间采用余弦变换的电流分配方法和单相导通区间采用的模糊逻辑规则的电流斩波控制方法，根据电机实际的电流转矩模型，实时对总的电流给定值和每相电流给定值进行补偿，来降低电机参数的非线性对系统造成的影响。
实施例一：
如图1-7所示，开关磁阻电机直接瞬时电流控制方法，包括以下步骤：
步骤一：获得转子位置信号，计算电机转速，通过速度环闭环控制，形成瞬时电流给定值；
步骤二：获取电流实际值，根据步骤一获得的转子位置信号形成电流补偿，修正步骤一中的瞬时电流给定值；
步骤三：通过步骤一获得转子位置信号，判断转子位置是否在J-1相θoff关断角和第J相的θon开通角之间；如果否跳转到步骤四；如果是判断为两相的重叠区θov位置，跳转到步骤五；
步骤四：根据步骤二中的瞬时电流给定值，对导通相电流赋值，跳转至步骤七；
步骤五：根据步骤二中的瞬时电流给定值，对导通的两相电流赋值，跳转至步骤六；
步骤六：根据转子位置关系确定电流分配函数，跳转至步骤七；
步骤七：根据设定的电流参考值与电机电流实际值构成电流误差，定义电流误差的隶属度函数和负载变化率隶属度函数，构建模糊逻辑规则，形成占空比调制系数的隶属度函数；
步骤八：根据步骤七模糊逻辑规则控制功率器件的导通和关断，实现电机电流的控制。
具体过程如下：
步骤一、系统通过外部采样电路获得给定的转速参考值，嵌入式控制器转换为对应的数字量输入控制器；根据系统检测到的位置检测信号，获得转子位置，同时实现计算出电机速度。通过速度闭环控制的转速比例积分微分(PID)运算形成瞬时电流给定值。
步骤二、电流检测电路获取电流数值，根据步骤一获得的转子位置信号，通过电流位置转矩模型，形成电流补偿，修正步骤一中的电流给定值。θon为开通角，θoff为关断角。
步骤三、通过步骤一获得转子位置信号，判断转子位置是否在J-1相θoff关断角和第J相的θon开通角之间；如果否跳转到步骤四；如果是判断为两相的重叠区θov位置，跳转到步骤五。
步骤四、根据步骤二中的电流给定值，对导通相电流进行赋值。然后跳转到步骤七。
步骤五、根据步骤二中的电流给定值，对导通的两相电流进行赋值，然后跳转到步骤六。
步骤六、根据位置关系确定电流分配函数，其中包括换向区间的导通相和关断相的余弦分配函数；然后跳转到步骤七。
步骤七：根据基于模糊逻辑的电流斩波控制，控制器根据设定的电流参考值与电机电流实际值构成电流误差，定义电流误差的隶属度函数和负载变化率隶属度函数，构建模糊逻辑规则，形成占空比调制系数的隶属度函数。
步骤八、根据预制的模糊逻辑规则表的方式来实时控制功率器件的导通和关断，实现对电机电流的实时控制。
步骤(3)中：
通过步骤一获得转子位置信号，判断转子位置是否在J-1相θoff关断角和第J相的θon开通角之间；如果是判断为两相的重叠区θov位置。
步骤(6)中：
电流分配函数(current sharing function CSF)是SRM转子位置角度相关的函数，定义第j相电流的分配函数为fj(θ)，则该相分配到的电流为：
ij(θ)＝ireffj(θ)，j＝1,2,...,m (1)
式中，m为电动机的相数，iref为总的给定的电流值，ij(θ)为第j相电流给定值。
余弦型CSF
如图1(a)-图1(b)所示，在一个转子角周期τr内，第j相转矩的余弦型TSF为：
Figure BDA0003125172590000071
其余相的转矩分配函数与j相一致，只是相位上依次错开一个转子极距角度。式2表明，在换相期间，相邻两相的电流均随转子位置角θ呈正余弦变化，导通相的电流正弦增加，关断相的电流余弦减小，如图6所示，则电磁转矩Te＝0.5K[(Icosθ)2+(Isinθ)2]＝0.5KI2，来确保两相转矩之和与单相导通时相同，维持电流给定值相同，来实现瞬时转矩恒定状态。这样就能保证无论是在单相通电还是换相期间两相通电的情况下，电机都能输出恒定电磁转矩，以此降低电机运行的脉动，实现低速运行平稳。图1(b)所示的为采用余弦型CSF模型的波形图。
图1(b)中：θon为开通角，θoff为关断角，θov为相邻两相的换相重叠角，且应满足：
Figure BDA0003125172590000081
步骤(7)中，功率器件导通时间内的基于模糊逻辑的电流控制器算法步骤如下：
对于变量的模糊集及其论域定义如下：
图5为电流误差EI的隶属度函数
Figure BDA0003125172590000082
对于电流误差EI的模糊集及其论域定义如下：
EI的模糊集为:{NB,NM,NS,ZO,PS,PM,PB}；
EI的论域为:
{-0.6,-0.5,-0.4,-0.3，-0.2，-0.1，0,0.1,0.2,0.3,0.4,0.5,0.6}；
根据电流误差EI的模糊集及其论域确定模糊变量的隶属度函数，来确定论域内元素对模糊语言变量的隶属度，得到图5中电流误差EI的隶属度。
步骤(7)中，图6为负载变化率ELoad隶属度函数
Figure BDA0003125172590000083
对于负载变化率ELoad的模糊集及其论域定义如下(其中负载率设定额定时为100％，下面的论域中数字20实际为额定的20％，其他数字相同)：
ELoad的模糊集为:{NB,NM,NS,ZO,PS,PM,PB}；
ELoad的论域为:{0,20,40,50,70,90,100}；
根据负载变化ELoad的模糊集及其论域确定模糊变量的隶属度函数，来确定论域内元素对模糊语言变量的隶属度，得到图6中负载变化率ELoad的隶属度。
步骤(7)中，图7为占空比调制系数CPWM的隶属度函数
Figure BDA0003125172590000091
对于占空比调制系数CPWM的模糊集及其论域定义如下(其中占空比调制系数全部导通时为100％，下面的论域中数字20实际为全部导通的20％，其他数字相同)：
Figure BDA0003125172590000092
的模糊集为:{NB,NM,NS,MI,PS,PM,PB}；
Figure BDA0003125172590000093
的论域为:{0,10,30,50,70,90,100}；
根据占空比调制系数
Figure BDA0003125172590000094
的模糊集及其论域确定模糊变量的隶属度函数，来确定论域内元素对模糊语言变量的隶属度，得到图7中占空比调制系数/>
Figure BDA0003125172590000095
的隶属度。
上述对电流误差EI、负载变化率ELoad、占空比调制系数CPWM的模糊集、论域及隶属度的定义都不是最优值，实际应用时可以根据经验进行调整。根据上述的设定，通过实际的调试经验确定占空比调制系数CPWM的控制规则表，如表1所示，控制规则表里面的内容也可以根据不同的应用场合来调整。
表1占空比调制系数CPWM控制规则表
Figure BDA0003125172590000096
Figure BDA0003125172590000101
根据表1，占空比调制系数CPWM取值举例如下：
1)如果电流误差EI>0.6，则EI＝PB；负载变化率ELoad>100，则ELoad＝PB；查表得CPWM＝PB，占空比调制系数CPWM取100。
2)如果电流误差ES<-0.6，则EI＝NB；负载变化率ELoad<20，则ELoad＝PS；查表得CPWM＝NB，占空比调制系数CPWM取10。
通过实际应用证明发明中所提出的直接瞬时电流控制方法能够实现对开关磁阻电机的电流实时控制，提高系统的动态性能。
将传统的电流斩波控制和脉宽调制通过模糊逻辑控制规则结合起来，克服电流斩波控制器开关频率不固定、对器件的开关频率要求较高的缺点；
低的开关频率实现了高性能的电流控制，提高驱动系统的性能；
方法简单，使用方便，实时监测电动机的实际电流，实现电流瞬时控制和保护。
直接控制电机电流，加快了系统动态响应速度；
不但实现转速和电流的闭环控制，还能实时估算电机的运行状态，根据运行需求进行不同算法切换。
实施例二：
本实施例提供了实现上述方法的控制器，包括连接在一起的控制器硬件电路、速度闭环控制单元、电流分配单元、电流斩波控制单元、开关磁阻电机及位置检测模块。
控制器硬件电路：本实施例为嵌入式控制器或数字信号处理器(DSP)、电子控制单元(ECU)。
控制器硬件电路包括但是不限于以下功能：功率驱动保护中断、脉宽调制输出、电流检测电路、隔离整形电路、外部通讯、转速给定、外部控制显示电路、外部调试接口。
速度闭环控制单元：通过自身或者外置的模拟和数字量转换将外部位置传感器信号来获取电动机的实际转速信号转换为对应的转速数字量，并且与转速给定对比形成误差，并通过后续的比例积分微分运算形成电流给定。
电流分配函数控制方法：根据速度闭环控制器单元所输出的电流给定，根据电机运行时不同的转子位置和速度来确定电机每相的电流参考值，通过电机换向区间采用余弦变换的电流分配和单相导通区间采用的模糊逻辑规则的电流斩波控制方法，并且根据电机实际的电流转矩模型，实时对总的电流给定和每相电流给定值进行补偿，来降低电机参数的非线性对系统造成的影响。
电流斩波控制单元：该部分主要是通过电流检测来获取实时的电流，与每相的实际电流值进行对比，通过模糊逻辑规则的电流斩波控制方法来实现电流的斩波控制。
开关磁阻电机及位置检测：该部分包括电机本体和位置传感器。
通过实际应用证明发明中所提出的直接瞬时电流控制方法能够实现对开关磁阻电机的电流实时控制，提高系统的动态性能。
将传统的电流斩波控制和脉宽调制通过模糊逻辑控制规则结合起来，克服电流斩波控制器开关频率不固定、对器件的开关频率要求较高的缺点；低的开关频率实现了高性能的电流控制，提高驱动系统的性能。
方法简单，使用方便，实时监测电动机的实际电流，实现电流瞬时控制和保护。
直接控制电机电流，加快了系统动态响应速度；不但实现转速和电流的闭环控制，还能实时估算电机的运行状态，根据运行需求进行不同算法切换。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.开关磁阻电机直接瞬时电流控制方法，其特征在于：包括以下步骤：
步骤一：获得转子位置信号，计算电机转速，通过速度环闭环控制，形成瞬时电流给定值；
步骤二：获取电流实际值，根据步骤一获得的转子位置信号形成电流补偿，修正步骤一中的瞬时电流给定值；
步骤三：通过步骤一获得转子位置信号，判断转子位置是否在J-1相θoff关断角和第J相的θon开通角之间；如果否跳转到步骤四；如果是判断为两相的重叠区θov位置，跳转到步骤五；
步骤四：根据步骤二中的瞬时电流给定值，对导通相电流赋值，跳转至步骤七；
步骤五：根据步骤二中的瞬时电流给定值，对导通的两相电流赋值，跳转至步骤六；
步骤六：根据转子位置关系确定电流分配函数，跳转至步骤七；
步骤七：根据设定的电流参考值与电机电流实际值构成电流误差，定义电流误差的隶属度函数和负载变化率隶属度函数，构建模糊逻辑规则，形成占空比调制系数的隶属度函数；
步骤八：根据步骤七模糊逻辑规则控制功率器件的导通和关断，实现电机电流的控制；
所述步骤六中，定义第j相电流的分配函数为fj(θ)，该相分配到的电流为：
ij(θ)＝ireffj(θ)，j＝1,2,...,m；
其中，m为电动机的相数，iref为总的给定的电流值，ij(θ)为第j相电流给定值；
在一个转子角周期τr内，第j相转矩的电流分配函数为：
Figure FDA0004182247990000021
其中，θ为转子位置角，θon为开通角，θoff为关断角，θov为相邻两相的换相重叠角；相邻两相的换相重叠角θov和关断角θoff满足下式：
Figure FDA0004182247990000022
2.如权利要求1所述的开关磁阻电机直接瞬时电流控制方法，其特征在于：所述步骤七中，设定的转速参考值通过采样电路获得。
3.如权利要求1所述的开关磁阻电机直接瞬时电流控制方法，其特征在于：所述瞬时电流给定值利用转子位置信号获得的电机速度，通过转速比例积分微分获得瞬时电流给定值。
4.实现权利要求1所述方法的控制器，其特征在于：包括连接在一起的控制器硬件电路、速度闭环控制单元、电流分配函数单元、电流斩波控制单元、开关磁阻电机及位置检测模块。
5.如权利要求4所述的开关磁阻电机直接瞬时电流控制器，其特征在于：所述速度闭环控制单元利用位置检测模块获取的位置信号得到的电机实际转速，转换为对应的转速数字量，通过转速比例积分微分获得瞬时电流给定值。
6.如权利要求4所述的开关磁阻电机直接瞬时电流控制器，其特征在于：所述电流分配函数单元，根据速度闭环控制器单元输出的瞬时电流给定值，电机运行时不同的转子位置和电机转速，确定电机每相的电流参考值，根据电机电流转矩模型，对瞬时电流给定值进行补偿。
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