CN113342106B - 一种低压差线性稳压器与控制系统 - Google Patents

一种低压差线性稳压器与控制系统 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种低压差线性稳压器与控制系统，低压差线性稳压器包括误差放大模块、第一开关模块、自适应导通模块、第二开关模块以及反馈模块，第一开关模块根据控制电压信号调节第一开关模块的第二端与第三端之间的第一电压差，自适应导通模块用于调节第二开关模块的第二端与第三端之间的第二电压差，当负载电流小于预设电流阈值时，控制电压信号控制第一开关模块导通，并通过自适应导通模块控制第二开关模块关断，当负载电流大于或等于预设电流阈值时，控制电压信号控制第一开关模块导通，并通过自适应导通模块控制第二开关模块导通。通过上述方式，能够较为简单地实现在较宽的负载电流范围内的环路稳定和较低的静态功耗。

Description

一种低压差线性稳压器与控制系统
技术领域
本发明涉及电子电路技术领域，特别是涉及一种低压差线性稳压器与控制系统。
背景技术
在电源供电中，低压差线性稳压器(Low Dropout Regulator，LDO)凭借着外围元件需求少、输出噪声低、输出纹波小、电路结构简单等优点，被广泛应用在不同的输出电压域中。在当今越来越追求苛刻功耗的应用里，低压差线性稳压器不仅需要具备较强的带载能力，还需保持极低的静态功耗来延长应用端使用时间。
在低压差线性稳压器的电路中，为了保证不同负载条件下低压差线性稳压器的电路中环路的稳定性，需要对低压差线性稳压器的电路进行稳定性补偿。而在现有技术中，为了在低静态功耗的情况下维持低压差线性稳压器的环路稳定性和提高其动态响应，通常采用负载电流采样技术实现。
然而，由于温度、工艺参数及外围元器件的变化以及生产过程中的失配，环路的极点频率会发生较大改变，则很难保证动态零点和输出极点在全负载范围完全匹配，也就导致负载电流采样技术在环路补偿的实现上比较困难，且存在不稳定的风险。
发明内容
本发明实施例旨在提供一种低压差线性稳压器与控制系统，能够较为简单地实现在较宽的负载电流范围内的环路稳定和较低的静态功耗。
为实现上述目的，第一方面，本发明提供一种低压差线性稳压器，包括：
误差放大模块、第一开关模块、自适应导通模块、第二开关模块以及反馈模块；
所述误差放大模块的输入端与所述反馈模块的第一端连接，所述误差放大模块用于根据所述反馈模块输出的反馈信号输出控制电压信号；
所述第一开关模块的第一端与所述误差放大模块的输出端连接，所述第一开关模块的第二端与第一电源连接，所述第一开关模块根据所述控制电压信号调节所述第一开关模块的第二端与第三端之间的第一电压差；
所述自适应导通模块的第一端与所述误差放大模块的输出端连接，所述自适应导通模块的第二端与第二电源连接，所述自适应导通模块的第三端与所述第二开关模块的第一端连接，所述第二开关模块的第二端与所述第一电源连接，所述自适应导通模块用于对所述控制电压信号进行自适应地电位转换，以调节所述第二开关模块的第二端与第三端之间的第二电压差；
所述第一开关模块的第三端与所述第二开关模块的第三端、所述反馈模块的第二端以及负载连接，且所述第一开关模块的第三端、所述第二开关模块的第三端、所述反馈模块的第二端与所述负载之间的连接点为第一连接点；
其中，所述反馈信号由所述反馈模块根据所述第一连接点上的电压获得；
当负载电流小于预设电流阈值时，所述控制电压信号控制所述第一开关模块导通，并通过所述自适应导通模块控制所述第二开关模块关断，以基于所述第一电压差调节所述第一连接点上的电压；
当所述负载电流大于或等于预设电流阈值时，所述控制电压信号控制所述第一开关模块导通，并通过所述自适应导通模块控制所述第二开关模块导通，以基于所述第一电压差与所述第二电压差调节所述第一连接点上的电压。
在一种可选的方式中，所述第一开关模块包括第一开关管；
所述第一开关管的控制端与所述误差放大模块的输出端连接，所述第一开关管的第一端与所述第一电源连接，所述第一开关管的第二端连接于所述第一连接点。
在一种可选的方式中，所述自适应导通模块包括第二开关管、第三开关管、第一电流源与第二电流源；
所述第二开关管的控制端与所述误差放大模块的输出端连接，所述第二开关管的第一端与所述第一电流源的正极、所述第三开关管的第二端连接，所述第一电流源的负极与所述第二电源连接，所述第二开关管的第二端与所述第二电流源的负极以及所述第三开关管的控制端连接，所述第三开关管的第一端与所述第二电流源的正极均接地；
其中，所述第二开关管的控制端为所述自适应导通模块的第一端，所述第一电流源的负极为所述自适应导通模块的第二端，所述第一电流源的正极为所述自适应导通模块的第三端。
在一种可选的方式中，所述第二开关模块包括第四开关管；
所述第四开关管的控制端与所述第一电流源的正极连接，所述第四开关管的第一端与所述第一电源连接，所述第四开关管的第二端与所述第一连接点连接。
在一种可选的方式中，所述第一开关管为PMOS管，所述PMOS管的栅极为所述第一开关管的控制端，所述PMOS管的源极为所述第一开关管的第一端，所述PMOS管的漏极为所述第一开关管的第二端；
所述第二开关管为PMOS管，所述PMOS管的栅极为所述第二开关管的控制端，所述PMOS管的源极为所述第二开关管的第一端，所述PMOS管的漏极为所述第二开关管的第二端；
所述第三开关管为NMOS管，所述NMOS管的栅极为所述第三开关管的控制端，所述NMOS管的源极为所述第三开关管的第一端，所述NMOS管的漏极为所述第三开关管的第二端；
所述第四开关管为PMOS管，所述PMOS管的栅极为所述第四开关管的控制端，所述PMOS管的源极为所述第四开关管的第一端，所述PMOS管的漏极为所述第四开关管的第二端。
在一种可选的方式中，所述第二电流源的电流用于控制所述第二开关管的栅极与源极之间的电压，以使所述第一开关管与所述第四开关管在不同的所述控制信号的电压值下开始导通。
在一种可选的方式中，所述第一开关管的尺寸小于所述第四开关管的尺寸。
在一种可选的方式中，所述误差放大模块包括第一误差放大器；
所述第一误差放大器的同相输入端与所述反馈模块的第一端连接，所述第一误差放大器的反相输入端与第一参考电压源连接，所述第一误差放大器的输出端与所述第一开关模块的第一端以及所述自适应导通模块的第一端连接。
在一种可选的方式中，所述自适应导通模块包括第五开关管、第六开关管、第三电流源与第四电流源；
所述第五开关管的控制端与所述误差放大模块的输出端连接，所述第五开关管的第一端与所述第四电流源的负极以及所述第六开关管的第二端连接，所述第五开关管的第二端与所述第六开关管的控制端以及所述第三电流源的正极连接，所述第六开关管的第一端与所述第三电流源的负极以及所述第二电源连接，所述第四电流源的正极接地；
其中，所述第五开关管的控制端为所述自适应导通模块的第一端，所述第三电流源的负极为所述自适应导通模块的第二端，所述第四电流源的负极为所述自适应导通模块的第三端。
在一种可选的方式中，所述第二开关模块包括第七开关管；
所述第七开关管的控制端与所述第四电流源的负极连接，所述第七开关管的第一端与所述第一连接点连接，所述第七开关管的第二端与所述第一电源连接。
在一种可选的方式中，所述第一开关管为NMOS管，所述NMOS管的栅极为所述第一开关管的控制端，所述NMOS管的漏极为所述第一开关管的第一端，所述NMOS管的源极为所述第一开关管的第二端；
所述第五开关管为NMOS管，所述NMOS管的栅极为所述第五开关管的控制端，所述NMOS管的源极为所述第五开关管的第一端，所述NMOS管的漏极为所述第五开关管的第二端；
所述第六开关管为PMOS管，所述PMOS管的栅极为所述第六开关管的控制端，所述PMOS管的源极为所述第六开关管的第一端，所述PMOS管的漏极为所述第六开关管的第二端；
所述第七开关管为NMOS管，所述NMOS管的栅极为所述第七开关管的控制端，所述NMOS管的源极为所述第七开关管的第一端，所述NMOS管的漏极为所述第七开关管的第二端。
在一种可选的方式中，所述误差放大模块包括第二误差放大器；
所述第二误差放大器的反相输入端与所述反馈模块的第一端连接，所述第二误差放大器的同相输入端与第二参考电压源连接，所述第二误差放大器的输出端与所述第一开关模块的第一端以及所述自适应导通模块的第一端连接。
在一种可选的方式中，所述反馈模块包括第一电阻与第二电阻；
所述第一电阻与所述第二电阻串联连接，所述第一电阻的非串联连接端连接于所述第一连接点，所述第一电阻与所述第二电阻之间的连接点与所述误差放大模块的输入端连接，所述第二电阻的非串联连接端接地；
其中，所述第一电阻与所述第二电阻之间的连接点为所述反馈模块的第一端。
在一种可选的方式中，所述低压差线性稳压器还包括补偿模块；
所述补偿模块的第一端与所述误差放大模块的补偿端连接，所述补偿模块的第二端连接于所述第一连接点，所述补偿模块用于调节所述低压差线性稳压器的零极点。
第二方面，本申请实施例提供一种控制系统，包括：
负载以及如上所述的低压差线性稳压器；
所述低压差线性稳压器与所述负载连接，所述低压差线性稳压器用于为所述负载提供电压和电流。
本发明实施例的有益效果是：本发明提供的低压差线性稳压器包括误差放大模块、第一开关模块、自适应导通模块、第二开关模块以及反馈模块，误差放大模块用于根据反馈模块输出的反馈信号输出控制电压信号，第一开关模块根据控制电压信号调节第一开关模块的第二端与第三端之间的第一电压差，自适应导通模块用于对控制电压信号进行自适应地电位转换，以调节第二开关模块的第二端与第三端之间的第二电压差，当负载电流小于预设电流阈值时，控制电压信号控制第一开关模块导通，并通过自适应导通模块控制第二开关模块关断，以基于第一电压差调节第一连接点上的电压，当负载电流大于或等于预设电流阈值时，控制电压信号控制第一开关模块导通，并通过自适应导通模块控制第二开关模块导通，以基于第一电压差与第二电压差调节第一连接点上的电压，因此，当低压差线性稳压器所接负载所需电流较小时，控制电压信号仅控制第一开关模块导通，已足够提供一个稳定的输出电压，这样可以有效地控制静态功耗，当低压差线性稳压器所接负载所需电流较大时，控制信号小于预设阈值，此时在第一开关模块导通的基础上，控制电压信号经过自适应导通模块的转换控制第二开关模块也导通，以为负载提供更多的电流，使负载能够稳定的工作，即通过上述方式，能够通过较为简单地实现在较宽的负载电流范围内的环路稳定和较低的静态功耗。
附图说明
一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1现有技术中的低压差线性稳压器的电路结构示意图；
图2为本发明实施例提供的低压差线性稳压器的结构示意图；
图3为本发明实施例提供的低压差线性稳压器的电路结构示意图；
图4为本发明另一实施例提供的低压差线性稳压器的电路结构示意图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参照图1，图1为现有技术中的低压差线性稳压器(Low Dropout Regulator，LDO)的电路结构示意图。如图1所示，在该低压差线性稳压器的电路结构中，实质上包含两个极点。其中，第一个极点：在误差放大器Ua的输出端上，高阻抗的输出电阻和功率管PM1的寄生栅极电容会产生第一个极点，该极点的频率的计算公式为：
Figure GDA0003429151190000071
其中CP1为功率管PM1的寄生栅极电容的电容值，RO1为输出电阻的电阻值，fP1为第一个极点的频率。
第二个极点：在低压差线性稳压器的输出端VOUT的输出等效电阻RaL和外置电容CaL会产生第二个极点，该极点的频率的计算公式为：
Figure GDA0003429151190000072
其中，CL为外置电容CaL的电容值，R0为等效电阻RaL的电阻值，fp2为第二个极点的频率。
可以理解的是，在具有反馈环路的电路中，电路节点上的电容会使得模拟信号频率响应变慢。极点反应的是输出阻抗的变化，其中，在极点频率前，输出阻抗由节点的输出阻抗决定，在极点频率后，输出阻抗由节点的电容决定。
那么，由上述的公式①与公式②可知，当与低压差线性稳压器的输出端VOUT所连接的负载的电流较小时(等效电阻RaL的阻值R0较大)，主极点在低压差线性稳压器的输出端，且由外置电容CaL的电容值CL以及等效电阻RaL的电阻值R0决定。然而，功率管PM1越大，功率管越大，Cp1就越大，则fp1就越低，fp1与fp2就越靠近，并且，静态电流取得越小，则Ro1越大，同样使fp1变得越低。所以，为了使环路稳定，该结构需要引入补偿电路进行稳定性补偿。Ro1，Cp1越大，补偿电路就需要做得越强，进而使得环路频宽变小，动态响应变慢。实际应用中，补偿电路通常可以用密勒补偿的方式，让fp1和fp2分开，使其达到稳定。
另外，低压差线性稳压器的动态响应还取决于功率管PM1的栅极压摆率。功率管驱动电流越小，功率管越大，其栅极电压就越难发生改变来调整环路的输出电流。其中，功率管PM1的栅极压摆率是指当负载电流变化时，功率管PM1的栅极电压也需要变化来调整低压差线性稳压器的输出电流。
综上可知，环路稳定性和动态响应成为直接压低静态功耗的限制因素。进而，在现有技术中，为了在低静态功耗的情况下维持低压差线性稳压器的环路稳定性和提高其动态响应，通常需要设置补偿电路可随着负载变化而动态调整。具体实现过程为：控制电路通过感应功率管PM1的电流，然后控制补偿电路得到一个动态零点补偿输出极点，该动态零点能够跟踪输出极点的变化，以达到低压差线性稳压器全负载范围的稳定工作。另外，通过感应电流还能控制误差放大器输出的驱动能力随负载变化而变化，以增大低压差线性稳压器的瞬态响应。
然而，上述方案却存在以下缺点：
第一，由于温度、工艺参数及外围元器件的变化以及生产过程中的失配，环路的极点频率会发生较大改变。因此，很难保证动态零点和输出极点在全负载范围完全匹配。从而导致这种技术在环路补偿的实现上比较困难。
第二，该方案需通过感应负载电流变化，去调整动态偏置以获得足够的驱动能力，但是，要感应到负载电流变化首先得等功率管PM1反应，所以该方案对初始变化阶段的响应速度没有较大提升。
第三，动态偏置需增加一个反馈环路，这个环路必须保证增益小于1，否则将会导致低压差线性稳压器不稳定。因此，在全负载范围内，动态偏置增益不能太大。这限制了该技术提升动态响应速度的能力。
基于此，本申请提供一种低压差线性稳压器，该低压差线性稳压器能够根据负载大小自动切换不同的开关模块，以输出不同负载所需的电流与电压，从而不仅能够以较低的静态功耗实现使低压差线性稳压器能够覆盖较宽的负载范围，还能够使低压差线性稳压器的零极点补偿更加容易，同时，也能够提高动态响应的速度。
如图2所示，低压差线性稳压器100包括误差放大模块10、第一开关模块20、自适应导通模块30、第二开关模块40以及反馈模块50。其中，误差放大模块10的输入端与反馈模块50的第一端连接，第一开关模块20的第一端与误差放大模块10的输出端连接，第一开关模块20的第二端与第一电源V1连接，自适应导通模块30的第一端与误差放大模块10的输出端连接，自适应导通模块30的第二端与第二电源V2连接，自适应导通模块30的第三端与第二开关模块40的第一端连接，第二开关模块40的第二端与第一电源V1连接，第一开关模块20的第三端与第二开关模块40的第三端、反馈模块50的第二端以及负载200连接，且第一开关模块20的第三端、第二开关模块40的第三端、反馈模块50的第二端与负载之间的连接点为第一连接点P1。
其中，第一电源V1与第二电源V2可以相同，也可以不同，且第一电源V1与第二电源V2可以为低压差线性稳压器100上的电压，也可以为独立设置的电源，这里不做限制。同时，第二电源V2也可以为误差放大模块10的电源。
具体地，反馈模块50根据第一连接点P1上的电压获得反馈信号，误差放大模块10再根据反馈模块50输出的反馈信号输出控制电压信号，第一开关模块20根据误差放大模块10输出的控制电压信号调节第一开关模块20的第二端与第三端之间的第一电压差，自适应导通模块30用于对误差放大模块10输出的控制电压信号进行自适应地电位转换，以调节第二开关模块40的第二端与第三端之间的第二电压差。可见，误差放大模块10输出的控制电压信号一方面直接用于调节第一电压差，另一方面，先输入至自适应导通模块30，自适应导通模块30对控制电压信号进行电位转换后，再用以控制第二开关模块40。通过自适应导通模块30对控制电压信号的电位转换使得同一个控制电压信号可以在不同电压值时分别实现第一开关模块20和第二开关模块40的导通。
进而，再使用第一电压差或第二电压差对第一连接点P1上的电压进行调节，以满足大小不同的负载，其中，大小不同的负载主要指所需供电电流不同的负载。同时，负载指的是用电设备，例如，一种集成芯片，低压差线性稳压器能够为集成芯片提供稳定的工作电压。
实际应用中，当负载电流小于预设电流阈值时，误差放大模块10输出的控制电压信号控制第一开关模块20导通，并通过自适应导通模块30控制第二开关模块40关断，以基于第一电压差调节第一连接点P1上的电压。
当负载电流大于或等于预设电流阈值时，误差放大模块10输出的控制电压信号仍旧保持第一开关模块20导通，并通过自适应导通模块30控制第二开关模块40导通，以基于第一电压差与第二电压差调节第一连接点P1上的电压。
其中，负载电流指的是从第一连接点流向负载200的电流。因此，当负载电流小于预设电流阈值时，可认为是小负载，那么此时通过只导通第一开关模块20，能够做到较低的静态功耗，并且，由于小负载所需电流较小，也就可以相应的设置第一开关模块20为导通电阻较大、功率较低的开关模块，以进一步减小静态功耗，同时，功率较低的第一开关模块的寄生栅极电容Cp1也比较小，其所对应的极点也较容易实现补偿。
当负载电流大于或等于预设电流阈值时，可认为是大负载，仅导通第一开关模块20已无法满足负载所需电流，那么此时不仅导通第一开关模块20，还通过自适应导通模块30使第二开关模块40导通，以为负载提供更大的输出电流。
随着负载电流的持续增加，第二开关模块40的导通电阻也会随着控制电压信号的变化而降低。由于第二开关模块40往往比第一开关模20块的导通电阻小，随着负载电流的增加，更大比例的负载电流会通过第二开关模块40为负载供电，这时第一连接点P1上的电压也主要由第二开关模块40的导通特性(即第二电压差)而决定。
可理解，本申请的所有实施例中，负载的大小指的是负载所需电流的大小。
综上可知，首先，在低压差线性稳压器连接小负载时，可以仅导通第一开关模块20，以实现较低的静态功耗，即该低压差线性稳压器100的功耗较低。
其次，该低压差线性稳压器100既能适用于小负载，又能适用于大负载，则其能够覆盖较宽的负载范围。
再者，自适应导通模块30是根据负载电流的变化而对应改变第二开关模块40的工作状态，那么，一方面自适应导通模块30也不会影响低压差线性稳压器整体的功耗；另一方面，自适应导通模块30的工作状态的切换点仅在于其本身的特性，与外围元器件无关联，所以该低压差线性稳压器100的可移植性较高。
在一实施例中，如图3所示，误差放大模块10包括第一误差放大器U1，其中，第一误差放大器U1的同相输入端与反馈模块50的第一端连接，第一误差放大器U1的反相输入端与第一参考电压源VREF1连接，第一误差放大器U1的输出端与第一开关模块20的第一端以及自适应导通模块30的第一端连接。
当负载较小时，第一连接点P1上的电压较高，反馈到第一误差放大器U1的同相输入端的电压也较高，则第一误差放大器U1的输出端输出的控制电压信号的电压也较高。而随着负载的增大，第一连接点P1上的电压被拉低，则反馈模块50反馈到第一误差放大器U1的同相输入端的电压也降低，那么第一误差放大器U1的输出端输出的控制电压信号也降低。
可选地，反馈模块50包括第一电阻R1与第二电阻R2，第一电阻R1与第二电阻R2串联连接，第一电阻R1的非串联连接端连接于第一连接点P1，第一电阻R1与第二电阻R2之间的连接点与误差放大模块10中的第一误差放大器U1的同相输入端连接，第二电阻R2的非串联连接端接地。其中，第一电阻R1与第二电阻R2之间的连接点为反馈模块50的第一端。
第一电阻R1与第二电阻R2组成的分压电路，以对第一连接点P1上的电压进行分压。并将第一连接点P1上的电压在第二电阻R2上的分压输入至第一误差放大器U1的同相输入端，从而误差放大模块10的输出端所输出的控制电压信号的大小是由第一连接点P1上的电压所决定。亦即，由于第一误差放大器U1的反相输入端所输入的为第一参考电压VREF1(为定值)，那么，若第一连接点P1上的电压增高，则第一误差放大器U1的输出端输出的控制电压信号也增高，反之，若第一连接点P1上的电压降低，则第一误差放大器U1的输出端输出的控制电压信号的电压也降低。
可选地，第一开关模块包括第一开关管，以图3所示的第一开关模块20为例，其中，第一开关管对应PMOS管Q1。
具体地，PMOS管Q1的栅极与误差放大模块10的输出端连接，PMOS管Q1的源极与第二电源V2(或第一电源V1)连接，PMOS管Q1的漏极与第一连接点P1连接。PMOS管Q1的栅极所输入的为误差放大模块10输出的控制电压信号，当PMOS管Q1工作与线性区域时，此时PMOS管Q1的源极与漏极之间相当于一个受控制电压信号控制的可变电阻，即PMOS管Q1的源极与漏极之间的电阻随着控制电压信号的变化而变化，从而控制电压信号能够实现对PMOS管Q1的源极与漏极之间的电压的调节。因此，误差放大模块10输出的控制电压信号能够调节PMOS管Q1的源极与漏极之间的电压。
可选地，自适应导通模块30包括第二开关管、第三开关管、第一电流源与第二电流源，以图3所示的自适应导通模块30的电路结构为例，其中，第二开关管对应PMOS管Q2、第三开关管对应NMOS管Q3、第一电流源对应第一电流源I1、第二电流源对应第二电流源I2。
具体地，PMOS管Q2的栅极与误差放大模块10的输出端连接，PMOS管Q2的源极与第一电流源I1的正极、NMOS管Q3的漏极连接，第一电流源I1的负极与第二电源V2(或第一电源V1)连接，PMOS管Q2的漏极与第二电流源I2的负极以及MOS管Q3的栅极连接，NMOS管Q3的源极与第二电流源I2的正极均接地。其中，PMOS管Q2的栅极为自适应导通模块30的第一端，第一电流源I1的负极为自适应导通模块30的第二端，第一电流源I1的正极为自适应导通模块30的第三端。应理解，在本实施例中，将第一电源V1与第二电源V2设置为相等，即第一电源V1与第二电源V2可直接连接。
当负载较小时，由于流过PMOS管Q2的电流小于第二电流源I2所输出的电流,PMOS管Q2的源极的电压会被拉到与第一电源V1相同的电压。随着负载继续增加，流过PMOS管Q2的电流继续增加，当PMOS管Q2的电流等于第二电流源I2所输出的电流时，NMOS管Q3则逐渐打开。
可选地，第二开关模块40包括第四开关管，以图3所示的第二开关模块40的电路结构为例，其中，第四开关管对应PMOS管Q4。
具体地，PMOS管Q4的栅极与第一电流源I1的正极连接，PMOS管Q4的源极与第一电源V1连接，PMOS管Q4的漏极连接于第一连接点P1。
当负载较小时，由于第一误差放大器U1的输出端输出的控制电压信号较高，即PMOS管Q1的栅极电压与PMOS管Q2的栅极电压均比较高，其中，PMOS管Q1与PMOS管Q2均能够导通，而PMOS管Q2的栅极电压较高反而会导致PMOS管Q4的无法导通。那么，此时只有PMOS管Q1工作，负载电流由PMOS管Q1提供。
随着负载的增加，PMOS管Q1的栅极电压与PMOS管Q2的栅极电压均会逐渐降低，则PMOS管Q2的源极电压也随着降低，则PMOS管Q4的栅极电压也会降低，且当降低至PMOS管Q4的导通电压时，PMOS管Q4也开始逐渐导通。那么，此时PMOS管Q1与PMOS管Q4均处于工作状态，且均处于线性区域，负载电流由PMOS管Q1与PMOS管Q4共同提供。
可理解，在图3中，当第一开关管选用PMOS管时，PMOS管Q1的栅极为第一开关管的控制端，PMOS管Q1的源极为第一开关管的第一端，PMOS管Q1的漏极为第一开关管的第二端。
当第二开关管选用PMOS管时，PMOS管Q2的栅极为第二开关管的控制端，PMOS管Q2的源极为第二开关管的第一端，PMOS管Q3的漏极为第二开关管的第二端。
当第三开关管选用NMOS管时，NMOS管Q3的栅极为第三开关管的控制端，NMOS管Q3的源极为第三开关管的第一端，NMOS管Q3的漏极为第三开关管的第二端。
当第四开关管选用PMOS管时，PMOS管Q4的栅极为第四开关管的控制端，PMOS管Q4的源极为第四开关管的第一端，PMOS管Q4的漏极为第四开关管的第二端。
当然，在其他实施例中，第一开关管、第二开关管、第三开关管与第四开关管还可以选用三极管或者IGBT开关管等开关元件，且实际应用情况与第一开关管、第二开关管、第三开关管与第四开关管选用MOS管时类似，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不做限制。
同时，在图3中的负载200中包括负载电容CL与负载电阻RL。负载电容CL与负载电阻RL仅是实际负载(用电设备)的一种等效形式。并且，当低压差线性稳压器100输出的电压达到稳定时，即电压保持恒定，负载电流越大，负载电阻RL越小。
在实际应用中，第一连接点P1用于连接负载200。当负载较小时，第一连接点P1上的电压通过反馈模块50的分压后反馈信号输入至第一误差放大器U1的同相输入端，以使第一误差放大器U1输出控制电压信号控制PMOS管Q1的栅极电压，使PMOS管Q1的源极与漏极之间产生相应的管压降。再通过第一电源V1减去PMOS管Q1的管压降即能够获得第一连接点P1上电压。从而，当反馈信号与第一基准电压VREF1的差值达到稳定时，第一连接点P1上的电压则达到稳定，且第一连接点P1上的电压为：VP1＝VREF1*(1+rR1/rR2)，其中，VP1为第一连接点P1上的电压，rR1为第一电阻R1的电阻值，rR2为第二电阻R2的电阻值。
并且，当负载较小时，由于PMOS管Q2的栅极电压较高，不足以使PMOS管Q4导通，那么，在该种情况下只有PMOS管Q1导通。由上述内容中现有技术中的公式①可知，此时可以通过控制PMOS管Q1的尺寸来将CP1控制在比较小的电容值，以保证两个极点频率fP1与fP2相差较大，进而保证低压差线性稳压器中的电路的稳定性。同时，此时的第一误差放大器U1只需驱动PMOS管Q1，则当发生负载变化时，若将PMOS管Q1的尺寸设计得较小，那么PMOS管Q1的栅极电压能够快速相应，即低压差线性稳压器中的电路的动态响应速度不会直接受限于第一误差放大器U1的静态电流，从而在静态电流(功耗)较低的前提下依旧可以保持出色的动态响应速度
进而，随着负载的增大，那么PMOS管Q2的栅极电压逐渐下降，则PMOS管Q2的源极电压(同时也为PMOS管Q4的栅极电压)会同步下降。当下降至PMOS管Q4导通电压时，PMOS管Q4开始导通，负载电流开始由PMOS管Q1与PMOS管Q4两个功率管提供。亦即，随着负载的增大，PMOS管Q1所提供的电流已不足以支撑负载所需电流，那么通过使PMOS管Q2的栅极电压降低，以逐渐导通PMOS管Q4，从而为负载能够提供更多的电流，以保障稳定的电压输出和低压差线性稳压器中控制环路的稳定。
其中，PMOS管Q4的导通条件可以近似表示为以下公式：
VSG_PM4＝v1-[(v1-VSG_PM1)+VSG_PM2]＝VSG_PM1-VSG_PM2>VTH_PM4。其中，VSG_PM4为PMOS
管Q4的源极与栅极之间的电压，v1为第一电源V1的电压，VSG_PM1为PMOS管Q1的源极与栅极之间的电压，VSG_PM2为PMOS管Q2的源极与栅极之间的电压，VTH_PM4为PMOS管Q4的导通电压。可见，PMOS管Q4的源极与栅极之间的电压为PMOS管Q1的源极与栅极之间的电压与PMOS管Q2的源极与栅极之间的电压的差值。当PMOS管Q1的源极与栅极之间的电压与PMOS管Q2的源极与栅极之间的电压的差值大于PMOS管Q4的导通电压时，PMOS管Q4开始导通。
进一步地，在低压差线性稳压器达到稳定状态后，流过PMOS管Q2的电流为第二电流源I2的输出电流，流过NOMS管Q3的电流为第一电流源I1的电流减去第二电流源I2的电流。当PMOS管Q2工作于饱和区时，VSG_PM2可以表示为：
Figure GDA0003429151190000151
其中，μP代表空穴迁移率，COX代表栅氧化层电容，W1代表PMOS管Q2的宽度，L1代表PMOS管Q2的长度，I20为第二电流源I2的输出电流。因此在PMOS管Q2导通的时候，PMOS管Q1源极与栅极之间的电压和PMOS管Q4的源极与栅极之间的电压的差值为一个固定的VSG_PM2。并且，通过公式③可知，PMOS管Q2的源极与栅极之间的电压是由第二电流源I2的输出电流I20所控制。总而言之，第二电流源I2的电流能够控制PMOS管Q2的源极与栅极之间的电压，以实现对PMOS管Q1源极与栅极之间的电压和PMOS管Q4的源极与栅极之间的电压的差值的调节，从而能够使PMOS管Q1与PMOS管Q4在不同的控制电压信号的电压值下开始导通。
综上所述，在上述实施例中，通过设置自适应导通模块30，以使PMOS管Q1与PMOS管Q4之间的导通电压之间具有一个差值，并且还通过反馈模块50与误差放大模块10将该差值与负载电流之间建立了联系，从而实现了在不同输出电流(即不同负载电流)时自动导通或关断PMOS管Q4。
因此，在负载较小时，可控制只有PMOS管Q1导通，以使低压差线性稳压器的功耗较低。并且，由于负载较小，所需电流较小，那么可以设置PMOS管Q1为小功率管，一方面，当发生负载变化时，PMOS管Q1的栅极电压能够快速反应，另一方面，可进一步降低静态功耗。
随着负载的增加，再通过自适应导通模块30使PMOS管Q4导通，此时的负载电流由PMOS管Q1与PMOS管Q4共同提供，为了能够覆盖更宽的负载范围，可将PMOS管Q4设置为大功率管，而PMOS管Q1与PMOS管Q4的功率大小主要取决于其尺寸。换言之，通过设计PMOS管Q4的尺寸大于PMOS管Q1的尺寸，可使低压差线性稳压器100能够覆盖更宽的负载范围，也就是说低压差线性稳压器100能够提供的电流范围更大，以满足不同的负载需求。
同时，自适应导通模块30是跟随负载的变化而进行自动调节，所以自适应导通模块30不会影响低压差线性稳压器100整体的功耗。且还可将自适应导通模块30中的偏置电流设置得较大，自适应导通模块30中的偏置电流由第一电流源I1的输出电流与第二电流源I2的输出电流决定。一方面，能够使自适应导通模块30的等效输出阻抗降低，以使PMOS管Q4的栅极处极点被推到低压差线性稳压器100中的环路频宽以外，则环路的稳定性得到保障。另一方面，大功率管PMOS管Q4的驱动电流增大，其栅极的压摆率不受功耗限制，则提高了低压差线性稳压器100整体的动态响应速度，即当负载电流变化时，PMOS管Q4的栅极电压也需要相应的变化以调节输出电流，而PMOS管Q4的栅极的电压变化的速度取决于自适应导通模块30中的偏置电流，所以当设置第一电流源I1的输出电流与第二电流源I2的输出电流增大时，PMOS管Q4的栅极的电压可以快速变化来响应环路的需要。
可选地，低压差线性稳压器还包括补偿模块60，其中，补偿模块60用于调节低压差线性稳压器的零极点。
其中，补偿模块60的第一端与误差放大模块10中的第一误差放大器U1的补偿端连接，补偿模块60的第二端连接于第一连接点P1。
实际应用中，补偿电路通常可以用密勒补偿的方式，使低压差线性稳压器达到稳定。例如，在一实施例子中，补偿模块60包括补偿电容C1，补偿电容C1的第一端与第一误差放大器U1的补偿端连接，补偿电容C1的第二端与第一连接点P1连接。通过设置补偿电容C1以调节低压差线性稳压器的零极点，从而实现低压差线性稳压器稳定工作。
需要说明的是，如图3所示的低压差线性稳压器100的硬件结构仅是一个示例，并且，低压差线性稳压器100可以具有比图中所示出的更多的或者更少的部件，可以组合两个或更多的部件，或者可以具有不同的部件配置，图中所示出的各种部件可以在包括一个或多个信号处理和/或专用集成电路在内的硬件、软件、或硬件和软件的组合中实现。
例如，在一实施方式中，如图4所示，误差放大模块10包括第二误差放大器U2，第二误差放大器U2的反相输入端与反馈模块50的第一端连接，第二误差放大器U2的同相输入端与第二参考电压源VREF2连接，第二误差放大器U2的输出端与第一开关模块20的第一端以及自适应导通模块30的第一端连接。
当负载较小时，第一连接点P1上的电压较大，反馈到第一误差放大器U1的反相输入端的电压也较高，则第一误差放大器U1的输出端输出的控制电压信号的电压较低。而随着负载的增大，第一连接点P1上的电压被拉低，则反馈模块50反馈到第一误差放大器U1的反相输入端的电压也降低，那么第一误差放大器U1的输出端输出的控制电压信号则提高。
可选地，反馈模块50则与图3中的实施例相同，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。
可选地，第一开关模块20仍包括第一开关管，而第一开关管对应NMOS管Q8。其中，NMOS管Q8的栅极与误差放大模块10的输出端连接，NMOS管Q8的漏极与第一电源V1连接，NMOS管Q8的源极与第一连接点P1连接。
同样地，NMOS管Q8的栅极所输入的为误差放大模块10输出的控制电压信号，当NMOS管Q8工作与线性区域时，此时NMOS管Q1的源极与漏极之间相当于一个受控制电压信号控制的可变电阻，则误差放大模块10输出的控制电压信号能够调节NMOS管Q8的源极与漏极之间的电压。
可选地，自适应导通模块30包括第五开关管、第六开关管、第三电流源与第四电流源，在图4所示的自适应导通模块30的电路结构中，第五开关管对应NMOS管Q5、第六开关管对应PMOS管Q6、第三电流源对应第三电流源I3、第四电流源对应第四电流源I4。
具体地，NMOS管Q5的栅极与误差放大模块10的输出端连接，NMOS管Q5的源极与第四电流源I4的负极以及PMOS管Q6的漏极连接，NMOS管Q5的漏极与PMOS管Q6的栅极以及第三电流源I3的正极连接，PMOS管Q6的源极与第三电流源I3的负极以及第二电源V2连接，第四电流源I4的正极接地，其中，NMOS管Q5的栅极为自适应导通模块30的第一端，第三电流源I3的负极为自适应导通模块30的第二端，第四电流源I4的负极为自适应导通模块30的第三端。
可选地，第二开关模块40包括第七开关管，在图4中，第七开关管对应NMOS管Q7。其中，NMOS管Q7的栅极与第四电流源I4的负极连接，NMOS管Q7的源极与第一连接点P1连接，NMOS管Q7的漏极与第一电源V1连接。
需要说明的是，在图4所示的低压差线性稳压器中，第一电源V1与第二电源V2为两个电压大小不同的电源。这是由于NMOS功率管的驱动需要更高的电压，若用同一个电压源，会因为NMOS功率管的源极与漏极间的电压增高而无法实现低压差的目的。
具体地，当负载较小时，由于NMOS管Q8的栅极电压减去NMOS管Q5的栅极与源极间的电压为NMOS管Q7的栅极电压，可知NMOS管Q7的栅极电压较低，不足以打开NMOS管Q7。随着负载继续增加，NMOS管Q8的栅极电压会逐渐上升，NMOS管Q7的栅极电压也随着上升，当上升至NMOS管Q7的导通电压时，NMOS管Q7开始导通。
应理解，在图4中，当第一开关管选用NMOS管时，NMOS管Q8的栅极为第一开关管的控制端，NMOS管Q8的源极为第一开关管的第一端，NMOS管Q8的漏极为第一开关管的第二端。
当第五开关管选用NMOS管时，NMOS管Q5的栅极为第五开关管的控制端，NMOS管Q5的源极为第五开关管的第一端，NMOS管Q5的漏极为第五开关管的第二端。
当第六开关管选用PMOS管时，PMOS管Q6的栅极为第六开关管的控制端，PMOS管Q6的源极为第六开关管的第一端，PMOS管Q6的漏极为第六开关管的第二端。
当第七开关管选用NMOS管时，NMOS管Q7的栅极为第七开关管的控制端，NMOS管Q7的源极为第七开关管的第一端，NMOS管Q7的漏极为第七开关管的第二端。
在实际应用中，同样通过第一连接点P1连接负载200。当负载较小时，第一连接点P1上的电压通过反馈模块50的分压后反馈信号输入至第一误差放大器U1的反相输入端，以使第一误差放大器U1输出控制电压信号控制NMOS管Q8的栅极电压，使NMOS管Q8的源极与漏极之间产生相应的管压降。再通过第一电源V1减去NMOS管Q8的管压降即能够获得第一连接点P1上电压。从而，当反馈信号与第二基准电压VREF2的差值达到稳定时，第一连接点P1上的电压则达到稳定，且第一连接点P1上的电压为：VP1＝VREF2*(1+rR1/rR2)，其中，VP1为第一连接点P1上的电压，rR1为第一电阻R1的电阻值，rR2为第二电阻R2的电阻值。
并且，当负载较小时，NMOS管Q7栅极电压较低，不足以打开NMOS管Q7，那么，在该种情况只有NMOS管Q8导通。继而，随着负载的增大，NMOS管Q8的栅极电压逐渐上升，则NMOS管Q7的栅极电压也逐渐上升，当上升至NMOS管Q7的导通电压时，NMOS管Q7开始导通，负载电流开始由NMOS管Q7与NMOS管Q8两个功率管提供。亦即，随着负载的增大，NMOS管Q8所提供的电流已不足以支撑负载所需电流，那么通过使NMOS管Q8的栅极电压增大，以逐渐导通NMOS管Q7，从而为负载能够提供更多的电流，以保障输出电压稳定和低压差线性稳压器中的控制环路稳定。
其中，NMOS管Q7的导通条件可以近似表示为以下公式：
VGS_NM7＝VGS_NM8-VGS_NM5>VTH_NM7。其中，VGS_NM7为NMOS管Q7的栅极与源极之间的电压,VGS_NM8为NMOS管Q8的栅极与源极之间的电压，VGS_NM5为NMOS管Q5的栅极与源极之间的电压，VTH_NM7为NMOS管Q7的导通电压。可见，NMOS管Q7的栅极与源极之间的电压为NMOS管Q8的栅极与源极之间的电压与NMOS管Q5的栅极与源极之间的电压的差值。当NMOS管Q8的栅极与源极之间的电压与NMOS管Q5的栅极与源极之间的电压的差值大于NMOS管Q7的导通电压时，NMOS管Q7开始导通。
进一步地，在低压差线性稳压器达到稳定状态后，流过NMOS管Q5的电流为第四电流源I4的输出电流，流过POMS管Q6的电流为第三电流源I3的电流减去第四电流源I4的电流。当NMOS管Q5工作于饱和区时，VGS_NM5可以表示为：
Figure GDA0003429151190000201
其中，μn代表电子迁移率，COX代表栅氧化层电容，W2代表NMOS管Q5的宽度，L2代表NMOS管Q5的长度，I21为第四电流源I4的输出电流。因此在NMOS管Q5导通的时候，NMOS管Q8的源极与栅极之间的电压和NMOS管Q7的源极与栅极之间的电压的差值为一个固定的VGS_NM5。并且，通过公式④可知，NMOS管Q5的源极与栅极之间的电压是由第四电流源I4的输出电流I21所控制。总而言之，第四电流源I4的电流能够控制NMOS管Q5的源极与栅极之间的电压，以实现对NMOS管Q8的源极与栅极之间的电压和NMOS管Q7的源极与栅极之间的电压的差值的调节，从而能够使NMOS管Q8与NMOS管Q7根据不同的控制电压信号的电压值进行导通。
同时，NMOS管Q8的尺寸也可设置小于NMOS管Q7的尺寸。
显然，图4所示的低压差线性稳压器的电路结构也实现了：通过设置自适应导通模块30，以使NMOS管Q8与NMOS管Q7之间的导通电压之间具有一个差值，并且还通过反馈模块50与误差放大模块10将该差值与负载电流之间建立了联系，从而实现了在不同输出电流(即不同负载电流)时自动导通或关断NMOS管Q7。那么，如图4所示的低压差线性稳压器也能够取得与图3所示的低压差线性稳压器相同的有益效果，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。
同样地，如图4所示的低压差线性稳压也能够增加补偿模块60，具体实现过程与图3所示的实施例类似，这里不再赘述。
本申请实施例还提供一种控制系统，该控制系统包括负载以及如上述任一实施例中的低压差线性稳压器，其中，低压差线性稳压器与负载连接，低压差线性稳压器用于为负载提供电压和电流。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；在本发明的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本发明的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims (15)

1.一种低压差线性稳压器，其特征在于，包括：
误差放大模块、第一开关模块、自适应导通模块、第二开关模块以及反馈模块；
所述误差放大模块的输入端与所述反馈模块的第一端连接，所述误差放大模块用于根据所述反馈模块输出的反馈信号输出控制电压信号；
所述第一开关模块的第一端与所述误差放大模块的输出端连接，所述第一开关模块的第二端与第一电源连接，所述第一开关模块根据所述控制电压信号调节所述第一开关模块的第二端与第三端之间的第一电压差；
所述自适应导通模块的第一端与所述误差放大模块的输出端连接，所述自适应导通模块的第二端与第二电源连接，所述自适应导通模块的第三端与所述第二开关模块的第一端连接，所述第二开关模块的第二端与所述第一电源连接，所述自适应导通模块用于对所述控制电压信号进行自适应的电位转换，以调节所述第二开关模块的第二端与第三端之间的第二电压差；
所述第一开关模块的第三端与所述第二开关模块的第三端、所述反馈模块的第二端以及负载连接，且所述第一开关模块的第三端、所述第二开关模块的第三端、所述反馈模块的第二端与所述负载之间的连接点为第一连接点；
其中，所述反馈信号由所述反馈模块根据所述第一连接点上的电压获得；
当负载电流小于预设电流阈值时，所述控制电压信号控制所述第一开关模块导通，并通过所述自适应导通模块控制所述第二开关模块关断，以基于所述第一电压差调节所述第一连接点上的电压；
当所述负载电流大于或等于预设电流阈值时，所述控制电压信号控制所述第一开关模块导通，并通过所述自适应导通模块控制所述第二开关模块导通，以基于所述第一电压差与所述第二电压差调节所述第一连接点上的电压。
2.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，
所述第一开关模块包括第一开关管；
所述第一开关管的控制端与所述误差放大模块的输出端连接，所述第一开关管的第一端与所述第一电源连接，所述第一开关管的第二端连接于所述第一连接点。
3.根据权利要求2所述的低压差线性稳压器，其特征在于，
所述自适应导通模块包括第二开关管、第三开关管、第一电流源与第二电流源；
所述第二开关管的控制端与所述误差放大模块的输出端连接，所述第二开关管的第一端与所述第一电流源的正极、所述第三开关管的第二端连接，所述第一电流源的负极与所述第二电源连接，所述第二开关管的第二端与所述第二电流源的负极以及所述第三开关管的控制端连接，所述第三开关管的第一端与所述第二电流源的正极均接地；
其中，所述第二开关管的控制端为所述自适应导通模块的第一端，所述第一电流源的负极为所述自适应导通模块的第二端，所述第一电流源的正极为所述自适应导通模块的第三端。
4.根据权利要求3所述的低压差线性稳压器，其特征在于，
所述第二开关模块包括第四开关管；
所述第四开关管的控制端与所述第一电流源的正极连接，所述第四开关管的第一端与所述第一电源连接，所述第四开关管的第二端与所述第一连接点连接。
5.根据权利要求4所述的低压差线性稳压器，其特征在于，
所述第一开关管为PMOS管，所述PMOS管的栅极为所述第一开关管的控制端，所述PMOS管的源极为所述第一开关管的第一端，所述PMOS管的漏极为所述第一开关管的第二端；
所述第二开关管为PMOS管，所述PMOS管的栅极为所述第二开关管的控制端，所述PMOS管的源极为所述第二开关管的第一端，所述PMOS管的漏极为所述第二开关管的第二端；
所述第三开关管为NMOS管，所述NMOS管的栅极为所述第三开关管的控制端，所述NMOS管的源极为所述第三开关管的第一端，所述NMOS管的漏极为所述第三开关管的第二端；
所述第四开关管为PMOS管，所述PMOS管的栅极为所述第四开关管的控制端，所述PMOS管的源极为所述第四开关管的第一端，所述PMOS管的漏极为所述第四开关管的第二端。
6.根据权利要求5所述的低压差线性稳压器，其特征在于，
所述第二电流源的电流用于控制所述第二开关管的栅极与源极之间的电压，以使所述第一开关管与所述第四开关管在不同的所述控制电压信号的电压值下开始导通。
7.根据权利要求5所述的低压差线性稳压器，其特征在于，
所述第一开关管的尺寸小于所述第四开关管的尺寸。
8.根据权利要求3-7任意一项所述的低压差线性稳压器，其特征在于，
所述误差放大模块包括第一误差放大器；
所述第一误差放大器的同相输入端与所述反馈模块的第一端连接，所述第一误差放大器的反相输入端与第一参考电压源连接，所述第一误差放大器的输出端与所述第一开关模块的第一端以及所述自适应导通模块的第一端连接。
9.根据权利要求2所述的低压差线性稳压器，其特征在于，
所述自适应导通模块包括第五开关管、第六开关管、第三电流源与第四电流源；
所述第五开关管的控制端与所述误差放大模块的输出端连接，所述第五开关管的第一端与所述第四电流源的负极以及所述第六开关管的第二端连接，所述第五开关管的第二端与所述第六开关管的控制端以及所述第三电流源的正极连接，所述第六开关管的第一端与所述第三电流源的负极以及所述第二电源连接，所述第四电流源的正极接地；
其中，所述第五开关管的控制端为所述自适应导通模块的第一端，所述第三电流源的负极为所述自适应导通模块的第二端，所述第四电流源的负极为所述自适应导通模块的第三端。
10.根据权利要求9所述的低压差线性稳压器，其特征在于，
所述第二开关模块包括第七开关管；
所述第七开关管的控制端与所述第四电流源的负极连接，所述第七开关管的第一端与所述第一连接点连接，所述第七开关管的第二端与所述第一电源连接。
11.根据权利要求10所述的低压差线性稳压器，其特征在于，
所述第一开关管为NMOS管，所述NMOS管的栅极为所述第一开关管的控制端，所述NMOS管的漏极为所述第一开关管的第一端，所述NMOS管的源极为所述第一开关管的第二端；
所述第五开关管为NMOS管，所述NMOS管的栅极为所述第五开关管的控制端，所述NMOS管的源极为所述第五开关管的第一端，所述NMOS管的漏极为所述第五开关管的第二端；
所述第六开关管为PMOS管，所述PMOS管的栅极为所述第六开关管的控制端，所述PMOS管的源极为所述第六开关管的第一端，所述PMOS管的漏极为所述第六开关管的第二端；
所述第七开关管为NMOS管，所述NMOS管的栅极为所述第七开关管的控制端，所述NMOS管的源极为所述第七开关管的第一端，所述NMOS管的漏极为所述第七开关管的第二端。
12.根据权利要求9-11任意一项所述的低压差线性稳压器，其特征在于，
所述误差放大模块包括第二误差放大器；
所述第二误差放大器的反相输入端与所述反馈模块的第一端连接，所述第二误差放大器的同相输入端与第二参考电压源连接，所述第二误差放大器的输出端与所述第一开关模块的第一端以及所述自适应导通模块的第一端连接。
13.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，
所述反馈模块包括第一电阻与第二电阻；
所述第一电阻与所述第二电阻串联连接，所述第一电阻的非串联连接端连接于所述第一连接点，所述第一电阻与所述第二电阻之间的连接点与所述误差放大模块的输入端连接，所述第二电阻的非串联连接端接地；
其中，所述第一电阻与所述第二电阻之间的连接点为所述反馈模块的第一端。
14.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，
所述低压差线性稳压器还包括补偿模块；
所述补偿模块的第一端与所述误差放大模块的补偿端连接，所述补偿模块的第二端连接于所述第一连接点，所述补偿模块用于调节所述低压差线性稳压器的零极点。
15.一种控制系统，其特征在于，包括：
负载以及如权利要求1-14任意一项所述的低压差线性稳压器；
所述低压差线性稳压器与所述负载连接，所述低压差线性稳压器用于为所述负载提供电压和电流。
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Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113567840B (zh) * 2021-09-08 2022-07-29 无锡力芯微电子股份有限公司 电源动态响应的高精度检测方法及电路
CN114442718B (zh) * 2022-01-29 2023-01-24 北京奕斯伟计算技术股份有限公司 稳压器及其控制方法、电源系统、接收机及其控制方法
CN114944836B (zh) * 2022-07-26 2022-11-04 无锡麟力科技有限公司 一种负载开关的控制电路
CN115963311B (zh) * 2023-03-15 2023-05-12 北京炎黄国芯科技有限公司 一种用于ldo限流的电流检测电路
CN116346113B (zh) * 2023-05-23 2023-08-11 晶艺半导体有限公司 高精度电流控制的负载开关电路及其修调方法

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8878510B2 (en) * 2012-05-15 2014-11-04 Cadence Ams Design India Private Limited Reducing power consumption in a voltage regulator
US9154026B2 (en) * 2012-06-27 2015-10-06 Intel Corporation Bridge driver for a switching voltage regulator which is operable to soft-switch and hard-switch
CN105242736A (zh) * 2015-10-27 2016-01-13 上海芯圣电子股份有限公司 一种辅助ldo电路及切换供电电路
CN105573396B (zh) * 2016-01-29 2017-10-24 佛山中科芯蔚科技有限公司 一种低压差线性稳压器电路
FR3051570B1 (fr) * 2016-05-23 2019-11-22 STMicroelectronics (Alps) SAS Dispositif de regulation a faible chute de tension, en particulier capable de supporter des tensions d'alimentation compatibles avec la norme usb type c
CN108919872B (zh) * 2018-06-25 2020-06-09 北京集创北方科技股份有限公司 低压差线性稳压器及其稳压方法
US11526187B2 (en) * 2020-01-03 2022-12-13 Skyworks Solutions, Inc. Method and system for boosting output current

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