CN1132852A - 静电变换器的驱动装置 - Google Patents

Abstract

压电振荡器1的振荡由交变驱动源5提供恒定电压而实现。在压电振荡器上接有等于阻尼电容Cd的静电容Cs和将流过静电容Cs的电流移相180°的相位变换装置。在此结构下，流过阻尼电容Cd的电流可被等效地抵消或减小，从而实现电流消耗的减小。另外，因不使用线圈，故由静电容Cs对该电流的抵消作用不受频率的影响。因此，即使在来自交变驱动源5驱动电能的频率偏离该压电振荡器1的谐振频率时，也可象以前那样实现节省电能的目的。

Description

静电变换器的驱动装置

本发明涉及静电变换器的驱动装置，这些变换器包括压电振荡器或带间隙相向扁平电极结构的静电变换器等，它们用于压电变压器、压电马达以及振荡型陀螺仪。更具体而言，本发明所涉及的是压电振荡器的驱动装置，用该驱动装置驱动该压电振荡器可利用减少或抵消驱动过程中，该压电振荡器阻尼电容中以及静电变换器电容分量中的电能消耗。

图17A给出了压电振荡器1，它作为静电变换器的一个例子。图17B给出了该振荡器1在谐振点附近进行振荡操作时的等效电路。压电振荡器1可以用如图17B所示的等效电路来描述在如下情况下成立，即该振荡器在谐振点附近窄频带范围内进行振荡操作。

由元件Rm、Cm和Lm组成的串联谐振臂3等效地描述了压电振荡器1的谐振状态。参考符号Cd表示压电振荡器1的阻尼电容分量，该电容连接于含有串联谐振臂3的并联谐振臂4之中。图18给出了压电振荡器1的导纳特性。参考图18，其中参考符号fa表示串联谐振臂3的谐振频率(简称为谐振频率)，而参考符号fb则表示并联谐振臂4的谐振频率(简称为谐振频率)。

当驱动压电振荡器1时，流过阻尼电容Cd的电流对压电振荡器1的振荡提供某种贡献。由于该电流流过阻尼电容Cd，则除了使压电振荡器1起振的驱动源所需电能消耗之外，还必须向该压电振荡器1输送由阻尼电容Cd所消耗的电能，从而使得驱动源容量变大。

图19给出了在谐振频率fa处驱动压电振荡器1时用于等效地抵消流过阻尼电容Cd的电流的常规电路。

在图19所示的常规电路中，具有电感Ld的线圈被串接于压电振荡器1之上。串联谐振壁3的阻抗由式(1)表示如下。 $\mathrm{Zm}=\mathrm{Rm}+\mathrm{j\ωLm}+\frac{1}{\mathrm{j\ωCm}}----\left(1\right)$

流过压电振荡器1和电感Ld的电流I由式(2)表示，其中假定交流驱动电源5为恒定电压源，且施加于压电振荡器1上的电压为V。 $I=(\frac{1}{\mathrm{Zm}}+\mathrm{j\ωCd}+\frac{1}{\mathrm{j\ωLd}})V$ $=\{\frac{1}{\mathrm{Zm}}+j(\mathrm{\ωCd}-\frac{1}{\mathrm{\ωLd}})\}V----\left(2\right)$

为使压电振荡器1在谐振频率点fa进行振荡操作，必须在该压电振荡器1上并联具有满足式(3)电感Ld的线圈。只有在这种条件下，电流I才满足式(4)。 $\mathrm{\ωCd}=\frac{1}{\mathrm{\ωLd}}$ $\mathrm{Ld}=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2\mathrm{Cd}}=\frac{1}{{\left(2\mathrm{\πf}\right)}^2\mathrm{Cd}}----\left(3\right)$ $I=\frac{1}{\mathrm{Zm}}\·V----\left(4\right)$

当将具有如式(3)所示电感Ld的线圈并联于压电振荡器1之上时，该振荡器1的阻尼电容Cd被等效地抵消。消除了经过阻尼电容Cd的电流就使得有可能减少驱动源的电功率容量。

然而，在图19所示的电路中，为了抵消压电振荡器1的阻尼电容，必须使得电感Ld满足前述式(3)所要求的条件。满足式(3)条件的电感Ld与f²×Cd成反比，其中f为驱动频率，而Cd为阻尼电容。具体地说，电感Ld与驱动频率的平方成反比。因此，当以偏离谐振频率fa的频率驱动压电振荡器1时，由于驱动频率f与谐振频率fa之间的差别较大，则可用电感Ld抵消阻尼电容Cd情况下的比率就象所描述过的那样以二次曲线的方式减小。

另外，一般来说，与其它如电阻R和静电容(电容器)C的电气元件相比，实现给定电感Ld数值的线圈尺寸较大。因此，当电路中含有该线圈时，就难于使该装置实现小型化。再有，为设定电感Ld的数值以便满足式(3)或近似满足它，必须根据所使用的压电振荡器1而调整电感Ld的不同数值。然而，相对于电阻R和静电容C而言，电感不适合于进行可变调节。

另外，与压电振荡器属于同种类静电变换装置的静电变换器具有以容间隙相向的扁平电极。在电极两端施加电压，则静电变换器进行工作以改变间隙，反之，施加外力改变该间隙，则该电极两端的电压发生变化。这种静电变换器的等效电路与上述压电振荡器的相同。因此，在这种静电变换器中，其电容分量同样也消耗驱动电能。该静电变换器所具有的缺陷与该压电振荡器的相同，即其电能消耗增大。

本发明是为了解决上述问题，本发明的一个目的是提供一种电路，其中可不用电感而抵消或减小压电振荡器阻尼电容或静电交换器电容分量的电能消耗，其电能节省效果的实现可不依赖于驱动频率。

本发明的另一个目的在于利用驱动源电能节省和不采取通常为具有大尺寸电气元件的电感而实现电路的小型化。

在用以借助在静电变换器上施加交变电源而产生振荡的本发明的驱动装置中，用来抵消或减小静电变换装置电容分量的静电容以并联或串联方式连接于该静电变换装置之上。

例如，上述静电变换装置可以是作为电失真变换器的压电振荡器，或者是具有以小间隙相向扁平电极结构的静电变换器。上述电容分量在压电振荡器的场合为阻尼电容，而在静电变换器的场合为相向电极之间的电容分量。

另外，在用以借助在静电变换器上施加交变电源而产生振荡的本发明的驱动装置中，配有接于静电变换器的静电容和用以将流过该静电容的电流移相180°的相位变换装置，其中，在静电容和相位变换装置的作用下，流经静电变换装置电容分量的电流或施加于该装置电容分量上的电压被抵消，或者，在静电容和相位变换装置的作用下，流经静电变换装置电容分量的电流或施加于该装置电容分量上的电压被减小。

例如，当以恒定电压驱动作为静电变换装置实例之一的压电振荡器时，静电容和相位变换装置并联接于该压电振荡器之上。另外，当以恒定电流驱动该压电振荡器时，静电容和相位变换装置串联接于该压电振荡器上之上。

另外，在用以借助在静电变换器上施加电压而产生振荡的本发明的驱动装置中，该装置包含对加于静电变换器一端的电压进行放大的放大器以及接于该放大器输出端和该静电变换器另一端之间的静电容。

在上述驱动电路中，当静电容为该静电变换装置电容分量的1/N倍时，放大器的放大因数应约等于(N＋1)。

另外，借助在静电变换器上施加电压以产生振荡的本发明的驱动装置包括含有静电变换装置电容分量和电阻分量的频率选择电路以及用该频率选择电路构成其正反馈环的放大器，其中该驱动装置在由上述频率选择电路所确定的频率上产生自激振荡。

在上述频率选择电路中，电阻和静电容在放大器中相互连接在一起，而静电变换装置的一端接于该放大器的非倒相输入端。

在本发明的驱动装置中，静电容连接于诸如压电振荡器的静电变换装置上，而例如该压电振荡器阻尼电容Cd的电容分量被施加于该静电容之上的电压或流经该静电容的电流所抵消或减小。由于在静电变换装置振荡时可以抵消或减小阻尼电容Cd等电容分量的电能消耗，所以就实现了驱动时的电能节省。

另外，由于该装置中不使用线圈，从而尽管在驱动频率与静电变换装置的谐振频率之间可能会产生差别，关于电容分量的减弱效果却不会象图19所示的常规装置那样大幅度地下降。因此，在任何驱动频率上均可以产生抵消或减小电容分量的效果。

另外，由于未采用线圈，该电路可以实现小型化。再有，借助使静电容的电容值成为可变，就可以根据所采用的压电振荡器而适当地调整对电容分量的抵消或减小，从而使该电容分量的调整变得更加方便。

在上述装置中，取静电容近似等于所用静电变换装置的电容分量，且最好使流过该静电容的电流为相位变换装置所移相180°。这样，就有可能抵消或减小施加于该电容分量(例如阻尼电容)上的电能。

另外，在本发明的驱动装置中(其中电压施加于静电型变换装置上)，配备有用于放大静电变换装置电压的放大器和与该放大器串联后又与该静电变换装置相连的静电容。在该驱动装置中，流经静电容且基于放大器放大电压的电流的作用是减小流过压电振荡器阻尼电容的电流。

具体地说，利用令静电容的数值约等于压电振荡器阻尼电容等电容分量的1/N倍，且令上述放大器的电压放大因数等于阻尼电容之电容分量的(N＋1)倍，就有可能抵消施加于阻尼电容等上的电能。

本发明静电变换器的驱动装置备有由运算放大器构成的放大器，以及位于正反馈环(即该放大器的正反馈路径)上的频率选择电路。该频率选择电路含有该静电变换装置的电容分量和电阻分量，更详细地说，该静电变换装置的电容分量和电阻分量被设置在谐振状态(即串联谐振状态)，从而该驱动装置可以构造得使之在该静电变换装置的谐振点附近产生自激振荡。

本发明的驱动装置利用了维恩电桥振荡电路原理。举例来说，该振荡电路中的频率选择电路可以包括：第一电容和第一电阻，它们相互串联并包含在放大器的正反馈环中；以及第二电容和第二电阻，它们相互并联并与该放大器的非倒相输入端相连。人们注意到，用在谐振点附近驱动的静电变换装置替换第二电容与第二电阻，可以构成自激振荡电路，该电路在由下列因素确定的频率上产生振荡，这些因素即为静电变换装置的电容分量和电阻分量。

在上述频率选择电路中，第一和第二电容分别作为低通和高通滤波器，而在放大器输入与输出端之间构成带通滤波器以便确定自激振荡频率。人们注意到，在两个频率的谐振频率之间有时会产生差别，其中之一为诸如压电振荡器的静电变换装置的谐振频率，而另一个是由上述频率选择电路所确定的自激振荡频率。因而，如图14所示，当附加电容C’和附加电阻R’以并联或串联的方式连接于静电变换装置之上，并利用该附加电容和附加电阻调整上述低通和高通滤波器的截止频率时，就可以在该静电变换装置的谐振频率处产生自激振荡。

此外，利用将设定放大因数的电阻配置在放大器的负反馈环中，就可以使该自激振荡的幅度变得稳定。

以下结合附图对所给出的本发明的优选方案进行说明，将会使本发明的其它目的和特点变得更加清晰。这些附图的说明如下：

图1为说明本发明第一种情形的等效电路，该等效电路是在压电振荡器由恒定电压源驱动时作出的；

图2给出了图1所示本发明第一种情形的方案的电路图；

图3给出了本发明第一种情形的改进实例的电路图；

图4描述了本发明第一种情形的另一种方案的电路图；

图5为本发明第一种情形又一种方案的电路图；

图6为说明本发明第二种情形的等效电路，该等效电路是在压电振荡器由恒定电流源驱动时作出的；

图7给出了如图6所示本发明第二种情形的改进实例的电路图；

图8为描述本发明第二种情形的方案的电路图；

图9为更详细地描述图8所示电路的电路图；

图10为描述本发明第三种情形的实例的电路图；

图11A为描述图10所示方案电流频率特性的曲线；

图11B为描述图10所示方案相位频率特性的曲线；

图12为描述本发明第三种情形的方案的示意图；

图13为描述本发明第三种情形的另一构成实例的等效电路；

图14为描述本发明第四种情形的方案的示意图；

图15A为压电振荡器在谐振频率处被驱动时的等效电路；

图15B为压电振荡器变为串联谐振状态时的等效电路；

图16A为描述静电变换器驱动状态的示意图；

图16B为图16A的等效电路；

图17A为压电振荡器的电路图；

图17B为压电振荡器在谐振频率处被驱动时的等效电路；

图18为描述压电振荡器振荡时的导纳频率特性的曲线；

图19为常规驱动装置用以抵消阻尼电容的电路图。

对于本发明的静电变换装置，有压电振荡器和包含相向扁平电极的静电变换器。下面将以压电振荡器为例进行方案说明。

图1为描述本发明第一种情形的电路图。该电路图被描绘成包含等效电路的电路，在该等效电路中，压电振荡器1在谐振点附近进行谐振。

参考图1，作为压电振荡器1附加电容的静电容Cs和相位变换装置6串联相接。该串联电路与压电振荡器1并联相接。相位变换装置6的作用是将流过静电容Cs的电流移相180°。

当流过静电容Cs的电流被相位变换装置6移相180°时，包含静电容Cs和相位变换装置6的串联电路的导纳可表示为(-jωCs)。因此，假设由交变驱动源5施加于压电振荡器1的电压为V，则流过压电振荡器1和静电容Cs的电流I可用式(5)表示。 $I=(\frac{1}{\mathrm{Zm}}+\mathrm{j\ωCd}-\mathrm{j\ωCs})V$

如式(5)所示，假如静电容Cs近似等于阻尼电容Cd，则I＝V/Zm就成立。以交变驱动源5作为参考能源，则关于阻尼电容Cd的电流可以被等效地抵消。此时，抵消关于阻尼电容Cd上电流的条件为Cs＝Cd，这个条件不象式(3)所给出的抵消条件那样是驱动频率f的函数，其中f＝ω/2π，而式(3)是由图19所示利用电感Ld的电路所满足的。具体来说，当满足Cs＝Cd时，抵消流过阻尼电容Cd电流的条件不依赖于频率，则该阻尼电容Cd可以在整个频率范围内等效地抵消。调整静电容Cs数值相对于采用电感的情形而言容易得多。由于所采用的元件尺寸小，从而可实现电路的小型化。理所当然，当附加于压电振荡器1的静电容Cs不完全等于阻尼电容Cd时，将预期产生减小阻尼电容影响的优越性。

以图1框图所示的本发明的第一种情形将由图2所示的电路实现。

在图2所示的方案中，静电容Cs和相位变换装置(即移相器6)与压电振荡器1并联相接。在该电路中，借助在电路中接入近似等于压电振荡器1阻尼电容Cd的静电容Cs，由交变驱动源(5)施加于阻尼电容Cd的电功率可以如式(5)所描述的那样被减小。

另外，上述本发明的第一种情形还可以如图3所示那样，在图1电路的且和b点之间接入多个静电容Cs1、Cs2和Cs3等等而构成。在这种情况下，一组相位变换装置6a、6b、…、6n分别与相应静电容Cs1、Cs2、…、Csn串联相接，且备有加法器7用以对所有流过各相位变换装置和电容的电流进行迭加。此时，如式(6)所示，静电容Cs1、Cs2、…、Csn的总和等效于图1所示的一个电容Cs。 $\mathrm{Cs}=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Csi}----\left(6\right)$

再有，图4和图5给出了本发明第一种情形的驱动装置采用运算放大器作为相位变换装置6的实例。这两个实例中均采用运算放大器作为倒相放大器。在图4和图5的驱动装置中，流过静电容Cs的电流被移相180°。同样，在图4和图5的驱动装置中，流过阻尼电容Cd的电流可以用图1电路的相同方式而被抵消或减小。

图6为本发明第二种情形的驱动装置的电路图。

在图6所示的等效电路中，交变驱动源5为恒定电流源，而压电振荡器1被驱动在电流谐振频率fb附近进行振荡操作(参见图18)。

静电容Cs和相位变换装置8串联于压电振荡器1上。该相位变换装置8的作用是将流过静电容Cs的电流移相180°。

流过静电容Cs的电流被相位变换装置8移相180°的结果是，c点与d点之间阻抗变为-(1/jωCs)，其中静电容Cs和相位变换装置8位于c点与d点之间。从而，假设c点的电位为V，则由作为恒定电流源的交变驱动源5所给定的电流I与电压之间的关系由下面的公式(7)表示。 $v=(\frac{1}{Y^{\′}m}+\frac{1}{\mathrm{j\ω}{C}_o}-\frac{1}{\mathrm{j\ω}{C}_n})I$

如式(7)所示，假设静电容Cs等于阻尼电容Co，则V＝(I/Y’m)得以满足，电路中施加于阻尼电容Co的电压被等效地抵消，从而使得该阻尼电容Co中消耗的电能为零。从式(7)可以注意到，尽管静电容Cs可能不完全等于阻尼电容Co，由阻尼电容Co所消耗的电压仍可根据该静电容Cs的值减小某个数量。

此外，如式(7)所示，抵消或减小施加于阻尼电容Co的电压所需的条件是静电容Cs和阻尼电容Co两者的数值相等，而该条件与频率无关。因此，压力振荡器1不一定要在电流谐振频率fb上进行驱动，正象本发明第一种情形一样，甚至在驱动频率不同于电流谐振频率时，施加于阻尼电容Co上的电压也可以通过静电容Cs而有效地减小。

再有，如图7所示，一系列静电容Cs1、Cs2、…、Csn串接于c点与d点之间，而用以对流过各个电容的电流移相180°的一组相位变换装置8a、8b、…、8n分别与相应的静电容相串联。用以迭加流过各个静电容Cs1、Cs2、…、Csn电流的加法器9被设置在相位变换装置8a、8b、…、8n与d点之间。如图7所示的电路可以接在图6中c点与d点之间。

图7中各个静电容Cs1、Cs2、…Csn与图6中静电容Cs之间的关系与式(6)所描述的相同。

如图6框图所示的本发明第二种情形的驱动装置可利用图8和图9的电路而实现。图9所示电路为进一步具体地实现图8电路方案的电路。

如图8所示的电路中，交变驱动源5为恒定电流源。在图9中，对于作为恒定电流源的交变驱动源，只有选择地给出了恒定电流电路。来自恒定电流源的电流被电流-电压变换电路8 a转换成电压，具体地说，电路8a作为相位变换装置，其作用是将电流移相180°。由电流经电流-电压变换电路8a转换而来的电压经过恒定电流电路8b而变成恒定电流并加在压电振荡器1之上。

图8和图9所示电路的互作方式与对图6所作的说明一样。如式(7)所表达的那样，施加于电路中阻尼电容Co的电压可利用静电容Cs而抵消或减小。由于不使用线圈，该驱动装置可实现小型化。在利用静电容Cs抵消或减小施加于阻尼电容Co上电压的过程中，由于抵消或减小可不依赖于频率而进行，从而甚至在来自交变驱动源5的驱动频率偏离电流谐振频率fb时，仍然可以实现对施加于阻尼电容Co上电压的抵消或减小。

图10为描述本发明第三种情形的驱动装置的电路图。在图10中，所给出的等效电路是当压电振荡器1在谐振频率fa附近进行谐振操作时得到的。

在图10的电路中，压电振荡器1的一个电极接地，或该电极也可以设置为预定的电位。交变驱动源5的一端接地，其另一端与压电振荡器1的另外一个电极相接。

另外，压电振荡器1的该另一电极(即加有来自交变电源5的电压V的c点)接于环电路(反馈电路)之上，其中环电路由静电容Cs和放大器11串联构成。该放大器的作用是对加在静电容Cs上的电压进行放大。静电容Cs的一个电极接于放大器11的输出端，其另一个电极接于压电振荡器1的另外一个电极(即作为该压电振荡器1电源供应端的c点)。

当静电容Cs为压电振荡器1阻尼电容Cd的1/N倍时，上述放大器11的电压放大因数应近似等于(N＋1)。此时，如图10所示，施加于静电容Cs的电压(即c点与d点之间的电压)变为N·V。

如图10所示，在压电振荡器1的一个电极被接地的电路中，假设从交变驱动源5流入c点的电流为i，而从静电容Cs流入c点的电流为i1。另外，还假定压电振荡器1的串联谐振臂3的阻抗为Zm，而流过阻尼电容Cd的电流为i3。应当注意，由于从c点流入放大器11的电流i4很小，该电流可以忽略。电流i1、i2、i3和i分别由式(8)、式(9)、式(10)和式(11)所表示。

                      i1＝jωCs·N·V    (8) $i2=\frac{V}{\mathrm{Zm}}----\left(9\right)$

                     i3＝jωCd·V      (10)

                     i ＝i2＋i3-il       (11)由公式(8)、(9)、(10)和(11)导出i，则可得到式(12)。 $i=\frac{V}{\mathrm{Zm}}+\mathrm{j\ω}(\mathrm{Cd}-N\·\mathrm{Cs})\·V---\left(12\right)$ $\mathrm{Cs}=\frac{\mathrm{Cd}}{N}----\left(13\right)$

当满足式(13)所描述的条件时，i由下面公式(14)表示，且此时它变得与i2相等。 $i=\frac{V}{\mathrm{Zm}}=\frac{V}{\mathrm{Rm}+j(\mathrm{\ωLm}-\frac{1}{\mathrm{\ωCm}})}$ $=\frac{V\·e^{-\mathrm{j\θ}}}{\sqrt{R{m}^2}+{(\mathrm{\ωLm}-\frac{1}{\mathrm{\ωCm}})}^2}----\left(14\right)$

具体地说，由交变驱动源5输出的电流i只流入压电振荡器1串联谐振臂3的输入阻抗Zm，而该电流却不流入阻尼电容Cd，从而该电容与振荡器的振荡操作无关。换句话说，来自交变驱动源5的驱动电流不会被阻尼电容所消耗。

求解流过压电振荡器1的电流i的相位θ，该相位θ由下面公式(15)所表示。 $\mathrm{\θ}={\tan }^{-1}\frac{(\mathrm{\ωLm}-\frac{1}{\mathrm{\ωm}})}{\mathrm{Rm}}----\left(15\right)$

当满足式(14)和(15)时，振荡频率与电流i之间的关系以及振荡频率与相位θ之间的关系分别由图11A和11B所给出。

在本发明的第三种情形中，与本发明的第一种情形类似，抵消或减小流过阻尼电容Cd的驱动电流的条件为公式(13)，而这就意味着该条件的给定是作为静电容Cs和放大器11放大因数N的函数，且它不是驱动频率f的函数。具体地说，抵消流过阻尼电容Cd上电流的条件不依赖于振荡频率。

用于抵消阻尼电容Cd的静电容Cs的调整可利用可变电容或微调型可变静电容进行，且这种调整比用常规方法调整电感Ld要容易得多。另外，可以实现该电路的小型化。再有，当静电容Cs被作成恒定，而放大器11的放大因数N或(N＋1)利用可变电阻作成可变的时，也可以获得同样的效果，还可进一步实现电路的小型化。当静电容Cs等于压电振荡器1阻尼电容Cd的1/N倍时，放大器11的放大因数应优选为(N＋1)。然而，这个条件不需要精确地满足。如果该条件未精确地满足，可实现对流经压电振荡器1阻尼电容Cd的电流的减小，从而可实现节能驱动的效果。

此外，图10电路的目的是为了利用流过静电容Cs的电流i1抵消或减小流过阻尼电容Cd的电流i3。因此，举例来说，在不使用放大器11的情况下，利用在c点施加等于或接近于(N＋1)V的电压，可达到同样的效果。具体来说，利用提供具有静电容Cs的环电路以及向该静电容Cs供应环电流的电压源装置，可以预期取得图10中同样的效果。

如图10所示本发明的第三种情形将利用图12所示的电路而实现。在图12中，压电振荡器1的一个电极接地，而其另一个电极接于交变驱动源5。c点接于含有相互连接的静电容Cs和放大器(运算放大器)11的环电路，但是该放大器(运算放大器)11的电压放大因数由电阻Ri和Rf确定。

当静电容Cs为阻尼电容Cd的1/N倍时，流过该阻尼电容C d的电流可如上述被抵消，这需要设置电压放大因数(Gain)如公式(16)所示。 $\mathrm{Gain}=(N+1)=1+\left(\frac{\mathrm{Rf}}{\mathrm{Ri}}\right)----\left(16\right)$

在上式(16)中，如果电阻Rf为可变电阻，利用改变电阻Rf的阻值而固定静电容Cs的数值，可容易地取得同样的效果。

另外，本发明的第三种方案并不局限于图10的结构，它也可利用图13的结构而实现。

在图13中，给出了与原有路径不同的分支路径，其中原有路径是从交变驱动源5向压电振荡器1的电极(c’点)供应驱动电能的通道，而该电极是该振荡器的非接地电极。在该分支路径中，配置了相互串联的静电容Cs和放大器11，且该静电容Cs又与c’点相接。同样，在这种方案中，施加于压电振荡器1电极上的驱动电压V经放大器11放大(N＋1)倍，且放大器11的放大输出端经过静电容Cs接于上述c’点上。

图13的电路是与图10中压电振荡器1驱动装置同种类型的电路。在图13的电路中，假设由交变驱动源5向c’点提供的电流为i，流过串联谐振臂的电流为i2，流过阻尼电容Cd的电流为i3，而流过静电容Cs的电流为i1’，则各个电流i、i2、i3和i1’之间的关系与式(11)相同，只需在该式中将i1换成i1’。

因此，同样的理由，在图13的驱动装置中，当满足式(13)所给出的条件时，也就是说，当满足静电容Cs等于阻尼电容Cd的1/N倍的条件时，来自驱动源5的电流不会被阻尼电容Cd所消耗，从而可有效地驱动该压电振荡器。

图14给出了本发明第四种情形的驱动装置的电路图。

负反馈电路单元和正反馈电路单元连接在用于驱压电振荡器1的驱动电路25的放大器(运算放大器)20上。负反馈电路单元21由电阻R3和R4组成，这两个电阻决定了放大器20的增益。正反馈电路单元22包括电阻R1、静电容Cs以及压电振荡器1。

负反馈电路单元21用于设定放大器20的电压放大增益使之足够高以稳定自激振荡的振幅。在该负反馈电路单元21中，构成了负反馈路径，该路径经由电阻R3从放大器20的输出端延伸至该放大器的倒相输入端。电阻R4接于放大器20的倒相输入端。

正反馈电路单元22作为频率选择电路，其中压电振荡器1的一端接地，而其另一端与放大器20的非倒相输入端相接，且正反馈路径(正反馈环)的构成是经由静电容Cs和电阻R1从放大器20的输出端延伸至该放大器的非倒相输入端。

图15A是当压电振荡器1在谐振频率fa被驱动时的等效电路。在谐振频率fa，由电感Lm和电容Cm构成串联谐振电路，且图15A中所示的电路与图15B中的电路等效。图15B中等效电路的谐振频率fa可由式(17)求得。 $\mathrm{fa}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{Lm}\·\mathrm{Cm}}}----\left(17\right)$

在图14所给出的电路中，假设未接入附加电容c’和附加电阻R’，用图15B所示串联谐振时的等效电路代替压电振荡器1，从而给出关于该电路的分析如下。

在图14中，由参考电压eo求得电压ei和ei’，其足式(18)的关系。 $\mathrm{ei}=\frac{\mathrm{eo}}{(1+\frac{R1}{\mathrm{Rm}}+\frac{\mathrm{Cd}}{\mathrm{Cs}})+j(\mathrm{\ωCdR}1-\frac{1}{\mathrm{\ωCsRm}})}$ $e{i}^{\′}=\frac{R4}{R3+R4}\·\mathrm{eo}----\left(18\right)$

在假定放大器20的放大因数足够大的情况下，电压ei等于电压ei’，则式(19)成立。 $\frac{R4}{R3+R4}=\frac{1}{(1+\frac{R1}{\mathrm{Rm}}+\frac{\mathrm{Cd}}{\mathrm{Cs}})+j(\mathrm{\ωCdR}1-\frac{1}{\mathrm{\ωCsRm}})}---\left(19\right)$

关于振幅的条件由式(20)表示，而关于频率的条件由式(21)表示。 $\frac{R3+R4}{R4}=1+\frac{R1}{\mathrm{Rm}}+\frac{\mathrm{Cd}}{\mathrm{Cs}}----\left(20\right)$ $\mathrm{\ωCdR}1=\frac{1}{\mathrm{\ωCsRm}}----\left(21\right)$

选择R1、R3、R4和Cs等参数满足该振幅条件和频率条件，则图14所示的电路便成为自激振荡电路。

另一方面，式(21)所示的频率条件意味着，在压电振荡器1谐振频率fa处，其阻尼电容Cd被静电容Cs和电阻R1所抵消。因此，在图14中，利用设置上述参数R1、R3、R4和Cd满足振幅条件和频率条件，可构成使用压电振荡器1的振荡电路，其作为压电振荡器1阻尼电容Cd等效抵消电路的一种应用，该等效抵消电路由静电容Cs和电阻R1组成。

具体地说，该自激振荡电路利用了维恩电桥电路的原理。该维恩电桥电路的作用是利用对放大器(运算放大器)20施加正反馈而产生振荡。该自激振荡频率由作为频率选择电路的正反馈电路单元22而决定。在该正反馈电路单元(频率选择电路)22中，第一电容Cs和第一电阻R1相互串联地接在正反馈环中。压电振荡器1的阻尼电容Cd为图15B中等效电路的第二电容，而电阻Rm则是该等效电路中的第二电阻。它们相互并联且接于放大器20的非倒相终端。在频率选择电路22中，第一电容(静电容)Cs作为高通滤波器，而第二电容(阻尼电容)Cd则作为低通滤波器。处于放大器20的正反馈通道上由该低通和高通滤波器组成的带通滤波器决定了自激振荡频率。

负反馈电路单元21使得放大器20的电压放大增益足够高并作为自激振荡的幅度稳定电路。

压电振荡器1的谐振频率由式(17)所确定，且它在该压电振荡器1的工作期间由电感分量Lm和电容分量Cm所确定。在有些情况下，该谐振频率不必与由上述频率选择电路决定的自激振荡频率相一致。

在这种情况下，最好如图14所示在构成压电振荡器1的电路中接入附加电容C’和附加电阻R’并调整或选定该电容和电阻各自的数值。此时，附加电容C’用于调整上述低通滤波器的截止频率，而附加电阻R’则用于调整上述高通滤波器的截止频率。因此，有可能校正低通和高通滤波器的截止频率，以便使自激振荡电路25的自激振荡频率与压电振荡器1的谐振频率相一致或使它们大致相等。

接下来，在上述各个方案中，压电振荡器将改用静电变换装置进行描述。如图16A所示，压电振荡器可以用作驱动装置的静电变换器30。图16A和16B所给出的情形表明，静电变换器30的驱动是由与图10方案相类似的电路而进行的。

该静电变换器30的结构是，相固定扁平电极31与可移动电极32以小间隙d而面对面相置。假定，该相面对电极的面积为A，加在该电极之间的偏置电压为E，加在该电极之间的输入电压(驱动电压)为V，该电极之间空气层的介电常数为ε，则由于输入电压V而作用于电极31与32之间的静电驱动力f由公式(22)表示。 $f=\frac{\mathrm{\ϵ}\·A\·E}{d^2}\·V----\left(22\right)$

在静电变换器30被驱动的状态下，其等效电路用参考数字30a表示。该电路与图10所示在谐振点进行振荡的压电振荡器的电路相等效。在图16B中，参考符号Ca表示电极31和32之间的电容分量。另外，参考符号R表示可移动电极32的机械驱动电阻，符号L表示机械支撑下可移动电极32的弹簧常数，而符号C表示机械和弹性支撑下的粘滞阻力。同样，在驱动静电变换器30时，驱动电流被电容分量Ca所消耗，且这种电流消耗量对可移动电极32的驱动毫无贡献。

因此，在图16A和16B所示的方案中，象图10中那样加入了同样的环电路，使得静电容Cs为电容分量Ca的1/N倍，且使得放大器11的放大因数为(N＋1)，从而可以象在压电振荡器驱动装置中那样减小或抵消电容分量Ca所消耗的电流。

注意，图1至图9中接有相位变换装置的驱动电路和图14中利用自激振荡的驱动电路也可以用作静电变换器30的驱动装置

本发明静电变换装置的驱动装置可用作接于压电变压器初级端的电路，或可作为压电马达的驱动装置。再有，它也可用作振荡型陀螺仪和加速传感器的驱动装置。例如，在振荡型陀螺仪的场合，恒定弹性材料(例如恒弹性镍铬弹性钢)在压电振荡器作用下而振动，或该压电振荡器本身产生振荡。该恒定弹性材料或压电振荡器被装置转动系统中以便在与Coriolis力的驱动方向不同的方向上使其产生振荡。由该Coriolis力所产生的振荡利用压电检测元件进行检测以获得该转动系统的角速度。可以将本发明应用于上述振荡型陀螺仪压电振荡器的驱动装置。

如上所述，根据本发明，当驱动诸如压电振荡器的静电变换装置时，可以抵消施加于该静电变换装置电容分量上的电能消耗，从而也可实现该驱动装置的小型化。另外，由于不象常规驱动装置那样采用电感，从而不仅可实现电路的小型化，还可使在该驱动装置工作过程中不依赖工作频率并使调整工作变得简便。另一方面，即便在完全抵消的条件不精确满足的情况下，也可以预期由于电容分量的等效减小作用而实现对驱动电源的电能节省。

另外，利用放大器和频率选择电路构成自激振荡电路，并且在该频率选择电路中加入在谐振点附近振荡时静电变换装置的电容分量和电阻分量，就有可能在该谐振点附近驱动该静电变换装置以实现高效率的驱动。利用加入附加电容和附加电阻，将有可能在等于该静电变换装置谐振频率或近似等于该谐振频率的频率上进行自激振荡。

再有，利用引入电阻以使得负反馈环中放大器的放大因数足够高，则有可能实现稳幅的自激振荡。

尽对本发明优选方案所作的介绍是详细的，但应当了解，其中可进行各种改变、替换和选择而不会超出所附关于本发明权利要求声明的精神和范围。

Claims (8)

1.静电变换器的驱动装置包括：

振荡装置，它由向静电变换装置提供交变电能而产生；静电容，它用于抵消或减小该静电变换装置的电容分量，且它与该静电变换装置相并联或串联。

2.静电变换器的驱动装置包括：

振荡装置，它由向静电变换装置提供交变电能而产生；静电容，它与该静电变换装置相接；相位变换装置，它用于将流过该静电容的电流移相180°，使得流过该静电变换装置电容分量的电流被抵消或减小，或加于该电容分量上的电压被抵消或减小。

3.根据权利要求2的驱动装置，其中该静电容和该相位变换装置与该静电变换装置相并联。

4.根据权利要求2的驱动装置，其中该静电容和该相位变换装置与该静电变换装置相串联。

5.静电变换器的驱动装置包括：

振荡装置，它由向静电变换装置提供电压而产生；放大器，它用于对施加在该静电变换装置一端的电压进行放大；静电容，它连接在该放大器放大输出端与该静电变换装置上述那一端之间。

6.根据权利要求5的驱动装置，其中该静电容约为该静电变换装置电容分量的1/N倍，而该放大器的放大因数约为(N＋1)。

7.静电变换器的驱动装置包括：

频率选择电路，它由静电变换装置的电容分量和电阻分量构成；放大器，它具有包含该频率选择电路的正反馈环；自激振荡操作装置，它工作在由该频率选择电路所决定的频率上。

8.根据权利要求7的驱动装置，其中，在该频率选择电路中，电阻和静电容接于该放大器的正反馈环中，而该静电变换装置的一端连接在该放大器的非倒相输入端。

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